CN113949272A - Dc-dc谐振转换器及其控制方法 - Google Patents

Dc-dc谐振转换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本公开提供一种DC‑DC谐振转换器及其控制方法。DC‑DC谐振转换器包含：相并联的m组初级侧级，其中每一组初级侧级均相同且包含n层堆叠电路，m为正整数，n为大于1的整数，m组初级侧级接收输入电压；耦接于初级侧级的n*m个谐振电路；n*m个变压器，共具有n*m个初级侧绕组及n*m个次级侧绕组，其中初级侧绕组耦接于对应的谐振电路；相并联的p组次级侧级，其中每一组次级侧级均相同且包含q(q＝n*m/p)层堆叠电路，次级侧级耦接于对应的次级侧绕组；以及控制电路，用以根据输出电压、输入电压及输入电容电压控制初级侧开关。

Description

DC-DC谐振转换器及其控制方法
技术领域
本公开是关于一种DC-DC谐振转换器及其控制方法，尤指一种采用开关频率控制及电压平衡策略的迭桥谐振转换器。
背景技术
谐振转换器可采用谐振腔电路对开关电压及/或开关电流的波形进行塑形，以最小化开关损耗且可进行高频运行。由于其具有效率高、通过集成磁性元件实现的简单结构、可于初级开关和次级开关上进行软开关切换及适用于宽电压范围的应用等等优点，故已作为隔离式DC/DC转换器而被广泛使用。
举例而言，于2002年2月5日公告、发明名称为“LLC Series Resonant DC-DCConverter”且专利号为6344979的美国专利揭露了一种LLC谐振转换器及其基本运行原理。图1A及图1B分别示出了在闭环电压控制下的传统全桥LLC谐振转换器及其开关S1至S4的控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序。可通过控制所述初级侧开关的开关频率来调节输出电压VAB。当LLC谐振转换器运行于谐振频率fr且直流电压增益M等于变压器的匝数比NP/NS可达到最高效率，其中谐振频率fr由谐振电感Lr和谐振电容Cr所决定。当开关频率fsw大于谐振频率fr时，直流电压增益M减小。反之，当开关频率fsw小于谐振频率fr时，增益M增大。然而，若开关频率fsw朝远离谐振频率fr的方向变化，则效率总是下降。为了实现所需的输出电压范围，LLC谐振转换器应运行于其对应的频率范围内。
如图1A及图1B所示，谐振腔包含串联连接的电感Lr和电容Cr，图中的电路可视作串联谐振转换器。若变压器TR的励磁电感Lm相对较小(即仅为谐振电感Lr的数倍)，则转换器可以作为LLC串联谐振转换器运行。需注意的是，副边二极管整流器(包含二极管D1、D2、D3及D4)可采用同步整流器(例如采用低导通电阻MOSFET)以提升效率。此外，变压器两侧的可控开关皆允许功率双向流动，故转换器可进行双向运行。另应注意的是，隔离式谐振转换器的次级侧可采用中心抽头次级侧绕组，而非采用图1A所示的全波整流器。
一般而言，通过可变开关频率控制来对谐振转换器进行控制。在高于谐振频率的运行期间，谐振转换器的初级侧开关实现零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)，而在低于谐振频率的运行期间，谐振转换器实现零电流切换(zero-current switching，ZCS)。有关谐振转换器拓扑及其控制方式的更多细节请参阅参考文献[1]。
图1B示出了图1A中以零电压切换运行的串联谐振转换器的开关控制信号的典型时序。如图1B所示，所有开关S1、S2、S3及S4皆以50％的相同占空比运行。同一桥臂中的初级侧开关(即桥臂A中的开关S1和S2以及桥臂B中的开关S3和S4)以互补方式运行以避免交越传导。初级侧开关的频率由用于调节输出的反馈控制回路所决定。为了在实际运行中实现零电压切换，是于互补运行且处于同一桥臂的开关的的关断和导通时刻之间引入一小段延迟(或称作死区时间)，以将初级侧开关的占空比设定为略小于50％的值。在此死区时间内，电流自处于关断状态的开关器件转为流向换向另一器件的反平行二极管，此可为随后的零电压切换创造条件。
当采用1.2kV的器件时，全桥结构通常用于小于800V直流输入电压的应用中。在高输入电压应用中，参考文献[2]中的三电平拓扑更具有吸引力，这是因为其中每个开关器件仅需阻断一半的输入电压。三电平拓扑被应用于参考文献[3]中的LLC转换器，其所提出的转换器无需额外的辅助电路即可实现开关的零电压切换。在参考文献[4]中，首次提出了三电平串接半桥(serial half bridge，SHB)拓扑(也被称作堆叠式降压拓扑)，其相较于参考文献[2]中的传统三电平拓扑移除了两个钳位二极管。
图2A及图2B分别示出一示例性串接半桥谐振转换器及其开关S1至S4的控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序。串接半桥谐振转换器亦可通过可变开关频率控制进行控制。如图2A所示，所有开关S1、S2、S3和S4以50％的相同占空比运行。同一桥臂中的初级侧开关(即桥臂A中的开关S1和S2以及桥臂B中的开关S3和S4)以互补方式运行以避免交越传导。开关S1和S4具有相同的开关控制信号，而开关S2和S3具有相同的开关控制信号。初级侧开关的频率由用于调节输出的反馈控制回路所决定。
一般来说，受限于分离式元件的额定功率，基于分离式元件的全桥谐振转换器的功率被限制在数千瓦。参考文献[5]中提出了一种三相LLC谐振转换器，其通过额外设置与初级侧中的现有桥臂并联的一半桥相位桥臂以及与次级侧中的现有桥臂并联的一半桥相位桥臂，以进一步提升转换器功率。三相转换器可具有三个相互独立的变压器或单个集成变压器。典型三相LLC转换器的拓扑结构及其开关控制时序分别于第3A及3B图中示出。各个初级侧半桥的开关控制信号多以120度的相移相互交错，此实施方式可降低电流和电压纹波，从而降低元器件上的应力。
近来，由于高输入电压(>2kV)的电源供应器可在相同的输入电流下输送更多功率，故其在高功率应用中(例如固态变压器)越来越有吸引力。参考文献[6]中提出了一种具有采星型连接的变压器的多相多电平LLC谐振转换器，以满足高电压及大功率应用的需求。具有三个模块的多相多电平LLC谐振转换器的拓扑结构及其开关控制时序分别于图4A及图4B中示出，其中各个初级侧半桥桥臂的开关控制信号通常以120度的相移相互交错。然而，由于变压器的堆叠式结构及星形连接方式，故每个相位桥臂中的谐振电容将承受直流偏压。再者，当输入电压上升时，该直流偏压会进一步增加。此外，参考文献[6]并未述及如何解决堆叠电容的电压不平衡问题及进行双向运行。因此，需要开发一种能够在高输入电压和大功率应用中运行的DC/DC双向谐振转换器，并同时保留传统谐振转换器的优点。此外，还需开发一种应用于多相多电平LLC谐振转换器的电压平衡控制策略。
参考文献：
[1]B.Yang,F.C.Lee,A.J.Zhang and G.Huang,“LLC resonant converter forfront end DC/DC conversion,”APEC.Seventeenth Annual IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition(Cat.No.02CH37335),Dallas,TX,USA,2002.
[2]J.R.Pinheiro and I.Barbi,“The three-level ZVS PWM converter-a newconcept in high voltage DC-to-DC conversion,”Proceedings of the1992International Conference on Industrial Electronics,Control,Instrumentation,and Automation,1992.
[3]Y.Gu,Z.Lu,L.Hang,Z.Qian and G.Huang,“Three-level LLC seriesresonant DC/DC converter,”IEEE Transactions on Power Electronics,vol.20,no.4,pp.781-789,July 2005.
[4]I.Barbi,R.Gules,R.Redl and N.O.Sokal,“DC-DC converter:fourswitches V/sub pk/＝V/sub in//2,capacitive turn-off snubbing,ZV turn-on,”IEEETransactions on Power Electronics,vol.19,no.4,pp.918-927,July 2004.
[5]T.Jin and K.Smedley,“Multiphase LLC Series Resonant Converter forMicroprocessor Voltage Regulation,”Conference Record of the 2006IEEE IndustryApplications Conference Forty-First IAS Annual Meeting,Tampa,FL,2006,pp.2136-2143.
[6]F.Jin,F.Liu,X.Ruan and X.Meng,“Multi-phase multi-level LLCresonant converter with low voltage stress on the primary-side switches,”2014IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE),Pittsburgh,PA,2014,pp.4704-4710.
