EP0801881A1 - Verfahren zum betreiben mindestens einer leuchtstofflampe mit einem elektronischen vorschaltgerät sowie vorschaltgerät dafür - Google Patents

Verfahren zum betreiben mindestens einer leuchtstofflampe mit einem elektronischen vorschaltgerät sowie vorschaltgerät dafür

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EP0801881A1
EP0801881A1 EP95925814A EP95925814A EP0801881A1 EP 0801881 A1 EP0801881 A1 EP 0801881A1 EP 95925814 A EP95925814 A EP 95925814A EP 95925814 A EP95925814 A EP 95925814A EP 0801881 A1 EP0801881 A1 EP 0801881A1
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EP
European Patent Office
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circuit
control
mon
electronic ballast
lamp
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Peter Krummel
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Siemens AG
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    • H—ELECTRICITY
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    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a method for operating at least one fluorescent lamp with the aid of an electronic ballast according to the preamble of patent claim 1 and to a correspondingly designed electronic ballast itself according to the preamble of patent claim 6.
  • Fully electronic ballasts have therefore largely become established and are known in a large number of single solutions.
  • Fully electronic ballasts are advantageous universal devices to be used for common mains alternating voltages in a relatively wide tolerance range, a wide range of permissible mains frequencies and finally even for direct voltage supply.
  • a major problem with electronic ballasts is based on the fact that lamp tolerances must be taken into account and that malfunctions in lamp operation can occur in different forms due to different causes and must be detected reliably. For example, a fluorescent lamp that has become leaky behaves completely differently from an aged one during operation Fluorescent lamp with increased filament resistance due to the aging process and again to be distinguished from disturbances due to a filament breakage that has occurred.
  • the fault must be clearly identified as an error which jeopardizes the electronic ballast, possibly even the load circuit with the defective fluorescent lamp, and the control for the defective fluorescent lamp must be deactivated.
  • short-term faults occurring in the supply network can also influence lamp operation, in which case the lamp current must be limited to permissible values; on the other hand, such short-term faults should not lead to the lamp being switched off.
  • the present invention is therefore based on the object of providing a method of the type mentioned at the outset which, in normal lamp operation, enables simple and safe regulation of the power converted in the load circuit containing the at least one fluorescent lamp to a constant value with the fluorescent lamp, at the same time as a higher-level monitoring of the lamp function all states in unstable areas, d. H. allowed to be clearly evaluated when starting the lamp, but also in the case of the various faults, and in the event of a persistent fault which endangers the electric lamp circuit, to cause this lamp circuit to be reset, which may automatically restart the lamp circuit after the fault has been remedied allows. Furthermore, the present invention is based on the object of creating an electronic ballast of the type mentioned at the outset which can be used in such a manner
  • the solution according to the invention provides for normal combustion operation that the half-bridge circuit comprising two power transistors upstream of the load circuit containing the at least one fluorescent lamp is controlled via a first control circuit, which keeps the power converted in the load circuit constant at a predetermined value.
  • a second control loop is provided, superordinate to this control loop, which is in a waiting state during stationary combustion operation. It is only activated from this maintenance condition due to a, possibly also brief, disturbance of the stationary operation, recognizable by increased lamp current. fourth.
  • the monitoring function triggered in this way takes place on the basis of a predetermined time grid, in which specific lamp current values are determined in successive time sections and finally it is determined whether the fault that has occurred - endangering the lamp circuit - to reset the electronic ballast and thus also that Control of the load circuit must lead.
  • the same higher-level control loop is also used to regulate and monitor the lamp current during lamp start-up, regardless of whether this lamp start is normal, ie the connected lamp ignites normally or in the event of a faulty fluorescent lamp. It is particularly advantageous here that monitoring states can be set in a defined manner with an easily implemented time grid consisting of only a few time segments, in which the current lamp current can be clearly assessed with regard to an error that has occurred.
  • the lamp current for example in the preheating phase is limited to a low value which protects the filaments of the fluorescent lamp, but on the other hand a higher ignition current with a predetermined peak value corresponding to a maximum permissible ignition voltage is closely tolerated in the ignition phase set and finally, even in the event of a fault, to permissible values even during the monitoring phase when the electronic ballast has not yet been reset to permissible values which cannot yet endanger the entire lamp circuit.
  • this solution enables the electronic ballast to also be used universally, since the corresponding boundary conditions for multi-lamp operation or the corresponding control levels in the monitoring circuit, but also the actual control for the power transistors, are in hand also one
  • FIG. 1 shows a block diagram for an electronic ballast designed according to the invention
  • FIG. 2 shows a further circuit detail of a second embodiment
  • FIG. 3 in the form of pulse diagrams, the functional sequence with a normal lamp start
  • FIG. 4 shows a malfunction based on the pulse diagrams corresponding to FIG. 3, in which the connected fluorescent lamp does not ignite properly within a predetermined period of time and the electronic ballast is consequently reset and
  • FIG. 5 using appropriate pulse diagrams, the evaluation of a disturbance that occurred during the operation of the fluorescent lamp that had been normal until then.
