CN112787517A - 具有双电压增益曲线的llc谐振变流器 - Google Patents

Abstract

本发明提供具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，属于电力电子技术领域。包括：原边部分、谐振通道部分、副边部分和负载部分，所述原边部分包括全控型开关器件Q ₁、全控型开关器件Q ₂和全控型开关器件Q ₃，所述谐振通道部分包括谐振电容C _r1、谐振电容C _r2、谐振电感L _r1、谐振电感L _r2、隔离变压器T ₁、隔离变压器T ₂、所述T ₁的励磁电感L _m1和所述T ₂的励磁电感L _m2，所述副边部分包括整流二极管D ₁、整流二极管D ₂、整流二极管D ₃、整流二极管D ₄，所述负载部分包括电容滤波器C _o 和等效负载电阻R _o 。

Description

具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器。

背景技术

在光伏发电并网、新能源电动汽车充电和储能电站等应用领域，由于在输入电源侧和输出负载侧的工况不断变化，导致连接于直流电源和负载的DC/DC变流器需要具有宽电压增益的优良特性。同时，为了在电源侧和负载侧设置一道电气故障隔离，通常采用隔离型DC/DC变流器来连接直流侧电源和负载。

LLC谐振变流器具有软开关、高效率和高功率密度等优点，常被应用于宽电压增益场合。传统的LLC谐振变流器分为半桥LLC谐振变流器和全桥LLC谐振变流器，半桥LLC谐振变流器受限于散热条件和开关器件的功率处理能力等，常用于中、小功率场合；全桥LLC谐振变流器虽然可用于大功率场合，但面临宽电压增益应用时会导致开关器件的开关损耗增加。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，可在窄频率范围内为负载提供宽电压增益。

本发明实施例解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，包括原边部分、谐振通道部分、副边部分和负载部分，所述原边部分包括全控型开关器件Q₁、全控型开关器件Q₂和全控型开关器件Q₃，所述谐振通道部分包括谐振电容C_r1、谐振电容C_r2、谐振电感L_r1、谐振电感L_r2、隔离变压器T₁、隔离变压器T₂、所述T₁的励磁电感L_m1和所述T₂的励磁电感L_m2，所述副边部分包括整流二极管D₁、整流二极管D₂、整流二极管D₃、整流二极管D₄，所述负载部分包括电容滤波器C_o和等效负载电阻R_o，所述Q₁、所述Q₂、所述Q₃顺序串联，所述Q₁连接于电压源U_in的正极，所述Q₃连接于所述U_in的负极，所述T₁的原边绕组其中一端串联所述C_r1后连接到所述Q₁与所述Q₂之间的节点a，所述T₁的原边绕组另一端串联所述L_r1后连接到所述Q₂与所述Q₃之间的节点b，所述T₂的原边绕组其中一端串联所述L_r2后连接到所述节点b，所述T₂的原边绕组另一端串联所述C_r2后连接到所述U_in的负极，所述T₁包括2个副边绕组，所述T₁的其中一个副边绕组连接所述D₁的阳极，所述T₁的另一个副边绕组连接所述D₂的阳极，所述D₁的阴极以及所述D₂的阴极均连接到输出电压U_o的正极，所述T₂包括2个副边绕组，所述T₂的其中一个副边绕组连接所述D₃的阳极，所述T₂的另一个副边绕组连接所述D₄的阳极，所述D₃的阴极以及所述D₄的阴极均连接到输出电压U_o的正极，所述T₁的中心抽头绕组、所述T₂的中心抽头绕组均连接于所述U_o的负极，所述C_o的两端分别连接在所述U_o的两极，所述R_o与所述C_o并联，所述L_m1连接在所述T₁的2个原边绕组之间，所述L_m2连接在所述T₂的2个原边绕组之间。

较优地，所述Q₁、所述Q₂、所述Q₃均自带反并联二极管，且具有寄生并联电容。

较优地，所述C_r1的电容值与所述C_r2的电容值相同，u_Cr1为所述C_r1两端的电压，u_Cr2为所述C_r2两端的电压。

较优地，所述D₁、所述D₂、所述D₃、所述D₄具有相同的等效串联电阻、反向恢复电流和反向恢复时间，电流i_D1为流过所述D₁的电流，电流i_D2为流过所述D₂的电流，电流i_D3为流过所述D₃的电流，电流i_D4为流过所述D₄的电流。

较优地，电流i_m1为所述T₁的励磁电流，电流i_m2为所述T₂的励磁电流，电流i_r1为流过所述L_r1的电流，电流i_r2为流过所述L_r2的电流。

较优地，所述T₁的原边匝数N_T1p与所述T₂的原边匝数N_T2p相同，N_T1p＝N_T2p，所述T₁的副边匝数N_T1s与所述T₂的副边匝数N_T2s相同，N_T1s＝N_T2s。