发明内容
本公开提供一种具有较佳性能的DC-DC谐振转换器。具体而言，通过堆叠相互串联连接的多个电路元件，本公开的谐振转换器适用于大功率及高电压应用。
根据本公开一方面的构想，本公开一实施例提供一种DC-DC转换器，包含初级侧、次级侧及控制电路。初级侧包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元，其中每一半桥逆变单元包含串接的两个主动开关以及串接的两个输入电容，两个主动开关所在的桥臂并联于两个输入电容所在的桥臂以共同形成第一回路。每一半桥逆变单元自两个主动开关之间的一点依序连接于谐振腔电路、绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组以及两个输入电容之间的一点。任一半桥逆变单元的第一端连接于第一回路中的所有桥臂，且任一半桥逆变单元的第一端直接连接于所堆叠的对应半桥逆变单元的第二端。在所有半桥逆变单元中未连接于另一半桥逆变单元的第一端及第二端之间施加或生成初级侧电压。半桥逆变单元可共享变压器磁芯。次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于绕制在变压器磁芯上的次级侧绕组，次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压被生成或施加于次级侧中。控制电路架构于致动DC-DC转换器中的所有主动开关，以改变逆变单元或整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
根据本公开另一方面的构想，本公开一实施例提供一种DC-DC转换器，包含初级侧、次级侧及控制电路。初级侧包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元，其中每一半桥逆变单元包含串接的两个主动开关以及输入电容，两个主动开关所在的桥臂并联于输入电容所在的桥臂以共同形成第一回路。每一半桥逆变单元自两个主动开关之间的一点依序连接于谐振腔电路、绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组的第一端、初级侧绕组的第二端以及所有半桥逆变单元的一公共星形连接点。任一半桥逆变单元的第一端连接于第一回路中的所有桥臂，且任一半桥逆变单元的第一端直接连接于所堆叠的对应半桥逆变单元的第二端。在所有半桥逆变单元中未连接于另一半桥逆变单元的第一端及第二端之间施加或生成初级侧电压。半桥逆变单元可共享变压器磁芯。次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于绕制在变压器磁芯上的次级侧绕组，次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压被生成或施加于次级侧中。控制电路架构于致动DC-DC转换器中的所有主动开关，以改变逆变单元或整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
根据本公开另一方面的构想，本公开一实施例提供一种DC-DC转换器，包含初级侧、次级侧及控制电路。初级侧包含堆叠的至少两个串联半桥逆变单元，其中每一串联半桥逆变单元包含串联连接的第一半桥桥臂及第二半桥桥臂。第一半桥桥臂包含第一输入电容及串接的两个第一主动开关，且两个第一主动开关所在的第一开关桥臂与第一输入电容所在的桥臂并联连接以形成第一回路。第二半桥桥臂包含第二输入电容及串接的两个第二主动开关，且两个第二主动开关所在的第二开关桥臂与第二输入电容所在的桥臂并联连接以形成回路。每一串联半桥逆变单元自两个第一主动开关之间的一点依序连接于谐振腔电路、绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组以及两个第二主动开关之间的一点。任一串联半桥逆变单元的第一端连接于第一回路中的所有桥臂，且任一串联半桥逆变单元的第一端直接连接于所堆叠的对应串联半桥逆变单元的第二端。在所有串联半桥逆变单元中未连接于另一串联半桥逆变单元的第一端及第二端之间施加或生成初级侧电压。串联半桥逆变单元可共享变压器磁芯。次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于绕制在变压器磁芯上的次级侧绕组，次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压被生成或施加于次级侧中。控制电路架构于致动DC-DC转换器中的所有主动开关，以改变逆变单元或整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
根据本公开另一方面的构想，本公开一实施例提供一种DC-DC转换器，包含初级侧、次级侧及控制电路。初级侧包含串联堆叠的至少两个全桥逆变单元，其中每一全桥逆变单元包含相互并联连接的电容桥臂及两个半桥桥臂，每一半桥桥臂包含串联连接的两个主动开关。每一全桥逆变单元自其中一个半桥桥臂的两个主动开关之间的一点经由谐振腔电路及绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组而连接于另一半桥桥臂的两个主动开关之间的一点。初级侧电压被生成或施加于串联堆叠的所有全桥逆变单元的两端之间。于任一全桥逆变单元中，全桥逆变单元的第一端及第二端分别连接于所有桥臂的两端。任一全桥逆变单元的第一端直接连接于所堆叠的对应全桥逆变单元的第二端。在所有全桥逆变单元中未连接于另一全桥逆变单元的第一端及第二端之间施加或生成初级侧电压。全桥逆变单元可共享变压器磁芯。次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于绕制在变压器磁芯上的次级侧绕组，次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压被生成或施加于次级侧中。控制电路架构于致动DC-DC转换器中的所有主动开关，以改变逆变单元或整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
于本公开的说明书及权利要求中，于“包含”、“包括”、“具有”等词后所使用的“一”可表示一个、一或多个或至少一个等意义。无论说明书中单独描述各个态样或以“及/或”方式描述多个态样，在权利要求中以“或”一词连接所述态样时，除非有明确限定所述态样仅可择一，抑或是所述态样相互排除，否则权利要求所用的“或”一词皆表示“及/或”。另一方面，经由以下的详细说明，本公开发明的特征及优点将更加显而易见。应理解的是，本公开所详述的实施例及具体示例供说明之用，本公开得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。
附图说明
图1A及图1B分别示出了在闭环电压控制下的传统全桥LLC谐振转换器及其开关S1至S4的控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序。
图2A及图2B分别示出了示例性串接半桥谐振转换器及其开关S1至S4的控制信号和初级侧全桥输出电压VAB的时序。
图3A及图3B分别示出了典型三相LLC转换器的拓扑结构及其开关控制时序。
图4A及图4B分别示出了具有三个模块的多相多电平LLC谐振转换器的拓扑结构及其开关控制时序。
图5A示出了本公开一实施例的三层堆叠式半桥LLC谐振转换器。
图5B示出了本公开一实施例中对图5A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、谐振腔输入电压VAB、VCD和VEF、谐振电容电压Vcr1、Vcr2和Vcr3以及谐振电流ir1、ir2和ir3进行可变频率控制时的时序。
图5C示出了本公开一实施例中对图5A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变占空比控制时的时序。
图6A示出了本公开一实施例的三层堆叠式半桥LLC谐振转换器，其在次级侧具有用于实现双向运行的主动开关。
图6B示出了本公开一实施例中对图6A的转换器的开关控制信号GS1至GS12、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制及相移控制时的时序。
图7A示出了本公开一实施例的n层堆叠式半桥谐振转换器。
图7B示出了具有集成变压器的n层堆叠式半桥谐振转换器。
图7C示出了n层堆叠式半桥谐振转换器，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向运行的主动开关。
图8A示出了本公开一实施例中具有三相二极管桥式整流器的三层堆叠式串联半桥谐振转换器。
图8B示出了对图8A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、全桥输出电压VAB至VEF、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制时的时序。
图8C示出了本公开一实施例的三层堆叠式串联半桥谐振转换器，其具有用于整流的相互并联的三个全波二极管桥臂。
图9A示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器，其具有用于整流的相互并联的n个全波二极管桥臂。
图9B示出了本公开一实施例中具有集成变压器的n层堆叠式串联半桥谐振转换器。
图9C示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向运行的主动开关。
图9D示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器，其具有用于整流的相互并联的n个全波二极管桥臂。
图10A为本公开一实施例中用于堆叠式半桥谐振转换器且基于占空比的电压平衡控制示意图。
图10B为本公开一实施例中用于具有采星形连接的变压器的堆叠式半桥谐振转换器且基于占空比的电压平衡控制示意图。
图10C为本公开一实施例中用于三层堆叠式半桥谐振转换器且基于相移的电压平衡控制流程图。
图10D为本公开一实施例中用于具有采星形连接的变压器的三层堆叠式半桥谐振转换器且基于相移的电压平衡控制流程图。
图10E为本公开一实施例中用于堆叠式半桥谐振转换器且基于混合方式的电压平衡控制流程图。
图11A示出了本公开一实施例的三层堆叠式全桥谐振转换器。
