DE3317619A1

DE3317619A1 - Verbesserte leistungseinspeisung fuer eine niederspannungslast

Info

Publication number: DE3317619A1
Application number: DE19833317619
Authority: DE
Inventors: Paul Thompson 44118 Cleveland Heights Ohio Cote; William Paul 12202 Albany N.Y. Kornrumpf
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1982-05-18
Filing date: 1983-05-14
Publication date: 1983-11-24
Also published as: HU188893B; GB2121247A; GB8312747D0; JPS593892A; NL8301769A; BR8302639A; CA1200838A; DD209938A5; GB2121247B; BE896758A; FR2527397A1; US4447764A

Description

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GENERAL ELECTRIC COMPANY 912-8-RD-13922

Verbesserte Leistungseinspeisung für eine Niederspannungslast Beschreibung

Die Erfindung bezieht sich auf Niedervolt-Leistungseinspeisungen und' insbesondere auf eine neuartige Netzfrequenz-Leistungseinspeisung zum Speisen einer Niederspannungslast.

Es ist häufig erwünscht, eine Niederspannungslast aus einer Wechselspannungsguelle mit einer relativ höheren Spannung zu betreiben. Insbesondere gibt es eine Klasse von Niederspannungslampen mit einem verbesserten Wirkungsgrad aufgrund des Betriebes des Lampenglühfadens bei einer kleineren Spannung, als sie üblicherweise für Lampen verwendet wurde. Viele Schaltungsanordnungen für einen derartigen Betrieb sorgen entweder für unerwünscht hohe Werte der elektromagnetischen Störung oder erfordern Bauteile mit relativ hohen Nennströmen und/oder -Spannungen. . Insbesondere haben frühere Versuche zur Ausbildung von Niederspannungs-Leistungsguellen für Glühlampen magnetische Komponenten zur Spannungstransformation verwendet. Die Kosten derartiger magnetischer Komponenten haben verhindert, daß die dabei entstehenden Leistungseinspeisungen wirtschaftlich sind. Andere Leistungseinspeisungen haben Phasensteuerungskurven verwendet, in denen sehr schmale Impulse erforderlich sind, wobei hohe Stoßströme über der Last ausgebildet werden; auf diese Weise wird häufig die Zuverlässigkeit vermindert.

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Ziel der Erfindung ist es, bei einer Leistungseinspeisung für eine Niederspannungs-Glühlampe und eine ähnliche Last für relativ niedrige Kosten und hohe Zuverlässigkeit zu sorgen und Bauteile mit relativ kleinen Nennströmen zu verwenden.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine bei Netzfrequenz arbeitende Leistungseinspeisung zu schaffen, um die Leistung einer Niederspannungs-Glühlampe oder eine ähnliche Last zu steuern.

Erfindungsgemäß weist eine Einrichtung zur Lieferung eines Stromes mit Netzfrequenz an eine Niederspannungslast aus einer Wechselstromquelle mit höherer Spannung einen Hauptkondensatorauf, der in Reihe mit der Last an die Wechselstromquelle angeschlossen ist, und einen Hilfskondensator, der dem Hauptkondensator durch eine Schalteinrichtung für einen gewählten Abschnitt von jeder Periode der Quellenspannungskurve in Abhängigkeit von einem Steuersignal parallel geschaltet ist, das durch eine Steuerlogik geliefert wird. Eine Diode ist so geschaltet, daß sie parallel zu und mit entgegengesetzter Leitfähigkeitspolarität zu dem Steuerleitungspfad der Schalteinrichtung leitet. Die Gesamtänderung des Laststromes wird durch das Verhältnis der Kapazität des Hauptkondensators zur Gesamtkapazität (Summe der Hilfs- und Hauptkondensatorwerte) in der Schaltungsanordnung gesteuert. Die Schalteinrichtung wird vorzugsweise entweder dann in ihren leitenden Zustand geschaltet, wenn die Nebenschlußdiode leitend ist, oder bei einer positiven Spitzenspannung über dem Hauptkondensator, wenn die Nebenschlußdiode nicht-leitend ist.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung überwacht die Steuerlogik die Spannung über dem Hauptkondensator und über der Last, um den Augenblick zum Triggern eines monostabilen Multivibrators (Monoflop) zu bestimmen, der die