  • FIG. 1 shows an electronic ballast for operating one or possibly several fluorescent lamps and the actual load circuit with the fluorescent lamp FL.
  • Electronic ballasts are known to limit the radio interference voltage via a high-frequency filter HF to the AC network, here denoted by L, N.
  • a rectifier bridge GL At the output of the high-frequency filter HF there is a rectifier bridge GL, which supplies an unsmoothed DC voltage.
  • the rectifier bridge GL which supplies an unsmoothed DC voltage.
  • Rectifier bridge a charging inductor L1 is provided, which is connected to a charging diode Dl.
  • the charging reactor L1 is periodically charged via a first power transistor VI, which is also connected to its output. This first power transistor VI is controlled via a control and
  • Control circuit which is designed here in particular as an integrated circuit IC and will still be described in detail. Put simply, this control and regulating circuit in electronic ballasts has one task, the charging choke Ll, depending on the current one
  • a second function is to regulate the voltage occurring at the cathode output of the charging diode D1, the so-called intermediate circuit voltage, to a constant value with a small fluctuation range, in order to control the electronic Ballast to achieve load and mains voltage independence.
  • electronic ballasts usually have a self-oscillating inverter with a half-bridge circuit, which is implemented here by two further power transistors V2 and V3 located in a series circuit on the charging diode D1.
  • the load circuit is connected to the common connection point of these two further power transistors with at least one fluorescent lamp FL.
  • a saturation choke L2 is provided in series with the fluorescent lamp FL
  • an ignition capacitor Cz is connected in parallel with the fluorescent lamp FL in this exemplary embodiment.
  • All of the control functions of the electronic ballast are essentially implemented in the control and regulating circuit already mentioned, which is designed as an integrated circuit IC.
  • this integrated circuit IC each has a driver circuit HSD or LSD, which in turn are each connected to two mutually inverse outputs of a selection circuit SEL.
  • the driver circuit HSD includes a potential-bridging level converter, which transfers the control signal to the high potential of the power transistor V2. This has a switch-on input EN to activate or deactivate it, as will be explained in detail later.
  • the selection circuit SEL is supplied with a pulse train which controls it in the manner of a flip-flop, with the special feature that the power transistors V2 and V3 activated via the driver circuits HSD and LSD are alternatively, but offset by a defined dead time, advertised .
  • This controlling pulse sequence is supplied by a controlled oscillator CCO, which has three setting inputs to which a first setting resistor Rf, a second setting resistor RK or a setting capacitor Cf against ground - or also against a defined reference voltage (in the further description) is always spoken of here as an example) - are connected.
  • the adjusting resistor RK and the adjusting capacitor Cf determine the lower and the upper limit frequency of the current-controlled oscillator CCO in this example.
  • the predetermined dead time of the power transistors V2 and V3 can be set via the dimensioning of the adjusting resistor Rf.
  • the controlling input information for the current-dependent controlled oscillator CCO supplies the output information of a first operational amplifier OPR, which is low-pass filtered via a further ohmic resistor Rc or a further capacitor Cc.
  • a reference voltage Vref is generated internally in the integrated circuit IC.
  • the first operational amplifier OPR compares this reference voltage with a second input voltage, which corresponds to the mean value of the current flowing through the power transistors V2 or V3 of the half-bridge circuit.
  • this second input of the operational amplifier OPR is connected via a series resistor Ro to the current path of the half-bridge circuit, ie here the output of the power transistor V3.
  • This circuit arrangement for regulating the lamp current flowing in the half-bridge circuit constitutes a closed control circuit, because the higher this lamp current rises, the higher the output voltage of the operational amplifier OPR, which on the other hand leads the controlled oscillator CCO towards a higher pulse train - controls frequency.
  • This frequency increase in turn causes a reduction in the lamp current.
  • This control circuit also has an analogous effect in the opposite direction when it drops Tendency of lamp current.
  • This control circuit described above in particular with the current-dependent controlled oscillator and the first operational amplifier OPR, forms an effective high-frequency control for the control of the half-bridge circuit in steady-state operation, that is to say when the fluorescent lamp is burning undisturbed. It should be added that the electronic ballast described here is also dimmable, because it is in your hand to control the output power of the electronic ballast by appropriately determining the reference voltage Vref.
  • the integrated circuit IC contains a monitoring arrangement which monitors the state of the fluorescent lamp FL during stationary operation, in particular controls a lamp start and is also activated when errors or faults occur.
  • the integrated circuit IC has a monitoring circuit MON, which is designed as a threshold circuit with adjustable threshold values and with its signal input is in turn connected via a series resistor R to the output of the one power transistor V3 of the half-bridge circuit.
  • This monitoring circuit MON thus receives a control signal corresponding to the instantaneous lamp current, which always causes an output pulse QM of the monitoring circuit MON as soon as the currently activated threshold value is reached.
  • the respective threshold value is set using several selection signals.
  • One of these selection signals S4 is generated by a first comparator COMP, which is embodied as a differential voltage amplifier, is connected with its positive input via a decoupling diode D2 to the output of the first operational amplifier OPR, and the reference voltage Vref is connected via its negative input is fed.