图11B示出了对图11A的转换器的开关控制信号GS1至GS12全桥输出电压VAB至VEF、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制时的时序。
图11C示出了本公开一实施例的n层堆叠式全桥谐振转换器。
图11D示出了本公开一实施例中具有集成变压器的n层堆叠式全桥谐振转换器。
图11E示出了本公开一实施例的n层堆叠式全桥谐振转换器，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向操作的主动开关。
图12A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器且具有采星形连接的变压器的三层堆叠式半桥整流器。
图12B示出了对图12A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、初级谐振电流ir1至ir3、次级电流is1至is3、次级阻隔电容电压Vcs1至Vcs3、输出电容电压VCO1至VCO3以及输出电压VO进行可变频率控制时的时序。
图12C示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器中且具有采星形连接的变压器的n层堆叠式半桥整流器。
图12D示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器，其具有采星形连接的变压器。
图12E示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器且具有采星形连接的变压器的n层堆叠式主动半桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。
图13A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器的三层堆叠式半桥整流器。
图13B示出了对图13A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、初级谐振电流ir1至ir3、次级电流is1至is3、输出电容电压VCO1至VCO6以及输出电压VO进行可变频率控制时的时序。
图13C示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器。
图13D示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器。
图13E示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式主动半桥整流器。
图14A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器的三层堆叠式全桥整流器。
图14B示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式全桥整流器。
图14C示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式全桥整流器。
图14D示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式主动全桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。
图15A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器中的三层堆叠式串联半桥整流器。
图15B示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式串联半桥整流器。
图15C示出了本公开一实施例中应用于具有集成变压器的n相谐振转换器中的n层堆叠式串联半桥整流器。
图15D示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器中的n层堆叠式串联半桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。
图16示出了本公开一实施例的通用堆叠式谐振转换器。
图17示出了本公开一实施例的通用堆叠式谐振转换器，其在初级侧及次级侧均包含相互并联的多个电路。
其中，附图标记说明如下：
S1、S2、S3、S4、S5、S6：开关
VAB：电压
fr：谐振频率
M：电压增益
NP、NS：匝数
Lr、Lr1、Lr2、Lr3：谐振电感
Cr、Cr1、Cr2、Cr3：谐振电容
fsw：开关频率
D1、D2、D3、D4、D5、D6：二极管
Vin、VO、VC1、VC2、VC3、VC4、VC5、VC6：电压
Lm、Lm1、Lm2、Lm3：电感
Cin、CO、Cin1、Cin2、C1、C2、C3、C4、C5、C6：电容
TR、TR1、TR2、TR3：变压器
iLr、iLm、ir1、ir2、ir3：电流
R：负载
GS1、GS2、GS3、GS4、GS5、GS6：控制信号
500：转换器
VAB、VCD、VEF：输入电压
Vcr1、Vcr2、Vcr3：电压
501、502、503：半桥桥臂
A、B、C、D、E、F、O：点
600：转换器
S7、S8、S 9、S 10、S 11、S12：开关
GS7、GS8、GS9、GS10、GS11、GS12：控制信号
700：转换器
C(2n-1)、C(2n)：电容
S(2n-1)、S(2n)：开关
Cr(n)：谐振电容
Lr(n)：谐振电感
Lm(n)：电感
TRn：变压器
D(2n-1)、D(2n)：二极管
SO1、SO2、SO3、SO4、SO(2n-1)、SO(2n)：开关
800：转换器
801、802、803：串联半桥桥臂
820：三相二极管桥臂
C1a、C1b、C2a、C2b、C3a、C3b、Cnb、Cnb：电容
S1a、S1b、S1c、S1d、S2a、S2b、S2c、S2d、S3a、S3b、S3c、S3d、Sna、Snb、Snc、Snd：开关
D1a、D1b、D1c、D1d、D2a、D2b、D2c、D2d、D3a、D3b、D3c、D3d、Dna、Dnb、Dnc、Dnd：二极管
GS1a、GS1b、GS1c、GS1d、GS2a、GS2b、GS2c、GS2d、GS3a、GS3b、GS3c、GS3d：控制信号
SO1a、SO1b、SO2a、SO2b、SOna、SOnb：开关
1100：转换器
1101、1102、1103：全桥桥臂
1120：三相二极管桥臂
S(4n)、S(4n-1)、S(4n-2)、S(4n-3)：开关
D(4n)、D(4n-1)、D(4n-2)、D(4n-3)：二极管
Cr(1,1)、Cr(1,2)：谐振电容
Lr(1,1)、Lr(1,2)、Lr(n,m)：谐振电感
Lm(1,1)、Lm(1,2)、Lm(n,m)：电感
TR(1,1)、TR(1,2)、TR(n,m)：变压器
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本公开。例如，若是本说明书以下的公开内容叙述了将一第一特征形成于一第二特征之上或上方，即表示其包含了所形成的上述第一特征与上述第二特征是直接接触的实施例，亦包含了可将附加的特征形成于上述第一特征与上述第二特征之间，而使上述第一特征与上述第二特征可能未直接接触的实施例。另外，本发明的说明中不同实施例可能使用重复的参阅符号及/或用字，这些重复符号或用字是为了简化与清晰的目的，并非用以限定各个实施例及/或所述外观结构之间的关是。再者，为了方便描述图式中一元件或特征元件与另一(复数)元件或(复数)特征元件的关系，可使用空间相关用语，例如“在…之下(beneath)”、“在…下面(below)”、“下部的(lower)”、“在…上方(above)”、“上部的(upper)”及类似的用语等，可以理解的是，除了图式所绘示的方位之外，空间相关用语涵盖使用或操作中的装置的不同方位。所述装置也可被另外定位(例如，旋转90度或者位于其他方位)，并对应地解读所使用的空间相关用语的描述。当一元件被称为“连接”或“耦接”至另一元件时，它可以为直接连接或耦接至另一元件，又或是在其中有一额外元件存在。尽管本揭露的广义范围的数值范围及参数为近似值，但尽可能精确地在具体实例中陈述数值。虽然“第一”、“第二”、“第三”等等用语在权利要求中可用于描述各种元件是可以被理解的，但这些元件不应该被这些用语所限制，且在实施例中被相应地描述的这些元件是用以表达不同的参照编号，这些用语仅是用以区别一个元件与另一个元件，例如，第一元件可以被称为第二元件，且类似地，第二元件可以被称为第一元件，而不偏离实施例的范围。在此所使用的用语“及/或”包含一或多个相关列出的态样的任何或全部组合。此外，数值范围或参数固有地含有在各别测试测量中存在的误差。并且，如本文中出现用语“大约”或“实质上”一般意指在一给定值或范围的10％、5％、1％或0.5％内。另一选择为，用语“大约”或“实质上”意味所属领域的技术人员可接受的误差内。除在操作/工作的实例中以外，或除非明确规定，否则本文中所揭露的所有数值范围、量、值及百分比(如本文中所公开的材料的数量、时间、温度、操作条件、用量的比例及其类似者)，应被理解为在所有实施例中由用语“大约”或“实质上”来修饰。相应地，除非相反地指示，否则本公开及随附权利要求中陈述的数值参数为可视需要变化的近似值。例如，每一数值参数应至少根据所述的有效数字的数字且借由应用普通舍入原则来解释。范围可在本文中表达为从一个端点到另一端点或在两个端点之间。本文中所揭露的所有范围包含端点，除非另有规定。
A.堆叠式半桥谐振转换器
·三层堆叠式半桥谐振转换器
图5A示出了本公开一实施例的堆叠式半桥谐振转换器500。图5B示出了本公开一实施例中对图5A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、谐振腔输入电压VAB、VCD和VEF、谐振电容电压Vcr1、Vcr2和Vcr3以及谐振电流ir1、ir2和ir3进行可变频率控制时的时序。图5C示出了本公开一实施例中对图5A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变占空比控制时的时序。