Einrichtung für ein Zeitintervall durchschaltet,das durch die Ausgangsimpulssteuerung des Multivibrators eingestellt wird.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. In den zugehörigen Beispielen zeigen:

Fig. 1: ein schematisches Schaltbild von der erfindungsgemäßen Leistungseinspeisung für eine Niederspannung slampe;

Fig. 1 a - g: von der Zeit abhängige grafische Darstellungen der Hauptkondensatorspannung, des Laststroms, des Hilfskondensatorstroms, des Treiberstroms für die Schalteinrichtung und Zwischenspannungen der' SteuÄclogik . für beispielhafte Lastströme über dem gesamten Einstellbereich der Leistungseinspeisung;

Fig. 1 h: ein schematisches Schaltbild der Steuerlogik, die in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 verwendbar ist.

Gemäß den Figuren 1, 1a, Tb, 1c und 1d wird die Leistungseinspeisung 10 gemäß der Erfindung zur Steuerung der Leistung verwendet, die einer Last 11 von einer Wechselstromquelle zugeführt wird. Die Last 11 kann eine Niederspannungs-Glühlampe sein, die beispielsweise bei einer Spannung V_L zwischen etwa 24 und etwa 36 Volt arbeitet. Die Leistungseinspeisung 10 ermöglicht, daß die Lampe bei einer gewählten festen Ausgangsleistung in einem relativ schmalen Helligkeitsbereich arbeitet; bei einem derartigen Anwendungsfall ist ein relativ schmaler Bereich der Lampen spannung V₇. erforderlich, während der Lampenstrom I_T über einem vorbestimmten Bereich, beispielsweise etwa 20%, variabel ist.

Die WechselSpannungsquelle 12 ist mit zwei Leistungseinspeisungsklemmen 10' bzw. 10" verbunden, die mit Knotenpunkten A und C verbunden sind. Die Last (Lampe) 11 ist zwischen den Knotenpunkt A und einen gemeinsamen Knotenpunkt B geschaltet. Ein erstes kapazitives Element C₁, das im folgenden als Hauptkondensator bezeichnet wird, ist zwischen die Knotenpunkte B und C geschaltet. Eine Schalteinrichtung 14 ist zwischen dem Knotenpunkt B und dem einen Anschluß von einem zweiten kapazitiven Element C₀ geschaltet, das im folgenden als Hilfskondensator bezeichnet wird. Der andere Anschluß des Hilfskondensators C₂ ist mit dem Knotenpunkt C verbunden. Die Klemmen A, B und C und auch der Steuereingang 14a der Steuereinrichtung sind mit einer Steuerlogik 16 verbunden. Die Schalteinrichtung 14 kann irgendeine Einrichtung sein, die gesteuert einen Pfad mit kleinem Widerstand zwischen dem Knotenpunkt B und demjenigen Anschluß des Hilfskondensators C_, der vom Knotenpunkt C am weitesten entfernt ist, bei einem Signal an ihrem Steuereingang 14a bilden kann, so daß ein Strom in Bezug auf den gemeinsamen Knotenpunkt B in Richtung zum Hilfskondensator oder von diesem weg fHessen kann. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Schalteinrichtung 14 eine unipolare Schalteinrichtung parallel zu einer Diode D auf, deren Anode mit dem Knotenpunkt B und deren Kathode mit dem Hilfskondensator C_ verbunden ist. Vorteilhafterweise ist die Schalteinrichtung 14 ein MOS-Leistungs-Feldeffekttransistor (MOSFET) S, in dem die Diode D als eine parasitäre Vorrichtung zwischen der Drain-Elektrode 14b und der Source-Elektrode 14c gebildet ist.