较优地，所述LLC谐振变流器具有两种工作模式，即半桥HB工作模式和两相并联TP工作模式，在需要改变频率范围时，所述LLC谐振变流器在其中一种工作模式下切换到另一种工作模式。

触发信号p₁为所述Q₁的触发信号，触发信号p₂为所述Q₂的触发信号，触发信号p₃为所述Q₃的触发信号，所述p₁、所述p₂、所述p₃均具有死区时间，所述死区时间用于实现原边开关器件的零电压开关。

较优地，所述LLC谐振变流器工作在所述HB模式时，所述p₁、所述p₂和所述p₃均为占空比为50％的脉冲宽度调制PWM波，所述p₂和所述p₃同相位，所述p₂、所述p₃与所述p₁互补，

所述LLC谐振变流器的等效变比n_T,HB为：

所述LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,HB为：

所述LLC谐振变流器的电压增益G_HB为：

所述k_HB为所述HB模式下等效励磁电感与等效谐振电感的比值，所述Q_HB为所述HB模式下的品质因数。

较优地，所述LLC谐振变流器工作在所述TP模式时，所述p₁恒为高电平波，所述p₂为占空比为50％的所述PWM波，所述p₃与所述p₂互补，

R_o,TP为提出的LLC谐振变流器工作TP模式时每通道输出侧的直流等效电阻，可表示为：

所述LLC谐振变流器的等效变比n_T,TP为：

所述LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,TP为：

所述LLC谐振变流器的电压增益G_TP为：

所述k_TP为所述TP模式下等效励磁电感和等效谐振电感的比值，所述f_n为归一化频率，所述f_s为开关频率，所述f_r为谐振频率，所述Q_TP为所述TP模式下的品质因数。

由上述技术方案可知，本发明实施例提出的具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，同时具有半桥LLC谐振变流器和全桥LLC谐振变流器的优点，利用HB模式在较低的开关频率下为负载提供低电压增益，可降低LLC谐振变流器在低电压增益区的开关频率和开关损耗，利用TP模式为负载提供高电压增益，通过切换工作模式，可在窄频率范围内为负载提供宽电压增益。

附图说明

图1为本发明实施例的一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器的电路结构图。

图2为本发明实施例的LLC谐振变流器在TP模式下的等效电路图。

图3为本发明实施例的LLC谐振变流器在HB模式下的等效电路图。

图4为本发明实施例的LLC谐振变流器在TP模式下的工作波形示意图。

图5为本发明实施例的LLC谐振变流器在HB模式下的工作波形示意图。

图6为本发明实施例的LLC谐振变流器在HB模式和IP模式之间的切换控制示意图。

图7为本发明实施例的LLC谐振变流器的电压增益曲线图。

图中：全控型开关器件Q₁、全控型开关器件Q₂、全控型开关器件Q₃、谐振电容C_r1、谐振电容C_r2、谐振电感L_r1、谐振电感L_r2、隔离变压器T₁、隔离变压器T₂、整流二极管D₁、整流二极管D₂、整流二极管D₃、整流二极管D₄、电容滤波器C_o、等效负载电阻R_o、节点a、节点b、节点c、电压源U_in、输出电压U_o、励磁电感L_m1、励磁电感L_m2、控制信号p₁、控制信号p₂、控制信号p₃、电流i_D1、电流i_D2、电流i_D3、电流i_D4、电流i_Q1、电流i_Q2、电流i_Q3、电流i_m1、电流i_m2、电流i_r1、电流i_r2、电阻R_o,TP、等效电阻R_ac,TP、等效电阻R_ac,HB、基波分量u_ab、基波分量u_bc。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，实施例的实例在附图中示出，其中，自始至终相同或类似标号表示相同或类似的元件和电气量，或具有相同或类似功能的元件。下面的实例只是本发明的一个应用实例，而不能理解为对本发明的限制。

本发明实施例的具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器用于改进半桥LLC谐振变流器和全桥LLC谐振变流器在宽电压增益应用场合下开关频率范围较宽的不足，该LLC谐振变流器的电路分为四部分，即原边部分、谐振通道部分、副边部分和负载部分。

其中，原边部分包括全控型开关器件Q₁、全控型开关器件Q₂和全控型开关器件Q₃；谐振通道部分包括谐振电容C_r1、谐振电容C_r2、谐振电感L_r1、谐振电感L_r2、隔离变压器T₁、隔离变压器T₂、T₁的励磁电感L_m1和T₂的励磁电感L_m2；副边部分包括整流二极管D₁、整流二极管D₂、整流二极管D₃、整流二极管D₄；负载部分包括电容滤波器C_o和等效负载电阻R_o。