于此实施例中，DC-DC转换器500包含初级侧、次级侧、控制电路、变压级和至少一谐振腔电路，其中变压级电连接于初级侧及次级侧，谐振腔电路电连接于初级侧与变压级之间。初级侧包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元501、502及503(即半桥桥臂501、502及503)。逆变单元501包含串接的两个主动开关S1和S2以及串接的两个输入电容C1和C2，其中两个主动开关S1和S2所在的桥臂并联于两个输入电容C1和C2所在的桥臂。逆变单元502包含串接的两个主动开关S3和S4以及串接的两个输入电容C3和C4，其中两个主动开关S3和S4所在的桥臂并联于两个输入电容C3和C4所在的桥臂。逆变单元503包含串接的两个主动开关S5和S6以及串接的两个输入电容C5和C6，其中两个主动开关S5和S6所在的桥臂并联于两个输入电容C5和C6所在的桥臂。于此实施例中，变压级包含第一变压器TR1、第二变压器TR2及第三变压器TR3，至少一个谐振腔电路包含第一谐振腔电路、第二谐振腔电路及第三谐振腔电路。于此实施例中，第一变压器TR1、第二变压器TR2及第三变压器TR3中的每一个皆包含变压器磁芯和绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组及次级侧绕组。控制电路架构于致动主动开关S1、S2、S3、S4、S5及S6，以改变逆变单元或整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
应注意的是，本公开中所提及的“整流器”、“整流电路元件”及“整流单元”等用词在一些实施例中其实际意义相同，均指代可用于提供整流功能的元器件。
转换器500包含在初级侧且相互堆叠的三个半桥逆变单元501、502和503以及相互堆叠的六个输入电容C1、C2、C3、C4、C5和C6，其中三个半桥逆变单元501、502和503包含开关S1至S6。如图5A所示，第一半桥逆变单元501包括串接的开关S1和S2以及串接的输入电容C1和C2。开关S1和S2与输入电容C2和C1串联连接以形成第一电路回路。开关S1和S2之间的点A连接于第一谐振腔的一端，其中第一谐振腔包含谐振电容Cr1及谐振电感Lr1。第一谐振腔的另一端连接于变压器TR1的初级侧绕组的一端。变压器TR1的初级侧绕组的另一端连接于输入电容C1和C2之间的点B。
类似地，如图5A所示，第二半桥逆变单元502包含串接的开关S3和S4及串接的输入电容C3和C4。开关S3和S4及输入电容C4和C3串联连接以形成第二电路回路。开关S3和S4之间的点C连接于第二谐振腔的一端，其中第二谐振腔包含谐振电容Cr2及谐振电感Lr2。第二谐振腔的另一端连接于变压器TR2的初级侧绕组的一端。变压器TR2的初级侧绕组的另一端连接于输入电容C3和C4之间的点D。
再者，如图5A所示，第二半桥逆变单元503包含串接的开关S5和S6及串接的输入电容C5和C6。开关S5和S6及输入电容C6和C5串联连接以形成第三电路回路。开关S5和S6之间的点E连接于第三谐振腔的一端，其中第三谐振腔包含谐振电容Cr3及谐振电感Lr3。第三谐振腔的另一端连接于变压器TR3的初级侧绕组的一端。变压器TR3的初级侧绕组的另一端连接于输入电容C5和C6之间的点F。
总之，于此实施例中，使用了三个相独立的变压器TR1、TR2和TR3。每一变压器的初级侧绕组的一端连接于对应的谐振腔，其中谐振腔连接于对应的开关之间的中点，每一变压器的初级侧绕组的另一端耦接于对应的输入电容之间的中点。
于一些实施例中，第一半桥逆变单元501的第一端(位于开关S1和输入电容C1之间)连接于输入电压Vin的正极，第一半桥逆变单元501的第二端(位于开关S2和输入电容C2之间)连接于第二半桥逆变单元502的第一端(位于开关S3和输入电容C3之间)。第二半桥逆变单元502的第二端(位于开关S4和输入电容C4之间)连接于第三半桥逆变单元503的第一端(位于开关S5和输入电容C5之间)。第三半桥逆变单元503的第二端(位于开关S6和输入电容C6之间)连接于输入电压Vin的负极。换言之，第一、第二及第三半桥逆变单元501、502及503被垂直地堆叠以形成一堆叠式半桥桥臂，其中每一半桥桥臂均形成一电路回路。
于一些实施例中，次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于变压器的次级侧绕组，次级侧绕组与对应的初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压Vo被生成或施加于次级侧中。于一些实施例中，传统的三相二极管桥臂(包含二极管D1、D2、D3、D4、D5及D6)被设置于次级侧，以提供整流功能。
·适用于三层堆叠式半桥谐振转换器的可变开关频率控制
图5B示出了本公开一实施例中对图5A的转换器500的开关控制信号GS1至GS6、谐振腔输入电压VAB、VCD和VEF、谐振电容电压Vcr1、Vcr2和Vcr3以及谐振电流ir1、ir2和ir3进行可变频率控制时的时序。开关控制信号GS1至GS6分别为开关S1至S6的控制信号。于此实施例中，使用可变开关频率控制来调节堆叠式半桥谐振转换器500的输出电压和输出功率。
如图5B所示，所有开关皆以相同的开关频率(例如100kHz)运行且具有约为50％的相同占空比。为了实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，于所述互补运行的开关的导通和关断时刻之间引入一小段死区时间。各个半桥桥臂中的开关控制信号以120度的相移相互交错。举例而言，开关控制信号GS1和GS2的相位相对于开关控制信号GS3和GS4的相移120度。于此实施例中，谐振腔输入电压VAB、VCD和VEF为不包含直流偏压的方波。同理，谐振电容电压Vcr1、Vcr2和Vcr3是为不包含直流偏压的正弦波。若谐振转换器运行于其谐振频率且励磁电流可忽略不计，则所有三个谐振腔的谐振电流ir1、ir2和ir3皆为纯粹的正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以120度的相移相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
·适用于堆叠式半桥谐振转换器的脉冲宽度调变(pulse width modulation，PWM)
若在某些特定应用中需要宽输入电压范围及/或宽输出电压范围(例如电池充电应用)，仅使用可变开关频率控制可能无法实现所需的增益范围。在此情况下，当开关频率控制达到其上限时，可使用PWM或可变占空比控制来调节谐振电路的增益。
图5C示出了本公开一实施例中对图5A的转换器500的开关控制信号GS1至GS6、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变占空比控制时的时序。开关控制信号GS1至GS6分别为开关S1至S6的控制信号。如图5C所示，各个半桥桥臂中的开关控制信号以120度的相移相互交错。举例而言，第一半桥逆变单元501中的开关控制信号GS1和GS2的相位与第二半桥逆变单元502中的开关控制信号GS3和GS4的相位偏移120度的相移角。开关控制信号GS1至GS6的占空比自额定的50％下降至40％，以进一步降低输出电压。于此调变中，谐振电流ir1至ir3可能变得不连续。
·堆叠式半桥谐振转换器的相移调变
图6A示出了本公开一实施例的堆叠式半桥LLC谐振转换器600，其在次级侧具有用于实现双向运行的主动开关S7至S12。图6A的转换器600与图5A的转换器500基本上相同，相较于图5A的转换器500，图6A的转换器600在次级侧以相互并联连接的三个主动半桥桥臂取代二极管，以实现双向运行，其中该三个主动半桥桥臂包含开关S7至S12。
图6B示出了本公开一实施例中对图6A的转换器600的开关控制信号GS1至GS12、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制及相移控制时的时序。开关控制信号GS1至GS12分别为开关S1至S12的控制信号。
可变开关频率控制通常用于调节谐振转换器的输出电压及输出功率。若在某些特定应用中需要宽输入电压范围及/或宽输出电压范围(例如电池充电应用)，仅使用可变开关频率控制可能无法实现所需的增益范围。在此情况下，可通过相移调变来实现宽输入电压范围及/或宽输出电压范围以及双向运行。如图6B所示，所有开关皆以相同的开关频率运行，且具有约为50％的相同占空比。为实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，可于互补运行的开关的导通及关断时刻之间引入一小段死区时间。
在初级侧中，各个半桥桥臂中的开关控制信号以约120度的相移相互交错。在次级侧中，各个半桥桥臂中的开关控制信号亦以约120度的相移相互交错。此外，于一些实施例中，初级侧的第一桥臂的控制信号与次级侧的第一桥臂的控制信号之间具有相移。此相移角成为除开关频率之外的另一关键控制变量。换言之，输出电压及功率受开关频率及相移角控制。于此实施例中，初级侧电路结构使得谐振电容电压Vcr1至Vcr3中不具有直流偏压。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流ir1至ir3的相位相互交错120度。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
·n层堆叠式半桥谐振转换器
图7A示出了本公开一实施例的n层堆叠式半桥谐振转换器700。转换器700在初级侧采用n个相互堆叠的半桥桥臂，其中该n个半桥桥臂包含2n个开关S1至S(2n)及2n个输入电容C1至C(2n)。n为自然数，且其大小对应于转换器700的相位或谐振腔的数量。每一半桥桥臂的中点均连接于包含谐振电容及谐振电感的一谐振腔。转换器700中设置有共n个相独立的变压器，其中每一变压器具有初级侧绕组及次级侧绕组。每一变压器的初级侧绕组的第一端连接于对应的输入电容之间的中点，每一变压器的初级侧绕组的第二端连接于对应的谐振腔的另一端。此外，转换器700中设置有共n个相互并联连接的半波二极管桥臂，用以于次级侧进行整流。