Die Leistungseinspeisung 10 bildet einen dynamischen parallelgeschalteten kapazitiven Spannungswandler, in dem der minimale Strom I_L, der durch den Lastwiderstand R_L fließt, der Hauptkondensatorstrom I₁ ist. Eine zusätzliche Komponente des Laststroms I_ tritt aufgrund des Stroms I₀ auf, der durch den Hilfskondensator C₀ fließt. Somit treten also ein minimaler Laststrom und eine minimale Leistung auf, wenn kein Strom durch den Hilfskondensator C- an irgendeinem Punkt während einer

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Periode der Kurve der Wechselspannungsquelle 12 fließt. Umgekehrt treten ein maximaler Laststrom und eine maximale Leistung auf, wenn der Hilfskondensatorstrom I₂ für eine volle Periode der Quellenwechselspannung fließt. Eine mittlere oder Zwischengröße des Laststroms und der Leistung (und der Lampenhelligkeit) werden erhalten, wenn der Hilfskondensatorstrom I- für etwa eine Hälfte der Periode der Quellenspannungskurve fließt. Somit werden durch Verändern des prozentualen Anteils der Periode der Quellenspannungskurve, während der der Hilfskondensatorstrom I_ fließt, der Laststrom und die Leistung eingestellt. Eine Schaltvorrichtung S ist eine aktive Ein/Aus-Vorrichtung, die gestattet, daß die Stromleitung durch die Vorrichtung eine gewisse Zeit nach dem Durchschalten der Vorrichtung aktiv beendet wird. Das Intervall zwischen der Durchschaltung bzw. Sperrung der Leistungsschaltvorrichtung S bildet den Laststrom und die Größe der Leistung innerhalb ihrer Einstellbereiche. Um eine übermäßige Beanspruchung der Schaltvorrichtung S zu verhindern, ist es wünschenswert, die Umschaltung des Hilfskondensators C~ so zu steuern, daß kein zirkulierender Strom zwischen dem Hilfskondensator C- und dem Hauptkondensator C. fließen kann. Deshalb wird eine Steuerlogik 16 verwendet, um die Leistungsschaltvorrichtung S für eine Stromleitung ein- bzw. durchzuschalten, wenn die Spannungen V₁ und V₂ über den zwei Kondensatoren im wesentlichen gleich sind, d.h. während der Leitfähigkeit der Diode D, oder bei einem positiven Spitzenwert der Spannung V₁ des Hauptkondensators, wenn die Diode D nicht-leitend ist.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung 10 kann am besten verstanden werden, wenn man die Kurven der Hauptkondensatorspannung V₁ und des Hilfskondensatorstroms I₂ in der Mitte, im wesentlichen am Maximum und im wesentlichen am Minimum des Laststroms betrachtet. Zu einer Zeit t_Q ist die Hauptkondensatorspannung V. (Figur 1a) auf einem positiven Spitzenwert, und der Hauptkondensatorstrom I₁ ist aufgrund des kleinen Leistungsfaktors im wesentlichen um 90° phasenverschoben zur Spannung V₁ oder

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im wesentlichen auf seinem Null-Wert. Die Schaltvorrichtung S wird zur Zeit t« durch Anlegen einer entsprechenden Spannung V₁₄ an die Gate-Elektrode 14a in Bezug auf den gemeinsamen Knotenpunkt B durch die Steuerlogik 16 (Figur Ic) durchgeschaltet. Die Schaltvorrichtung S bleibt bis zur Zeit t. leitend. In diesem Zeitintervall, von t_fi bis t., beginnt der Strom durch den Hilfskondensator C_ in Richtung auf einen negativen Spitzenwert abzufallen, der zur Zeit t.. erreicht wird (Figur 1b). Der Hilfskondensatorstrom I fließt aus dem Kondensator C_ durch den "Ein"-Kanal der Vorrichtung S (aus der Drain-Elektrode 14b zur Source-Elektrode 14c) und addiert sich zu denn dann (zur Last 11) fließenden augenblicklichen Hauptkondensatorstrom I₁. Somit ist der Laststrom I = I₁ + I-.