如图1所示，本发明实施例的双通道高增益串并联LLC谐振变流器的电路通过以下接线方式完成：开关Q₁、开关Q₂、开关Q₃顺序串联，开关Q₁连接于电压源U_in的正极，开关Q₃连接于U_in的负极，隔离变压器T₁的原边绕组其中一端串联C_r1后连接到开关Q₁与开关Q₂之间的节点a，T₁的原边绕组另一端串联L_r1后连接到开关Q₂与开关Q₃之间的节点b，T₂的原边绕组其中一端串联L_r2后连接到节点b，T₂的原边绕组另一端串联C_r2后连接到U_in的负极，T₁包括2个副边绕组，T₁的其中一个副边绕组连接二极管D₁的阳极，T₁的另一个副边绕组连接二极管D₂的阳极，二极管D₁的阴极以及二极管D₂的阴极均连接到输出电压U_o的正极，隔离变压器T₂包括2个副边绕组，T₂的其中一个副边绕组连接二极管D₃的阳极，T₂的另一个副边绕组连接二极管D₄的阳极，二极管D₃的阴极以及二极管D₄的阴极均连接到输出电压U_o的正极，T₁的中心抽头绕组、T₂的中心抽头绕组均连接于U_o的负极，C_o的两端分别连接在U_o的两极，R_o与C_o并联，L_m1连接在T₁的2个原边绕组之间，L_m2连接在T₂的2个原边绕组之间，L_m1＝L_m2＝L_m。开关Q₁、开关Q₂、开关Q₃均自带反并联二极管，且具有寄生并联电容。

在谐振通道部分，LLC谐振变流器包含两个串并联LLC通道，如图1所示，第1通道包括隔离变压器T₁、谐振电容C_r1和谐振电感L_r1；第2通道包括隔离变压器T₂、谐振电感L_r2和谐振电容C_r2。

C_r1的电容值与C_r2的电容相同，C_r1＝C_r2，u_Cr1为C_r1两端的电压，u_Cr2为C_r2两端的电压。

在副边部分，二极管D₁、二极管D₂、二极管D₃、二极管D₄具有相同的等效串联电阻、反向恢复电流和反向恢复时间，电流i_D1为流过二极管D₁的电流，电流i_D2为流过二极管D₂的电流，电流i_D3为流过二极管D₃的电流，电流i_D4为流过二极管D₄的电流。

电流i_m1为T₁的励磁电流，电流i_m2为T₂的励磁电流，电流i_r1为流过谐振电感L_r1的电流，电流i_r2为流过谐振电感L_r2的电流，谐振电感L_r1与谐振电感L_r2相等，L_r1＝L_r2＝L_r。

隔离变压器T₁的原边匝数N_T1p与隔离变压器T₂的原边匝数N_T2p相同，N_T1p＝N_T2p，T₁的副边匝数N_T1s与T₂的副边匝数N_T2s相同，N_T1s＝N_T2s。变压器的变比为n＝N_Tp：N_Ts：N_Ts。

触发信号p₁为开关Q₁的触发信号，触发信号p₂为开关Q₂的触发信号，触发信号p₃为开关Q₃的触发信号，触发信号p₁、触发信号p₂、触发信号p₃均具有死区时间，所述的死区时间用于实现原边开关器件的零电压开关(Zero-Voltage Switching，ZVS)。

本发明实施例提出的具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，其功能是将原边输入侧的直流电压变换为副边需要的另外一种直流电压，根据应用需要，变换情况总共有以下3种情况：第一，输入侧电压恒定，输出侧电压随负载情况变化；第二，输入侧电压随电源工作状态而变化，输出侧电压恒定；第三，输入侧电压随电源工作状态而变化，输出侧电压随负载情况也发生变化。

LLC谐振变流器具有两种工作模式，即半桥(Half-Bridge，HB)工作模式和两相并联(Interleaved and Paralleled，TP)工作模式，在需要改变频率范围时，所述LLC谐振变流器在其中一种工作模式下切换到另一种工作模式。

LLC谐振变流器工作在TP模式时，p₁恒为高电平波，p₂为占空比为50％的PWM波，p₃与p₂互补。图1所示的LLC谐振变流器电路可等效为图2所示的TP模式等效电路图，其中：