可变开关频率控制可用于调节谐振转换器700的输出电压和输出功率。开关S1至S(2n)以相同的开关频率运行，且具有约50％的相同占空比。为实现同一半桥桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，可于互补运行的开关的导通及关断时刻之间引入一小段死区时间。各个半桥桥臂中的开关控制信号以360/n度的相移相互交错，其中n代表转换器700的相数。在谐振转换器700以其谐振频率运行时，若励磁电流可忽略不计，则所有谐振腔的谐振电流均为正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以360/n度的相移角相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。举例而言，图7B示出了仅采用一个集成变压器的n层堆叠式半桥谐振转换器700，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图7C示出了n层堆叠式半桥谐振转换器700，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向运行的主动开关。如图7C所示，其是以2n个主动开关SO1至SO(2n)取代图7A及图7B位于次级侧的2n个二极管，借此实现同步整流以提升运行效率。在此情况下，谐振转换器还可通过主动开关提供双向功率流。
本公开揭露的所有控制方法均适用于n层堆叠式半桥谐振转换器。
B.堆叠式串联半桥谐振转换器
·三层堆叠式串联半桥谐振转换器
图8A示出了本公开一实施例中具有三相二极管桥式整流器的三层堆叠式串联半桥谐振转换器800。谐振转换器800包含相互堆叠的三个串联半桥逆变单元801、802及803，以取代图5A的堆叠式半桥谐振转换器500中作为基本组成元件的半桥逆变单元501、502及503。在串联半桥逆变单元801、802及803中，每一串联半桥逆变单元均包含串联连接的两个半桥桥臂(即上半桥臂及下半桥臂)，以形成堆叠结构。
如图8A所示，第一串联半桥逆变单元801包含四个主动开关S1a、S1b、S1c和S1d以及两个输入电容C1a和C1b。构成上半桥臂的开关S1a和S1b与输入电容C1a并联连接以形成一电路回路。构成下半桥臂的开关S1c和S1d与输入电容C1b并联连接以形成另一电路回路。类似地，第二串联半桥逆变单元802包含四个主动开关S2a、S2b、S2c和S2d以及两个输入电容C2a和C2b。构成上半桥臂的开关S2a和S2b与输入电容C2a并联连接以形成一电路回路。构成下半桥臂的开关S2c和S2d与输入电容C2b并联连接以形成另一电路回路。此外，第三串联半桥逆变单元803包含四个主动开关S3a、S3b、S3c和S3d以及两个输入电容C3a和C3b。构成上半桥臂的开关S3a和S3b与输入电容C3a并联连接以形成一电路回路。构成下半桥臂的开关S2c和S2d与输入电容C2b并联连接以形成另一电路回路。
如图8A所示，第一串联半桥逆变单元801的上半桥臂的中点(即点A)连接于一谐振腔，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr1和谐振电感Lr1。第二串联半桥逆变单元802的上半桥臂的中点(即点C)连接于一谐振腔，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr2和谐振电感Lr2。第三串联半桥逆变单元803的上半桥臂的中点(即点E)连接于一谐振腔，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr3和谐振电感Lr3。
于此实施例中，使用了三个相独立的变压器TR1、TR2和TR3。每一变压器具有一个初级侧绕组和一个次级侧绕组。每一变压器的初级侧绕组的第一端连接于对应的串联半桥逆变单元的下半桥臂的中点(即点B、D或F)。每一变压器的初级侧绕组的第二端耦接于对应的谐振腔的另一侧。并联的三相二极管桥臂820执行次级侧整流。
可变开关频率控制可用于调节堆叠式串联半桥谐振转换器800的输出电压和输出功率。图8B示出了对图8A的转换器800的开关控制信号GS1至GS6、全桥输出电压VAB至VEF、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制时的时序。如图8B所示，所有开关皆以相同的开关频率运行，且具约50％的相同占空比。为实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，于互补运行的开关的导通和关断时刻之间引入一小段死区时间。各个串联半桥逆变单元中的开关控制信号以120度的相移角相互交错。每一串联半桥逆变单元的峰对峰值输出电压为输入电压的1/3。谐振电容电压vcr1至vcr3具有等于输入电压的1/6的直流偏压。当谐振转换器以其谐振频率运行时，若励磁电流可忽略不计，则三个谐振腔中的谐振电流皆为正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以120度的相移角相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
图8C示出了本公开一实施例的三层堆叠式串联半桥谐振转换器800，其具有用于整流的相互并联的三个全波二极管桥臂830。如图8B所示，为降低图8B中的次级侧二极管的电流应力，是于次级侧设置共三个全波二极管桥臂。初级侧开关的控制信号与图8B中所示相同。
·n层堆叠式串联半桥谐振转换器
图9A示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器900，其具有用于整流的相互并联的n个全波二极管桥臂。谐振转换器900包含相互堆叠的n个串联半桥桥臂，其中每一串联半桥桥臂包含串联连接的两个半桥桥臂。第m个串联半桥桥臂包含四个主动开关Sma、Smb、Smc和Smd以及两个输入电容Cma和Cmb-，其中m可为不大于n的任一正整数。第m个串联半桥桥臂的两个中点之一连接于谐振腔，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Crm和谐振电感Lrm。转换器900中共设置n个相独立的变压器，每一变压器具有一个初级侧绕组和一个次级侧绕组。每一变压器的初级侧绕组的第一端连接于对应的串联半桥桥臂的另一个中点，每一变压器的初级侧绕组的第二端连接于对应的谐振腔的另一侧。相互并联连接的n个半波二极管桥臂用以进行次级侧整流。
可变开关频率控制可用于调节堆叠式串联半桥谐振转换器900的输出电压和输出功率。所有开关以相同的开关频率运行，且具有约50％的相同占空比。为实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，可于互补运行的开关的导通及关断时刻之间引入一小段死区时间。各个串联半桥桥臂中的开关控制信号以360/n度的相移相互交错。举例而言，第一串联半桥桥臂中的四个控制信号与第二串联半桥桥臂中的四个控制信号以360/n度的相移相互交错。在谐振转换器900以其谐振频率运行时，若励磁电流可忽略不计，则所有n个谐振腔的谐振电流均为正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以360/n度的相移角相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。举例而言，图9B示出了本公开一实施例中具有一集成变压器的n层堆叠式串联半桥谐振转换器
图9B中的所有次级侧二极管皆可用主动开关取代，以进行同步整流并提升转换器效率。谐振转换器900可通过在输入侧及输出侧的主动开关提供双向功率流。图9C示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向运行的主动开关。如图9C所示，其是以2n个主动开关取代图9B位于次级侧的2n个二极管。
图9D示出了本公开一实施例的n层堆叠式串联半桥谐振转换器，其具有用于整流的相互并联的n个全波二极管桥臂。在次级侧设置有共n个全波二极管桥臂(即共有4n个二极管)，以降低图9A中的次级侧二极管上的电流应力。初级侧开关的控制信号与图9A中相同。于此实施例中，亦可进行变压器集成并以主动开关取代次级侧中的二极管。
C.输入电容电压平衡控制方法
·适用于堆叠式半桥谐振变换器的电压平衡控制方法
操作堆叠式半桥谐振转换器的一挑战为如何在实际电路中发生不匹配时平衡输入电容电压，例如在实际误差容许范围内的电容等效串联电阻(equivalent seriesresistances，ESR)不匹配、开关的栅极信号的时序不匹配或谐振参数不匹配。
有多种可能方式可用于在不同的初级侧堆叠结构中平衡输入电容电压。第一种方式为调整开关控制信号的占空比。图10A为本公开一实施例中用于图7A的堆叠式半桥谐振转换器且基于占空比的电压平衡控制示意图。第m个半桥单元的两个电容的电压分别被感测而作为VCma和VCmb。计算每一半桥单元的电容电压的平均值，并将平均值与参考电压VR进行比较。当差值大于预设阈值电压Vth时，则由专用控制器生成适当调整后的占空比，并采用所生成的占空比以平衡电容电压。此方式亦可用于图4A-4B中具有采星形连接的变压器的转换器。由于每一半桥单元仅耦接于一个输入电容，故可直接感测电容电压并将其与参考电压进行比较。图10B为本公开一实施例中用于具有采星形连接的变压器的堆叠式半桥谐振转换器且基于占空比的电压平衡控制示意图。
另一种方式为调整每一半桥单元的控制信号之间的相移角。在理想情况下，每一半桥单元的控制信号之间的相移角为360/n度。当感测电路感测到的电压不平衡大于预设阈值电压Vth时，可在每一相位桥臂中采用适当调整后的占空比，以通过改变从每一相电容传输至谐振腔的功率来平衡电容电压。
图10C为本公开一实施例中用于三层堆叠式半桥谐振转换器且基于相移的电压平衡控制流程图。如图10C所示，是感测共六个输入电容的电压，而后计算每一相中的不平衡电压ΔVA、ΔVB和ΔVC。若任一不平衡电压大于阈值电压Vth，则在每一相位桥臂中采用适当调整后的占空比。
图10D为本公开一实施例中用于具有采星形连接的变压器的三层堆叠式半桥谐振转换器且基于相移的电压平衡控制流程图。如图所示。如图10D所示，是感测三个输入电容上的电压，并计算每一相中的不平衡电压ΔVA、ΔVB和ΔVC。若任一不平衡电压大于阈值电压Vth，则在每一相位桥臂中采用适当调整后的占空比。
·适用于堆叠式串联半桥谐振转换器的电压平衡控制方法
混合控制方式可用于平衡堆叠式串联半桥谐振转换器的输入电容电压，其包含两个控制回路。图10E为本公开一实施例中用于堆叠式半桥谐振转换器且基于混合方式的电压平衡控制流程图。混合控制方式的第一控制回路为在每一串联半桥单元中的内部电压平衡回路，第一控制回路架构于平衡每个单元内的两个电容电压。每个串联半桥单元中的两个电容的电压被感测并相互比较，若两电容的电压差大于预设阈值电压Vth，则由专用控制器生成相移角命令，以通过相移角命令调整第一半桥桥臂和第二半桥桥臂的开关控制信号之间的相移角。换言的，每一串联半桥单元具有在其第一半桥桥臂和第二半桥桥臂的开关信号之间的内部相移角，其中相移角是根据第一输入电容电压和第二输入电容电压之间的电压差计算而得。