Zur Zeit t.. wird die Ansteuerung der Gate-Elektrode beendet, die Schaltvorrichtung S sperrt und der Strom I₂ hört auf zu fliessen. Die Spannung V₂ des Hilfskondensators C₂ hat sich im wesentlichen auf null Volt entladen, obwohl die Spannung V^ des Hauptkondensators C. weiterhin in Richtung auf einen negativen Spitzenwert abfällt, wenn sich die Netzspannung V_TTf einem negativen Spitzenwert nähert. Danach beginnt die Spannung V₁ anzusteigen, bis ein Null-Durchgang zur Zeit t₂ erreicht wird. Während des Zeitintervalls von t.. bis t₂ ist die Diode D rückwärts vorgespannt und die Schaltvorrichtung S ist gesperrt, wodurch nur der Hauptkondensator strom I.. durch die Last 11 fließt. Somit ist in diesem Intervall

¹L ^{= 1}T

Zur Zeit t₂ wird die Hauptkondensatorspannung V₁ positiv und größer als die im wesentlichen 0 betragende Spannung, die am Hilfskondensator C~ verbleibt; die Diode D wird vorwärts vorgespannt und es fließt ein Diodenstrom I durch den Hilfskondensator C„, die Diode und die Last 11. Somit ist während des Zeitintervalls zwischen der Zeit t-», wenn die

Z.

Spannung V die Null-Achse kreuzt, und der Zeit t.,, wenn die Spannung V₁ einen positiven Spitzenwert annimmt, die Diode

. . 41 leitend und der zusätzliche Strom I- fließt als Hilfskonden-

satorstrom I₂, wodurch der Laststrom I- - I₁ + I₂ ist. Zur Zeit t₃ ist der Diodenstrom im wesentlichen 0 und die Diode hört auf zu leiten. Somit wird deutlich, daß in dem Zeitintervall einer einzigen Periode zwischen der Zeit t_Q und der Zeit t₃ der Hauptkondensatorstrom I₂ gleichphasig mit dem Hauptkondensatorstrom I- für eine Hälfte der Periode fließt, wodurch ein mittlerer Laststromwert gebildet wird.

Wenn im wesentlichen der maximale Laststrom fließt, wie es für das eine Periode umfassende Zeitintervall zwischen der Zeit t, und der Zeit t_g dargestellt ist, fließt der Hilfskondensatorstrom I~ für den größten Teil der Periode (und fließt für die gesamte Periode bei maximalem Laststrom). Somit wird der Fluß des Hilfskondensatorstroms I₂ zur Zeit t₃ beginnend hervorgerufen, indem die Treiber- bzw.Steuerkurve (Figur 1c) an die Schalteinrichtung S angelegt wird bis zur Abschaltzeit t,. Deshalb wird zur Zeit t₃ die Schaltvorrichtung S beim Spitzenwert der Hauptkondensatorspannung V₁ leitend gemacht (entspricht im wesentlichen dem Null-Wert des HauptkondensatorStroms I₁)- Wenn die Hauptkondensatorspannung V₁ in Richtung auf einen negativen Spitzenwert absinkt, fällt auch der Hauptkondensatorstrom I₁ in Richtung auf einen negativen Spitzenwert, der am Null-Durchgang der Spannung V- in dem Intervall t-, - t, erreicht wird, und steigt dann an. Der Hilfskondensatorstrom I₂ fällt ebenfalls in Richtung auf einen negativen Spitzenwert und nimmt anschließend bis zur Zeit t. zu, zu welcher Zeit die Schaltvorrichtung gesperrt wird und der Strom I_g der Schalteinrichtung (im wesentlichen gleich dem Hilfskondensatorstrom I₂) aufhört. Es gibt keinen Stromstoß durch die Schaltvorrichtung S beim Durchschalten oder Sperren, da die Spannungen über den Kondensatoren gleich sind. Zur Zeit t. ist die Spannung über dem Hilfskondensator C₂ auf einem relativ hohen negativen Wert, der positiver als die Spannung V₁ des Hauptkondensators in dem Zeitintervall t₄ - t~ ist; die Diode D ist rückwärts vorgespannt.

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-α.