在TP模式下，R_o,TP为提出的LLC谐振变流器工作TP模式时每通道输出侧的直流等效电阻，可表示为：

u_ab为a点和b点电压的基波分量，u_bc为a点和b点电压的基波分量。

LLC谐振变流器的等效变比n_T,TP为：

LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,TP为：

LLC谐振变流器的电压增益G_TP为：

其中，k_TP为TP模式下等效励磁电感和等效谐振电感的比值，f_n为归一化频率，f_s为开关频率，f_r为谐振频率，Q_TP为TP模式下的品质因数，LLC谐振变流器工作在TP模式下的波形如图4所示。

LLC谐振变流器工作在HB模式时，p₁、p₂和p₃均为占空比为50％的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)波，p₂和p₃同相位，p₂和p₃与p₁互补。图1所示的LLC谐振变流器电路可等效为图3所示的HB模式等效电路图，其中：

在HB模式下，LLC谐振变流器的等效变比n_T,HB为：

LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,HB为：

LLC谐振变流器的电压增益G_HB为：

其中，k_HB为HB模式下等效励磁电感与等效谐振电感的比值，Q_HB为HB模式下的品质因数，LLC谐振变流器工作在HB模式下的波形如图5所示。

u_ab为a点与b点之间的电压u_bc为b点与c点之间的电压，i_m1为T₁的励磁电流，i_m2为T₂的励磁电流，i_Lr1为流过L_r1的电流，i_Lr2为流过L_r2的电流，i_D1、i_D2、i_D3和i_D4为流过二极管D₁、D₂、D₃和D₄的电流，p₁、p₂和p₃为Q₁、Q₂和Q₃的触发信号。

本实施例中，LLC谐振变流器从HB模式切换到TP模式的控制方法如图6所示，G_HB,min和G_HB,max分别为HB模式下提出的LLC谐振变流器的最大电压增益和最小电压增益，G_TP,min和G_TP,max分别为TP模式下提出的LLC谐振变流器的最大电压增益和最小电压增益。f_s,max为提出的LLC谐振变流器的最大开关频率，f_s,HB,swit为提出的LLC谐振变流器在HB模式下的最小开关频率，f_s,TP,swit为提出的LLC谐振变流器在TP模式下的最大开关频率，f_s,min为提出的LLC谐振变流器在TP模式下的最小开关频率。

本实施例中，提出的LLC谐振变流器既可以工作在HB模式，为负载提供低电压增益，并达到降低LLC谐振变流器工作频率的目的；还可以工作在TP模式，为负载提供高电压增益。将HB模式和TP模式的电压增益曲线相结合，即可同时达到提高电压增益，降低最大开关频率的目的。HB模式和TP模式电压增益曲线结合在一起后，本发明实施例的LLC谐振变流器的电压增益曲线如图7所示。

当该LLC谐振变流器工作在HB模式时，该LLC谐振变流器可在较低频率下为负载提供低电压增益，可降低低电压增益区的开关损耗。当该LLC谐振变流器工作在TP模式时，该LLC谐振变流器可通过两个LLC通道为负载提供高电压增益。LLC谐振变流器可将其HB模式和TP模式相结合为负载提供宽电压增益，且不会使原边开关器件工作在较宽的频率范围内，有助于降低宽电压增益应用时的开关损耗，达到提高LLC谐振变流器在宽增益应用时实现工作效率的目的。

LLC谐振变流器可以实现更宽的电压增益，且不需要更宽的开关频率，在低电压增益区具有更低的开关频率和开关损耗；LLC谐振变流器原边只有3只全控型开关器件，比全桥LLC谐振变流器的硬件成本低，但最大电压增益与全桥LLC谐振变流器的最大电压增益相同。相比于传统半桥LLC谐振变流器，提出的LLC谐振变流器具有更高的峰值电压增益。

本发明实施例提出的具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，同时具有半桥LLC谐振变流器和全桥LLC谐振变流器的优点，利用HB模式在较低的开关频率下为负载提供低电压增益，降低了LLC谐振变流器在低电压增益区的开关频率和开关损耗，利用TP模式为负载提供高电压增益，通过切换工作模式，在窄频率范围内为负载提供宽电压增益。

上述实施例只是提出的一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器的一种情况，不能用来概括描述本发明的所有应用情况，不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种具有双电压增益曲线的LLC谐振变流器，其特征在于，所述LLC谐振变流器包括原边部分、谐振通道部分、副边部分和负载部分，所述原边部分包括全控型开关器件Q₁、全控型开关器件Q₂和全控型开关器件Q₃，所述谐振通道部分包括谐振电容C_r1、谐振电容C_r2、谐振电感L_r1、谐振电感L_r2、隔离变压器T₁、隔离变压器T₂、所述T₁的励磁电感L_m1和所述T₂的励磁电感L_m2，所述副边部分包括整流二极管D₁、整流二极管D₂、整流二极管D₃、整流二极管D₄，所述负载部分包括电容滤波器C_o和等效负载电阻R_o，