混合控制方式中的第二控制回路为所有串联半桥单元之间的外部电压平衡回路，第二控制回路架构于平衡每一电池的平均电容电压。每一串联半桥单元的两个电容的电压被感测，并计算每一单元中的平均电压，而后将平均电压与参考电压进行比较。若电压差大于预设阈值电压，则专用控制器会生成额外占空比。所生成的额外占空比是于对应串联半桥单元中的所有四个开关控制信号中实施。换言之，每一串联半桥单元均具有各自的额外占空比，其中额外占空比是根据其平均电容电压和参考电压之间的电压差计算而得。
D.堆叠式全桥谐振转换器
·三层堆叠式全桥谐振转换器
图11A示出了本公开一实施例的三层堆叠式全桥谐振转换器1100。转换器1100采用相互堆叠的三个全桥逆变单元1101、1102和1103以及串联连接的三个输入电容C1至C3，以借此阻隔直流输入电压。于此实施例中，使用了三个相独立的变压器TR1、TR2和TR3，每一变压器具有一个初级侧绕组和一个次级侧绕组。
如图11A所示，第一全桥逆变单元1101包含四个开关S1、S2、S3和S4。开关S1和S3之间的点A连接于谐振腔的一端，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr1和谐振电感Lr1。变压器TR1的初级侧绕组的第一端连接于谐振腔的另一侧。变压器TR1的初级侧绕组的第二端连接于开关S2和S4之间的点B。
类似地，第二全桥逆变单元1102包含四个开关S5、S6、S7和S8。开关S5和S7之间的点C连接于谐振腔的一端，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr2和谐振电感Lr2。变压器TR2的初级侧绕组的第一端连接于谐振腔的另一侧。变压器TR2的初级侧绕组的第二端连接于开关S6和S8之间的点D。
再者，第三全桥逆变单元1103包含四个开关S9、S10、S11和S12。开关S9和S11之间的点E连接于谐振腔的一端，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容Cr3和谐振电感Lr3。变压器TR3的初级侧绕组的第一端连接于谐振腔的另一侧。变压器TR3的初级侧绕组的第二端连接于开关S10和S12之间的点F。
并联的三相二极管桥臂1120执行次级侧整流，其与三个变压器TR1、TR2和TR3的次级侧绕组耦接。
可变开关频率控制可用于调节三层堆叠式全桥谐振转换器的输出电压和输出功率。第11B图示出了对图11A的转换器的开关控制信号GS1至GS12全桥输出电压VAB至VEF、谐振电容电压Vcr1至Vcr3以及谐振电流ir1至ir3进行可变频率控制时的时序。如第11B图所示，所有开关以相同的开关频率运行，且具有约50％的相同占空比。为实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，可于互补运行的开关的导通及关断时刻之间引入一小段死区时间。各个全桥逆变单元的开关控制信号以120度的相移相互交错。举例而言，开关控制信号GS1和GS4相对于开关控制信号GS5和GS8具有120度的相移角。由于每一变压器均直接连接于对应的谐振腔，故谐振腔输入电压VAB、VCD和VEF中不具有直流偏压。同理，谐振电容电压Vcr1、Vcr2和Vcr3中亦不具有直流偏压。若谐振转换器运行于其谐振频率且励磁电流可忽略不计，则所有三个谐振腔的谐振电流皆为纯粹的正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以120度的相移相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
·n层堆叠式全桥谐振转换器
图11C示出了本公开一实施例的n层堆叠式全桥谐振转换器。图11C中的转换器采用相互堆叠的n个全桥桥臂以及串联连接的n个输入电容C1至Cn，以借此阻隔直流输入电压。每一全桥桥臂的两个中点的一连接于对应的谐振腔，其中谐振腔包含串联连接的谐振电容和谐振电感。转换器中共设置n个相独立的变压器，每一变压器具有一个初级侧绕组和一个次级侧绕组。每一变压器的初级侧绕组的第一端连接于对应的全桥桥臂的另一中点，每一变压器的初级侧绕组的第二端连接于对应的谐振腔的另一侧。相互并联连接的n个半波二极管桥臂用以进行次级侧整流。
可变开关频率控制可用于调节n层堆叠式全桥谐振转换器的输出电压和输出功率。所有开关以相同的开关频率工作，且具有约50％的相同占空比。为实现同一桥臂中互补运行的初级侧开关的零电压切换，可于互补运行的开关的导通及关断时刻之间引入一小段死区时间。各个全桥桥臂中的开关控制信号以360/n度的相移相互交错。在谐振转换器以其谐振频率运行时，若励磁电流可忽略不计，则所有n个谐振腔的谐振电流均为正弦波。由于开关控制信号相互交错，故谐振电流以360/n度的相移相互交错。交错的电流在元器件上仅产生极小的纹波，因此可进一步提升转换器性能。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器，以降低下统的复杂度。举例而言，第11D图示出了本公开一实施例中具有单一集成变压器的n层堆叠式全桥谐振转换器，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图11E示出了本公开一实施例的n层堆叠式全桥谐振转换器，其在次级侧具有用于实现同步整流和双向操作的主动开关。如图11E所示，其是以2n个主动开关取代2n个二极管，借此实现同步整流以提升运行效率。谐振转换器可通过在输入侧及输出侧的主动开关提供双向功率流。
·具有采星形连接的变压器的堆叠式半桥整流器
图12A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器且具有采星形连接的变压器的三层堆叠式半桥整流器。于此实施例中，三相谐振转换器包含初级侧、次级侧、变压级、控制电路和至少一谐振腔电路，其中变压级电耦接于初级侧及次级侧之间，谐振腔电路电连接于初级侧与变压级之间。于此实施例中，变压级包含第一变压器TR1、第二变压器TR2及第三变压器TR3，至少一个谐振腔电路包含第一谐振腔电路、第二谐振腔电路及第三谐振腔电路。于此实施例中，第一变压器TR1、第二变压器TR2及第三变压器TR3中的每一个皆包含变压器磁芯和绕制在变压器磁芯上的初级侧绕组及次级侧绕组。初级侧包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元，其中每一半桥逆变单元包含串接的两个主动开关(即S1和S2、S3和S4或S5和S6)以及一输入电容(即C1、C2或C3)，两个主动开关所在的桥臂并联于输入电容所在的桥臂以共同形成一第一回路。每一半桥逆变单元自两个主动开关之间的一点依序连接于对应的谐振腔电路、对应的变压器的初级侧绕组的第一端、初级侧绕组的第二端以及两个半桥逆变单元的一公共星形连接点(即点O)，其中任一半桥逆变单元的第一端连接于第一回路中的所有桥臂，且任一半桥逆变单元的第一端直接连接于所堆叠的对应半桥逆变单元的第二端。在所有半桥逆变单元中未连接于另一半桥逆变单元的第一端及第二端之间施加或生成初级侧电压Vin。半桥逆变单元可共享变压器磁芯。于一些实施例中，变压器TR1、TR2及TR3的变压器磁芯可被集成而使半桥逆变单元共用变压器磁芯。次级侧包含至少两组整流电路元件，其中每组整流电路元件耦接于变压器的次级侧绕组，次级侧绕组与对应的初级侧绕组共用变压器磁芯。整流电路元件架构于对因电流流经对应初级侧绕组而在次级侧产生的感应电流进行整流。次级侧电压Vo被生成或施加于次级侧中。
谐振整流器在次级侧采用相互堆叠的三个半桥桥臂(包含二极管D1至D6)。包含二极管D1和D2的第一二极管桥臂与第一输出电容CO1并联连接。包含二极管D3和D4的第二二极管桥臂与第二输出电容CO2并联连接。包含二极管D5和D6的第三二极管桥臂与第三输出电容CO3并联连接。输出电容CO1、CO2和CO3串联连接，以提供输出电压VO予负载R。包含二极管D1和D2的第一二极管桥臂的中点通过阻隔电容Cs1连接于第一变压器TR1的次级侧绕组的一端。包含二极管D3和D4的第二二极管桥臂的中点通过阻隔电容Cs2连接于第二变压器TR2的次级侧绕组的一端。包含二极管D5和D6的第三二极管桥臂的中点通过阻隔电容Cs3连接于第三变压器TR3的次级侧绕组的一端。每一变压器的次级侧绕组的另一端相连接而作为点P，此即定义为变压器采星形连接。阻隔电容Cs1、Cs2和Cs3架构于确立整流器正常运行所需的直流偏压。
可变开关频率控制可用于调节本公开一实施例中具有三层堆叠式半桥整流器的堆叠式半桥谐振转换器的输出电压和输出功率。图12B示出了对图12A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、初级谐振电流ir1至ir3、次级电流is1至is3、次级阻隔电容电压Vcs1至Vcs3、输出电容电压VCO1至VCO3以及输出电压VO进行可变频率控制时的时序。变压器的次级电流is1至is3为正弦波且与初级谐振电流ir1至ir3同相。阻隔电容Cs1具有正直流偏电，阻隔电容Cs3具有负直流偏压，阻隔电容Cs2具有几乎为零的直流电压。如第12B图所示，三个输出电容电压VCO1至VCO3呈自平衡状态。输出电压为任一输出电容电压的三倍。
图12C示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器中且具有采星形连接的变压器的n层堆叠式半桥整流器。于图12C中，共堆叠n个半桥桥臂作为n层堆叠式半桥谐振转换器的整流级。输出电压为任一输出电容电压的n倍。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。举例而言，图12D示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器，其具有采星形连接的变压器。如图12D所示，n层堆叠式半桥整流器仅采用一个集成变压器，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图12E示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器且具有采星形连接的变压器的n层堆叠式主动半桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。于图12E中，是以主动开关取代n层堆叠式半桥整流器中的所有二极管，以实现同步整流。谐振转换器可提供双向功率流。适用于堆叠式半桥谐振转换器的相移调变亦可应用于此拓扑中。