Zur Zeit te wird die Hauptkondensatorspannung V₁ wieder positiver als die Hilfskondensatorspannung V₂ und die Diode D leitet. Der Diodenstrom I_ steigt an, bis die Hauptkondensatorspannung V. in positiver Richtung den Null-Durchgang in dem Zeitinervall t,- - t_g durchquert, und fällt anschließend ab.

Der Diodenstrom I_ wird im wesentlichen 0 zur Zeit t_c, wenn die

υ ο

Kondensatorspannung einen positiven Spitzenwert erreicht, und die Diode D hört auf zu leiten. Deshalb ist der Laststrom l_ die Summe der gleichphasigen Haupt- und Hilfskondensatorströme I.. und I„ in den Zeitintervallen t_o-t. und t_c-t,; der Laststrom ist gleich dem Hauptkondensatorstrom I nur in dem relativ kleinen Zeitintervall t, - t₅. Da der Hilfskondensatorstrom I_ für einen längeren Teil der Periode in dem Zeitintervall t_o-t, fließt als in dem Zeitintervall t_n-t_o, wird deut-

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lieh, daß der größere Laststrom (und deshalb die größere Leistung und Lampenhelligkeit) während des letzteren Zeitintervalls auftritt.

Wenn der Laststrom im wesentlichen minimal ist, welcher Fall in dem Zeitintervall t_fi-tQ dargestellt ist, wird die Schaltvorrichtung S wieder durchgeschaltet, während die Hauptkondensatorspannung auf einem Spitzenwert ist, nämlich zur Zeit t,, und sie wird nur für eine relativ kurze Zeit eingeschaltet gehalten und zur Zeit t-, gesperrt. Deshalb fließt üer Hilfskondensatorstrom I₂ durch die Schaltvorrichtung S (als Vorrichtungsstrom I₀) nur in dem relativ kurzen Zeitintervall t,-t-,. Zur

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Zeit t₇, wenn die Vorrichtung S gesperrt wird, bleibt eine relativ hohe positive Spannung V_ über dem Hilfskondensator C_. Da die Hauptkondensatorspannung V₁ anschließend abfällt, wird die Diode D rückwärts vorgespannt, und bis zur Zeit t_o

leitet weder die Diode, noch die Schaltvorrichtung. Zur Zeit t_o erreicht die Hauptkondensatorspannung V₁ wieder eine posi-

o I

tive Spannung gleich der positiven Spannung, die über dem Hilfskondensator geblieben ist, und die Diode D leitet bis zum Ende der Periode zur Zeit t_q, wenn der Diodenstrom auf 0 fällt und die Diode D rückwärts vorgespannt wird.

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- 7-

- 13 -

Es wird deutlich, daß in dem Zeitintervall t_g-tg der Laststrom I die Summe der gleichphasigen Haupt- und Hilfskondensator-

ströme I₁ und I„ in den Zeitintervallen t,-t_, und t_o-t„ ist ι ζ ο / ö y

und nur gleich dem Hauptkondensatorstrom I₁ in dem Zeitintervall t^-t_D ist, das den Hauptteil des Zeitintervalls t_c-t_Q /ο ο y

bildet. Wenn die Zeitintervalle t^-t-, und t_o-t_n zunehmend

ο / ö y

kleiner werden, wird auch der Laststrom zunehmend kleiner und erreicht den minimalen Laststrom, der durch den Hauptkondensatorstrom I₁ bestimmt wird, wenn diese Zeitintervalle im wesentlichen O werden.

Es wird nupmehr deutlich, daß der gesamte Einstellbereich des Laststroms "I, durph den relativen Beitrag des HilfskondensatorStroms I„ und dem Abschnitt von jeder Periode, in dem dieser Strom I₂ fließt, in Bezug auf den Hauptkondensatorstrom I.. bestimmt wird. Durch geeignete Wahl der Kapazität des Kondensators Gp in Bezug auf die Kapazität des Hauptkondensators C₁ wird der Gesamtbereich der Laststromänderung festgelegt.