所述Q₁、所述Q₂、所述Q₃顺序串联，所述Q₁连接于电压源U_in的正极，所述Q₃连接于所述U_in的负极，所述T₁的原边绕组其中一端串联所述C_r1后连接到所述Q₁与所述Q₂之间的节点a，所述T₁的原边绕组另一端串联所述L_r1后连接到所述Q₂与所述Q₃之间的节点b，所述T₂的原边绕组其中一端串联所述L_r2后连接到所述节点b，所述T₂的原边绕组另一端串联所述C_r2后连接到所述U_in的负极，

所述T₁包括2个副边绕组，所述T₁的其中一个副边绕组连接所述D₁的阳极，所述T₁的另一个副边绕组连接所述D₂的阳极，所述D₁的阴极以及所述D₂的阴极均连接到输出电压U_o的正极，

所述T₂包括2个副边绕组，所述T₂的其中一个副边绕组连接所述D₃的阳极，所述T₂的另一个副边绕组连接所述D₄的阳极，所述D₃的阴极以及所述D₄的阴极均连接到输出电压U_o的正极，

所述T₁的中心抽头绕组、所述T₂的中心抽头绕组均连接于所述U_o的负极，所述C_o的两端分别连接在所述U_o的两极，所述R_o与所述C_o并联，

所述L_m1连接在所述T₁的2个原边绕组之间，所述L_m2连接在所述T₂的2个原边绕组之间。

2.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述Q₁、所述Q₂、所述Q₃均自带反并联二极管，且具有寄生并联电容。

3.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述C_r1的电容值与所述C_r2的电容值相同，u_Cr1为所述C_r1两端的电压，u_Cr2为所述C_r2两端的电压。

4.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述D₁、所述D₂、所述D₃、所述D₄具有相同的等效串联电阻、反向恢复电流和反向恢复时间，电流i_D1为流过所述D₁的电流，电流i_D2为流过所述D₂的电流，电流i_D3为流过所述D₃的电流，电流i_D4为流过所述D₄的电流。

5.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，电流i_m1为所述T₁的励磁电流，电流i_m2为所述T₂的励磁电流，电流i_r1为流过所述L_r1的电流，电流i_r2为流过所述L_r2的电流。

6.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述T₁的原边匝数N_T1p与所述T₂的原边匝数N_T2p相同，N_T1p＝N_T2p，所述T₁的副边匝数N_T1s与所述T₂的副边匝数N_T2s相同，N_T1s＝N_T2s。

7.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述LLC谐振变流器具有两种工作模式，即半桥HB工作模式和两相并联TP工作模式，在需要改变频率范围时，所述LLC谐振变流器在其中一种工作模式下切换到另一种工作模式。

8.如权利要求1所述的LLC谐振变流器，其特征在于，触发信号p₁为所述Q₁的触发信号，触发信号p₂为所述Q₂的触发信号，触发信号p₃为所述Q₃的触发信号，所述p₁、所述p₂、所述p₃均具有死区时间，所述死区时间用于实现原边开关器件的零电压开关。

9.如权利要求8所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述LLC谐振变流器工作在所述HB模式时，所述p₁、所述p₂和所述p₃均为占空比为50％的脉冲宽度调制PWM波，所述p₂和所述p₃同相位，所述p₂、所述p₃与所述p₁互补，

所述LLC谐振变流器的等效变比n_T,HB为：

所述LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,HB为：

所述LLC谐振变流器的电压增益G_HB为：

所述k_HB为所述HB模式下等效励磁电感与等效谐振电感的比值，所述Q_HB为所述HB模式下的品质因数。

10.如权利要求8所述的LLC谐振变流器，其特征在于，所述LLC谐振变流器工作在所述TP模式时，所述p₁恒为高电平波，所述p₂为占空比为50％的所述PWM波，所述p₃与所述p₂互补，

R_o,TP为提出的LLC谐振变流器工作TP模式时每通道输出侧的直流等效电阻，可表示为：

所述LLC谐振变流器的等效变比n_T,TP为：

所述LLC谐振变流器的交流等效电阻R_ac,TP为：

所述LLC谐振变流器的电压增益G_TP为：

所述k_TP为所述TP模式下等效励磁电感和等效谐振电感的比值，所述f_n为归一化频率，所述f_s为开关频率，所述f_r为谐振频率，所述Q_TP为所述TP模式下的品质因数。

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