·堆叠式半桥整流器
图13A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器的三层堆叠式半桥整流器。图13A中的谐振整流器在次级侧采用相互堆叠的三个半桥桥臂(包含二极管D1至D6)。包含二极管D1和D2的第一二极管桥臂与两个输出电容CO1和CO2并联连接。包含二极管D3和D4的第二二极管桥臂与两个输出电容CO3和CO4并联连接。包含二极管D5和D6的第三二极管桥臂与两个输出电容CO5和CO6并联连接。共六个输出电容CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6串联连接，以提供输出电压VO予负载R。
包含二极管D1和D2的第一二极管桥臂的中点连接于第一变压器TR1的次级侧绕组的一端。包含二极管D3和D4的第二二极管桥臂的中点连接于第二变压器TR2的次级侧绕组的一端。包含二极管D5和D6的第三二极管桥臂的中点连接于第三变压器TR3的次级侧绕组的一端。第一变压器TR1的次级侧绕组的另一端连接于输出电容CO1和CO2的中点。第二变压器TR2的次级侧绕组的另一端连接于输出电容CO3和CO4的中点。第三变压器TR3的次级侧绕组的另一端连接于输出电容CO5和CO6的中点。
可变开关频率控制可用于调节本公开一实施例中具有三层堆叠式半桥整流器的三相谐振转换器的输出电压和输出功率。图13B示出了对图13A的转换器的开关控制信号GS1至GS6、初级谐振电流ir1至ir3、次级电流is1至is3、输出电容电压VCO1至VCO6以及输出电压VO进行可变频率控制时的时序。变压器的次级电流is1至is3为正弦波且与初级谐振电流ir1至ir3同相。如图13B所示，六个输出电容电压VCO1至VCO6呈自平衡状态。输出电压为任一输出电容电压的六倍。
图13C示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器。于图13C中，共堆叠n个半桥桥臂作为n相谐振转换器的整流级。输出电压为任一输出电容电压的2n倍。
图13C所示的n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。举例而言，图13D示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式半桥整流器。于图13D中，n层堆叠式半桥整流器仅采用一个集成变压器，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图13E示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式主动半桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。于图13E中，是以主动开关取代n层堆叠式半桥整流器中的所有二极管，以实现同步整流。谐振转换器可提供双向功率流。适用于堆叠式半桥谐振转换器的相移调变亦可应用于此拓扑中。
·堆叠式全桥整流器
图14A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器的三层堆叠式全桥整流器。图14A中的谐振整流器在次级侧采用相互堆叠的三个全桥桥臂(包含二极管D1至D12)。包含二极管D1至D4的第一全桥桥臂与第一输出电容CO1并联连接。包含二极管D5至D8的第二全桥桥臂与第二输出电容CO2并联连接。包含二极管D9至D12的第三全桥桥臂与第三输出电容CO3并联连接。输出电容CO1、CO2和CO3串联连接，以提供输出电压VO予负载R。
第一变压器TR1的次级侧绕组的一端连接于二极管D1和D3之间的中点，而第一变压器TR1的次级侧绕组的另一端连接于二极管D2和D4之间的中点。第二变压器TR2的次级侧绕组的一端连接于二极管D5和D7之间的中点，而第二变压器TR2的次级侧绕组的另一端连接于二极管D6和D8之间的中点。第三变压器TR3的次级侧绕组的一端连接于二极管D9和D11之间的中点，而第三变压器TR3的次级侧绕组的另一端连接于二极管D10和D12之间的中点。可变开关频率控制可用于调节具有所述三层堆叠式全桥整流器的堆叠式半桥谐振转换器的输出电压和输出功率。于此整流器中无需设置阻隔电容。
图14B示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式全桥整流器。于图14B中，共堆叠n个全桥桥臂作为n层堆叠式半桥谐振转换器的整流级。输出电压为任一输出电容电压的n倍。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。举例而言，图14C示出了本公开一实施例中用于具有集成变压器的n相谐振转换器的n层堆叠式全桥整流器。如图14C所示，n层堆叠式全桥整流器仅采用一个集成变压器，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图14D示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式主动全桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。于图14D中，是以共4n个主动开关取代n层堆叠式全桥整流器中的所有二极管，以实现同步整流。谐振转换器可提供双向功率流。适用于堆叠式半桥谐振转换器的相移调变亦可应用于此拓扑中。
·堆叠式串联半桥整流器
图15A示出了本公开一实施例中用于三相谐振转换器中的三层堆叠式串联半桥整流器。图15A中的谐振整流器采用相互堆叠的三个串联半桥桥臂(包含二极管D1至D12)。包含二极管D1至D4的第一串联半桥桥臂与两个输出电容CO1和CO2并联连接。包含二极管D5至D8的第二串联半桥桥臂与两个输出电容CO3和CO4并联连接。包含二极管D9至D12的第三串联半桥桥臂与两个输出电容CO5和CO6并联连接。共六个输出电容CO1、CO2、CO3、CO4、CO5和CO6串联连接，以提供输出电压VO予负载R。
第一变压器TR1的次级侧绕组的一端连接于二极管D1和D3之间的中点，而第一变压器TR1的次级侧绕组的另一端连接于二极管D3和D4之间的中点。第二变压器TR2的次级侧绕组的一端连接于二极管D5和D6之间的中点，而第二变压器TR2的次级侧绕组的另一端连接于二极管D7和D8之间的中点。第三变压器TR3的次级侧绕组的一端连接于二极管D9和D10之间的中点，而第三变压器TR3的次级侧绕组的另一端连接于二极管D11和D12之间的中点。
可变开关频率控制可用于调节本公开一实施例中具有三层堆叠式串联半桥整流器的堆叠式半桥谐振转换器的输出电压和输出功率。于图15A-15D图中，设置阻隔电容Cs1至Cs3以确立整流器正常运行所需的直流偏压。六个输出电容电压VCO1至VCO6呈自平衡状态。
图15B示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器的n层堆叠式串联半桥整流器。于图15B中，共堆叠n个串联半桥桥臂作为n层堆叠式半桥谐振转换器的整流级。输出电压为任一输出电容电压的n倍。
n个相独立的变压器可被集成为数量小于n的变压器。图15C示出了本公开一实施例中应用于具有集成变压器的n相谐振转换器中的n层堆叠式串联半桥整流器。
如图15C所示，n层堆叠式串联半桥整流器仅采用一个集成变压器，其中集成变压器在初级侧具有共n个绕组，并在次级侧具有共n个绕组。
图15D示出了本公开一实施例中用于n相谐振转换器中的n层堆叠式串联半桥整流器，其是用以实现同步整流及双向运行。于图15D中，是以共4n个主动开关取代n层堆叠式串联半桥整流器中的所有二极管，以实现同步整流。谐振转换器可提供双向功率流。
·堆叠式谐振转换器的概括归纳
前文中描述了基于堆叠半桥桥臂、堆叠全桥桥臂和堆叠串联半桥桥臂的多种谐振转换器和整流器。图16示出了本公开一实施例的通用堆叠式谐振转换器。共设置n个相独立的变压器，总共有n个初级侧绕组和n个次级侧绕组。在初级侧，可采用共四种不同的拓扑作为逆变级。第一种拓扑为具有采星形连接的变压器的n层堆叠式半桥结构。第二种拓扑为n层堆叠式半桥结构，即为图7A中的初级侧拓扑。第三种拓扑为n层堆叠式串联半桥结构，即为图9A中的初级侧拓扑。第四种拓扑为n层堆叠式全桥结构，即为图11C中的初级侧拓扑。
在次级侧，可采用共五种不同的拓扑作为整流器。第一种拓扑为具有采星形连接的变压器的n层堆叠式半桥结构，即为图12C中的整流器拓扑，采用此种拓扑时，需于次级侧设置阻隔电容以使整流器正常运行。第二种拓扑为n层堆叠式半桥结构，即为图13C中的整流器拓扑。第三种拓扑为n层堆叠式全桥结构，即为图14B中的整流器拓扑。第四种拓扑为n层堆叠式串联半桥结构，即为图15B中的整流器拓扑，采用此种拓扑时，需于次级侧设置阻隔电容以使整流器正常运行。第五个拓扑为传统的n相二极管桥臂结构，可为半波或全波结构。
n个相独立的变压器被用于提供所需的匝数比和电气隔离。该n个变压器可进一步被集成为数量少于n的变压器。整流级中的二极管可由主动开关取代，以实现同步整流和双向运行。可变开关频率控制、PWM占空比调变及相移调变可用于调节系统中的输出电压和输出功率。
图17示出了本公开一实施例的通用堆叠式谐振转换器，其在初级侧及次级侧均包含相互并联的多个电路。在初级侧，共有m个堆叠结构与输入电压并联连接，其中每一堆叠结构包含堆叠n层的基本元件，即为第16图中的初级侧架构。因此，在初级侧共有m*n个基本元件，并以特定的串联及并联方式连接。转换器中共设置m*n个相独立的变压器TR(1,1)至TR(n,m)，其共包含m*n个初级侧绕组和m*n个次级侧绕组。若所堆叠的基本元件为具有采星形连接的变压器的半桥桥臂，则每一初级侧绕组的一端连接于同一点以形成星形连接，每一初级侧绕组的另一端通过对应的谐振腔耦接于对应的半桥桥臂的中点。此外，所有m*n个初级侧绕组皆通过谐振腔直接耦接于基本元件。
在次级侧，共有p个堆叠结构相互并联连接，其中每一堆叠结构包含堆叠q层的基本元件，类似于第16图中的整流级。为了执行适当的整流，p和q的乘积(即p*q)等于m和n的乘积(即m*n)。类似地，若所堆叠的基本元件为具有采星形连接的变压器的半桥桥臂，则每一次级侧绕组的一端连接于同一点以形成星形连接，每一次级侧绕组的另一端通过阻隔电容耦接于对应的半桥桥臂的中点。此外，所有m*n个次级侧绕组皆通过阻隔电容直接耦接于基本元件。可变开关频率控制、PWM占空比调变和相移调变皆可用于调节系统的输出电压和输出功率。为简化系统，可将m*n个变压器集成为数量小于m*n的变压器。整流级中的二极管可由主动开关取代，以实现同步整流和双向运行。