Es wird nun auf alle Figuren und insbesondere auf Figur 1h bezug genommen. Die Steuerlogik 16 liefert ein Treiber- bzw. Steuersignal an die Gate-Elektrode 14a der Schaltvorrichtung S, um diese während des Leitfähigkeitsintervalls der Diode D oder bei der positiven Spitzenspannung auf dem Kondensator C₁ einzuschalten, wenn die Diode D nicht unmittelbar davor Strom leitet. Die Steuerlogik 16 schaltet die Schaltvorrichtung 16 auch mit der richtigen Zeitsteuerung ab, um die Gesamtgröße des Laststroms zu bestimmen. Die Steuerlogik 16 weist erste und zweite Inverter 20 und 22 auf, die jeweils einen Eingang 2Qa oder 22a aufweisen, die auf entsprechende Weise über erste und zweite Widerstandselemente 28a und 30a oder 28b und 30b mit dem entsprechenden Knotenpunkt C oder A der Leistungseinspeisung verbunden sind. Begrenzungsdioden 32a und 34a sind mit dem Knotenpunkt C zwischen den Widerständen 28a und 30a verbunden, und Begrenzungsdioden 32b und 34b sind mit dem Knotenpunkt A¹ zwischen den Widerständen 32b und 30b verbunden^

um die Spannungen an den Knotenpunkten C und A¹ zu begrenzen, was üblicherweise als eine harte Begrenzung bezeichnet wird, damit diese niemals kleiner als ein Diodenabfall unterhalb des Potentials des gemeinsamen Knotenpunktes B und niemals größer als ein Diodenabfall oberhalb einer positiven logischen Versorgungsschiene 24 sind (diese Spannung kann auf bekannte Weise geliefert werden). Die Inverterausgänge 20b und 22b sind jeweils mit einem anderen von zwei Eingängen eines NAND-Gatters 36 verbunden. Der Ausgang 36a des Gatters 36 ist mit dem negativ werdenden Triggereingang 38a eines monostabilen Multivibrators (Monoflop)38 verbunden, der in Form einer integrierten Schaltung vorliegen kann. Der positiv werdende Trigger eingang 38b und der gemeinsame Versorgungseingang 38c des Multivibrators 38 sind mit dem gemeinsamen Knotenpunkt B verbunden, während der positive Versorgungseingang 38d mit der positiven Schiene 24 verbunden ist. Ein eine Ausgangsimpuls-Zeitdauer liefernder Eingang 38e ist mit einem Zeitsteuerkondensator 40, dessen anderer Anschluß mit dem gemeinsamen KnotenpunktB verbunden ist, und auch mit der positiven Versorgungsschiene 24 über die Reihenschaltung aus einem Festwiderstand 4 2a und einem Stellwiderstand 42b verbunden. Der Ausgang 38f des Multivibrators ist mit dem Eingang 14a der Schalteinrichtung verbunden, beispielsweise mit der Gate-Elektrode der aus einem Leistungs-MOSFET gebildeten Schalteinrichtung S. Der Wert des Festwiderstandes 42a ist gewählt, um eine minimale Einschaltzeit für die Schaltvorrichtung S zu liefern und um den maximalen Strom zu begrenzen, der von dem Eingang 38e des Multivibrators, gezogen wird. Der Widerstandswert des Stellwiderstandes 42b ist so gewählt, daß eine maximale Einschaltzeit für die Schaltvorrichtung in Abhängigkeit von dem erforderlichen Verhältnis von maximalem zu minimalem Laststrom/Leistung/Helligkeit erhalten wird.

Im Betrieb bildet die Steuerlogik 16 eine Steuereinrichtung, in der die Spannung über dem Hauptkondensator C. durch die stark begrenzende Invertierungseinrichtung abgetastet wird, die

durch den Inverter 20, die Widerstände 28a und 30a und die Begrenzungsdioden 32a und 34a gebildet ist. Wenn die Hauptkondensatorspannung V. positiv wird, fällt der Inverterausgang 20b von einem hohen auf einen niedrigen Wert. Wenn umgekehrt die Hauptkondensatorspannung V₁ negativ wird, geht der Inverterausgang 20b von einer niedrigen auf eine hohe Spannung. Somit hat der Ausgang 20b einen niedrigen Pegel für positive Spannungen über dem Hauptkondensator und einen hohen Pegel für negative Hauptkondensatorspannungen. Der zweite Inverter 22 bildet in Verbindung mit den Widerständen 28b und 30b und den Dioden 32b und 34b ebenfalls eine stark begrenzende Invertereinrichtung, die die Spannung V_ über der Last 11 abtastet. Deshalb ist der Pegel bzw. der Zustand des Ausgangs 22b des zweiten Inverters ein umgekehrtes Maß für den Laststrom I_T. Die