为便于说明及定义本公开技术内容，使用了例如“实质上”、“大约”、“略为”、“相对”等等用语来表示固有程度的不确定性，此不确定性可能由量化的比较、数值、感测等等因素造成。所述用语一般意指与一给定值或范围的偏差在10％、5％、1％或0.5％内，且该偏差并不会影响对应技术特征的基本功能。除非有另行特别说明，否则本公开中所陈述的数值参数为可视为特定数值或其误差范围内的数值。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的实施例，本公开不限于前述的实施例，本公开的范围由如附权利要求决定。且本公开得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (10)

1.一种DC-DC转换器，包含：
一初级侧，包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元，其中每一该半桥逆变单元包含串接的两个主动开关以及串接的两个输入电容，该两个主动开关所在的桥臂并联于该两个输入电容所在的桥臂以共同形成一第一回路，每一该半桥逆变单元自该两个主动开关之间的一点依序连接于一谐振腔电路、绕制在一变压器磁芯上的一初级侧绕组以及该两个输入电容之间的一点，其中该半桥逆变单元的第一端连接于该第一回路中的所述桥臂，且任一该半桥逆变单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该半桥逆变单元的第二端，在该至少两个半桥逆变单元中未连接于另一该半桥逆变单元的该第一端及该第二端之间施加或生成一初级侧电压，其中该至少两个半桥逆变单元可共享该变压器磁芯；
一次级侧，包含至少两组整流电路元件，其中该整流电路元件耦接于绕制在该变压器磁芯上的一次级侧绕组，该次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用该变压器磁芯，该整流电路元件架构于对因电流流经该对应初级侧绕组而在该次级侧产生的一感应电流进行整流，一次级侧电压被生成或施加于该次级侧中；以及
一控制电路，架构于致动该DC-DC转换器中的该主动开关，以改变该逆变单元或该整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中对于任一该半桥逆变单元，该控制电路判断所测量到的该半桥逆变单元中该两个输入电容上的电压的一平均值是否大于一参考电压，若判断结果为是，则该控制电路通过控制该两个主动开关的占空比平衡电容电压。
3.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中该控制电路判断所测量到的每一该半桥逆变单元中该两个输入电容上的任一平均电压与一参考电压的差值是否大于一阈值电压，若判断结果为是，则该控制电路判断所述半桥逆变单元中最大的该差值，并通过控制该主动开关调整每一相位桥臂中的相移角，以平衡电容电压。
4.一种DC-DC转换器，包含：
一初级侧，包含串联堆叠的至少两个半桥逆变单元，其中每一该半桥逆变单元包含串接的两个主动开关以及一输入电容，该两个主动开关所在的桥臂并联于该输入电容所在的桥臂以共同形成一第一回路，每一该半桥逆变单元自该两个主动开关之间的一点依序连接于一谐振腔电路、绕制在一变压器磁芯上的一初级侧绕组的第一端、该初级侧绕组的第二端以及该至少两个半桥逆变单元的一公共星形连接点，其中任一该半桥逆变单元的第一端连接于该第一回路中的所述桥臂，且任一该半桥逆变单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该半桥逆变单元的第二端，在该至少两个半桥逆变单元中未连接于另一该半桥逆变单元的该第一端及该第二端之间施加或生成一初级侧电压，其中该至少两个半桥逆变单元可共享该变压器磁芯；
一次级侧，包含至少两组整流电路元件，其中该整流电路元件耦接于绕制在该变压器磁芯上的一次级侧绕组，该次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用该变压器磁芯，该整流电路元件架构于对因电流流经该对应初级侧绕组而在该次级侧产生的一感应电流进行整流，一次级侧电压被生成或施加于该次级侧中；以及
一控制电路，架构于致动该DC-DC转换器中的所述主动开关，以改变该逆变单元或该整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
5.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中所述整流电路元件形成串联堆叠的多个半桥整流单元，每一该半桥整流单元包含串接且具有相同导通方向的两个二极管以及一输出电容，该两个二极管所在的桥臂并联于该输出电容所在的桥臂以共同形成一第二回路，每一该半桥整流单元自该两个二极管之间的一点经由一阻隔电容连接于对应的该次级侧绕组的第一端，并经由对应的该次级侧绕组的第二端连接于该多个半桥整流单元的一公共星形连接点，其中任一该半桥整流单元的第一端连接于该第二回路中的所述桥臂，且任一该半桥整流单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该半桥整流单元的第二端，在该多个半桥整流单元中未连接于另一该半桥整流单元的该第一端及该第二端之间生成该次级侧电压。
6.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中所述整流电路元件形成串联堆叠的多个半桥整流单元，每一该半桥整流单元包含串接且受该控制电路控制的两个主动开关以及一输出电容，该两个主动开关所在的桥臂并联于该输出电容所在的桥臂以共同形成一第二回路，每一该半桥整流单元自该两个主动开关之间的一点经由一阻隔电容连接于对应的该次级侧绕组的第一端，并经由对应的该次级侧绕组的第二端连接于该多个半桥整流单元的一公共星形连接点，其中任一该半桥整流单元的第一端连接于该第二回路中的所述桥臂，且任一该半桥整流单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该半桥整流单元的第二端，在该多个半桥整流单元中未连接于另一该半桥整流单元的该第一端及该第二端之间生成该次级侧电压。
7.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中对于任一该半桥逆变单元，该控制电路判断所测量到的该半桥逆变单元中该输入电容上的电压是否大于一参考电压，若判断结果为是，则该控制电路通过控制该两个主动开关的占空比平衡电容电压。
8.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中该控制电路判断所测量到的每一该半桥逆变单元中该输入电容上的任一平均电压与一参考电压的差值是否大于一阈值电压，若判断结果为是，则该控制电路判断所述半桥逆变单元中最大的该差值，并通过控制该主动开关调整每一相位桥臂中的相移角，以平衡电容电压。
9.一种DC-DC转换器，包含：
一初级侧，包含堆叠的至少两个串联半桥逆变单元，其中每一该串联半桥逆变单元包含串联连接的一第一半桥桥臂及一第二半桥桥臂，该第一半桥桥臂包含一第一输入电容及串接的两个第一主动开关，且该两个第一主动开关所在的一第一开关桥臂与该第一输入电容所在的桥臂并联连接以形成一第一回路，该第二半桥桥臂包含一第二输入电容及串接的两个第二主动开关，且该两个第二主动开关所在的一第二开关桥臂与该第二输入电容所在的桥臂并联连接以形成一回路，每一该串联半桥逆变单元自该两个第一主动开关之间的一点依序连接于一谐振腔电路、绕制在一变压器磁芯上的一初级侧绕组以及该两个第二主动开关之间的一点，其中任一该串联半桥逆变单元的第一端连接于该第一回路中的所述桥臂，且任一该串联半桥逆变单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该串联半桥逆变单元的第二端，在该至少两个串联半桥逆变单元中未连接于另一该串联半桥逆变单元的该第一端及该第二端之间施加或生成一初级侧电压，其中该至少两个串联半桥逆变单元可共享该变压器磁芯；
一次级侧，包含至少两组整流电路元件，其中每组该整流电路元件耦接于绕制在该变压器磁芯上的一次级侧绕组，该次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用该变压器磁芯，该整流电路元件架构于对因电流流经该对应初级侧绕组而在该次级侧产生的一感应电流进行整流，一次级侧电压被生成或施加于该次级侧中；以及
一控制电路，架构于致动该DC-DC转换器中的所述主动开关，以改变该逆变单元或该整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
10.一种DC-DC转换器，包含：
一初级侧，包含串联堆叠的至少两个全桥逆变单元，其中每一该全桥逆变单元包含相互并联连接的一电容桥臂及两个半桥桥臂，每一该半桥桥臂包含串联连接的两个主动开关，每一该全桥逆变单元自其中一个该半桥桥臂的该两个主动开关之间的一点经由一谐振腔电路及绕制在一变压器磁芯上的一初级侧绕组而连接于另一该半桥桥臂的该两个主动开关之间的一点，一初级侧电压被生成或施加于串联堆叠的该至少两个全桥逆变单元的两端之间，其中于任一该全桥逆变单元中，该全桥逆变单元的一第一端及一第二端分别连接于所述桥臂的两端，任一该全桥逆变单元的该第一端直接连接于所堆叠的对应该全桥逆变单元的该第二端，在该至少两个全桥逆变单元中未连接于另一该全桥逆变单元的该第一端及该第二端之间施加或生成该初级侧电压，其中该至少两个全桥逆变单元可共享该变压器磁芯；
一次级侧，包含至少两组整流电路元件，其中每组该整流电路元件耦接于绕制在该变压器磁芯上的一次级侧绕组，该次级侧绕组与一对应初级侧绕组共用该变压器磁芯，该整流电路元件架构于对因电流流经该对应初级侧绕组而在该次级侧产生的一感应电流进行整流，一次级侧电压被生成或施加于该次级侧中；以及
一控制电路，架构于致动该DC-DC转换器中的所述主动开关，以改变该逆变单元或该整流电路元件上的电压或电流的脉冲频率、脉冲宽度或相移角。
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