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Ausgangsspannungen bei 20b und 22b sind in den Figuren 1e bzw. 1f gezeigt. Wie in Figur 1g gezeigt ist, hat die Ausgangsgröße 36a des NAND-Gatters einen Übergang in negativer Richtung beim Spitzenwert der Hauptkondensatorspannung. Dieser Übergang in negativer Richtung triggert den monostabilen Multivibrator 38, um das positiv werdende Gate-Elektroden-Signal V₁₄ in Bezug auf den gemeinsamen Knotenpunkt B mit einer Zeitdauer zu erzeugen, die durch die Kapazität des Kondensators 40 und den Gesamtwiderstand der in Reihe geschalteten Widerstände 42a und 42b bestimmt ist.

Obwohl die Stuerlogik 16 als eine Steuerung gezeigt ist, bei der der Laststrom/die Leistung/die Helligkeit durch manuelle Einstellung eines Stellwiderstandes 42b festgelegt wird, kann selbstverständlich auch eine Regeleinrichtung verwendet werden, bei der ein Rückführungssignal als ein Strom in den Kondensator 40 oder eine Spannung auf den Ladewiderständen 42a und 42b an den monostabilen Multivibrator angelegt wird, um das Leitfähigkeits-Zeitintervall der Schaltvorrichtung S zu verändern .

Claims

Verbesserte Leistungseinspeisung für eine Niederspannungslast

PATENTANSPRÜCHE
(f\. JLeistungseinspeisung zum Speisen einer Last mit einer Spannung, die kleiner als die von einer Wechselstromquelle gelieferte Spannung ist, gekennzeichnet dadurch: ein erstes Blindstromelement (C₁), das in Reihe mit der Last (.11) an die Wechselstromquelle (12) angeschlossen ist und das eine derart gewählte Reaktanz aufweist, daß ein minimaler gewünschter Strom durch die Last (11) fließt, ein zweites Blindstromelement (C₉),

eine einzelne aktive Schaltvorrichtung (S) mit einem Pfad, der in Abhängigkeit von einem Steuersignal das zweite Blindstromelement (C₂) gesteuert dem ersten Blindstromelement (C₁) parallel schaltet, damit Strom in einer ersten von zwei Richtungen durch das zweite Blindstromelement (C₂) fließt, und

ein in einer Richtung leitfähiges Element (D), das dem gesteuerten Pfad der Schaltvorrichtung (S) parallel geschaltet und so gepolt ist, daß es Strom in der anderen der zwei Richtungen in Bzeug auf das zweite Blindstromelement (C₂) leitet, wobei die Stromleitung der Schaltvorrichtung (S) und des in einer Richtung leitfähigen Elements (D) den gesamten Laststrom bestimmt durch Verändern eines Abschnittes der Quellenspannungsperiode, in dem ein zusätzlicher Strom (I₂) durch das zweite Blindstromelement (C₃) und die Last (11) fließt.
2. Leistungseinspeisung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Leistungseinspeisung ferner eine Steuerlogik (16) aufweist, damit die Schaltvorrichtung (S) die Stromlei tung beginnt, wenn das in einer Richtung leitfähige Element (D) leitend ist oder die Spannung über dem ersten Blindstromelement (C.) im wesentlichen auf einem Polaritätsspitzenwert ist.
3. Leistungseinspeisung nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (16) die Umschaltung derart triggert, daß die Stromleitung beginnt, wenn die Spannung über dem ersten Blindstromelement (C₁) im wesentlichen auf einem positiven Spitzenwert ist.
4. Leistungseinspeisung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet dadurch, daß das erste Blindstromelement (C₁) ein erstes kapazitives Element ist.
5. Leistungseinspeisung nach Anspruch 4,

gekennzeichnet dadurch, daß das zweite Blindstromelement (C₂) ein zweites kapazitives Element ist.
6. Leistungseinspeisung nach Anspruch 5, gekennzeichnet dadurch, daß die Kapazität des zweiten kapazitiven Elements (C₃) kleiner ist als die Kapazität des ersten kapazitiven Elements (C₁).
7. Leistungseinspeisung nach .Anspruch 6, gekennzeichnet dadurch, daß das Verhältnis der ersten und zweiten kapazitiven Elemente (C₁, C„) derart gewählt ist, daß ein gewünschter Bereich der Laststromänderung ausgebildet ist.
8. Leistungseinspeisung nach Anspruch 7, gekennzeichnet dadurch, daß der Bereich der Laststromänderung etwa 20% beträgt·.
9. Leistungseinspeisung nach Anspruch 2 oder 5, gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (16) ein Steuersignal liefert, damit die Schaltvorrichtung (S) Strom für ein gesteuertes Zeitintervall liefert, das ein Mal in jeder Quellenwechselspannungsperiode auftritt.
10. Leistungseinspeisung nach Anspruch 9,

gekennzeichnet dadurch, daß das Steuersignal im wesentlichen bei einem Spitzenwert der Spannung über dem ersten

Blindstromelement (C₁) beginnt.
11. Leistungseinspeisung nach Anspruch 9,

gekennzeichnet dadurch, daß die Schaltvorrichtung (S) ein Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) mit einem Stromleitungspfad ist, der durch das Steuersignal an einer Gate-Elektrode gesteuert ist, und daß das in einer Richtung leitfähige Element (D) eine parasitäre Diode ist, ^i^e _qej_:)iidet parallel zu dem steuerbaren Stromleistungspfad des MOSFET/ist.
12. Leistungseinspeisung nach Anspruch 9, gekennzeichnet dadurch,·daß die Schaltvorrichtung (S) für ein erstes Zeitintervall während jeder Quellenwechselspannungsperiode leitet und daß das in einer Richtung leitfähige Element (D) für ein zweites Zeitintervall, das von dem ersten Zeitintervall unterschiedlich ist, während der gleichen Quellenwechselspannungsperiode leitet.
13. Leistungseinspeisung nach Anspruch 12, gekennzeichnet dadurch, daß die ersten und zweiten Zeitintervalle im wesentlichen die gleiche Dauer haben.

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14. Leistungseinspeisung nach Anspruch 13,

gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik einen monostabilen Multivibrator (38) aufweist, dessen Ausgang ein Steuersignal mit variabler Dauer liefert, damit die Schaltvorrichtung (S) in Abhängigkeit von einem Triggersignal leitend ist.
15. Leistungseinspeisung nach Anspruch 14, gekennzeichnet dadurch, daß ein Signal, das auf den durch die Last (11) fließenden Strom anspricht, die Ausgangsdauer des monostabilen Vibrators (38) verändert.
16. Leistungseinspeisung nach Anspruch 14, gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (16) ferner Mittel aufweist zum Überwachen wenigstens einer der Spannungen über der Last (11) und der Spannung über dem ersten Blindstromelement (C₁) zur Triggerung des monostabilen Multivibrators (38).
17. Leistungseinspeisung nach "Anspruch 9,

gekennzeichnet dadurch, daß die Steuerlogik (16) Mittel aufweist zum Durchschalten der Schaltvorrichtung (S) während eines ersten Zeitintervalls, das im wesentlichen bei einem ersten positiven Spannungsspitzenwert am Beginn von einer Quellenwechselspannungsperiode auftritt, und daß das in einer Richtung leitende Element (D) während eines zweiten Zeitintervalls leitend ist, das vor dem nächsten positiven Spannungsspitzenwert auftritt, der am Ende von der gleichen Quellenwechselspannungsperiode auftritt.
18. Leistunseinspeisung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, gekennzeichnet dadurch, daß die Last (11) eine Glühlampe ist.