  • a first comparator COMP which is embodied as a differential voltage amplifier
  • Further selection signals are generated by a time value transmitter PST, which on the input side connects to a first internal current source IT is connected to an external, grounded charging capacitor CT.
  • This internal current source IT is activated with the start of a switch-on process for the fluorescent lamp FL and begins to charge the external charging capacitor CT, so that a linearly increasing signal voltage corresponding to the instantaneous duration of the switch-on process is present at the input of the time value transmitter PST.
  • This is compared in the time value generator PST with predetermined threshold values.
  • the time transmitter PST emits one of the output signals S1, S2 or S3 and thus defines certain time segments to be described in detail.
  • the first and the third output signals S1 and S3 are each supplied to the monitoring circuit MON in order to set one of the predetermined threshold values there.
  • the comparator COMP compares the voltage at the external capacitor Ccc, which corresponds to the output voltage of the control operational amplifier OPR in normal operation, with a value predetermined by the reference voltage Vref. If the control operational amplifier leaves its defined control range - this is particularly the case when the lamp is dimmed in multi-lamp applications or in the case of lamp defects, e.g. B. caused by aged, high-resistance lamp filaments, possible - then this is recognized by the comparator COMP. This creates that
  • Control signal S4 with which a state is set in the monitoring circuit MON in which all reference levels Mp, Mi and Mo are significantly reduced.
  • the monitoring circuit MON therefore works perfectly even with lower lamp currents.
  • the second output signal S2 of the time value transmitter PST forms a preparation signal for a shutdown circuit SD, which is designed as a logic circuit and fulfills the function, in the event of a fault, e.g. B. in the event of a lamp fault, the half-bridge circuit with the further power transistors V2, V3 may be shut down.
  • a control input of the shutdown circuit SD is connected to the output of the monitoring circuit MON.
  • An output of the switch-off circuit SD is connected, among other things, to the switch-on input EN of the selection circuit SEL in order to enable or reset it.
  • a second internal current source ISC is provided in the integrated circuit IC, the output of which is connected to the connection point between the ohmic resistor Rc and the capacitor Cc of the external low-pass filter.
  • This second internal current source ISC has a set as well as a reset input S or R.
  • the set input S is connected to the output of the monitoring circuit MON, while the reset input R with the output of the selection circuit SEL for the driver circuits HSD and LSD of the power transistors V2 and V3 of the half-bridge circuit is connected.
  • This second internal current source ISC is set with an output pulse of the monitoring circuit MON and charges the external capacitor Cc of the low-pass filter Rc, Cc. Since the current-controlled oscillator CCO is also connected with its control input to this output of the second internal current source ISC, the input current rises at it, so that its pulse repetition frequency emitted increases.
  • the second internal current source ISC is reset with the same output signal from the selection circuit SEL.
  • a further closed control circuit is provided, which regulates the lamp current cycle by cycle to the respectively predetermined value, which is determined by the currently activated threshold value of the monitoring circuit MON.
  • This second control circuit is superior to the current control for stationary operation described above and limits and regulates the lamp current when the lamp starts and in the event of detected faults.
  • a defined power supply for the integrated circuit IC is achieved by several circuit measures.
  • a switch-on comparator UVLO is provided in particular for the switch-on process.
  • the series resistor is connected directly to the rectifier bridge GL and is connected to ground via a further charging capacitor Ccc.
  • a supply voltage Vcc is supplied to the integrated circuit IC at this input of the switch-on comparator UVLO.
  • a further internal current source BIAS is connected to the switch-on comparator UVLO, with which an internal auxiliary voltage ICBIAS is generated for the integrated circuit IC.
  • the power supply of the integrated circuit IC - in this embodiment - by a almost lossless supply circuit DP, DN, Cp ensured, which consists of a series circuit of two pump diodes DP and DN and a further charging capacitor Cp.
  • This is connected on the one hand to the connection point of these two diodes and on the other hand to the output of the half-bridge circuit, ie the connection point of the two power transistors V2 and V3.
  • This supply circuit supplies the supply voltage Vcc for the integrated circuit IC in normal operation.
  • a control circuit with a further comparator TPR is provided to keep this supply voltage Vcc constant. This compares the instantaneous value of the supply voltage Vcc with an upper or a lower predetermined reference value.
  • the output of this comparator TPR is connected to the control connection of an electronic switch VD, which is designed here as a transistor switch and whose switching path is arranged between the charging capacitor Cp of the feed circuit and ground. If the instantaneous value of the supply voltage Vcc detected by the comparator TPR exceeds the predetermined upper limit value, the comparator TPR emits an output signal which switches the electronic switch VD to conductive.
  • the pump diodes DN, DP of the feed circuit described above and the electronic switch VD can also be integrated in the integrated circuit IC.
  • the circuit function described does not change.
  • an arrangement PFC for controlling the power factor is also implemented in the integrated circuit IC. It is quite similar in design to corresponding known controls for improving the power factor. Because this function is required in the integrated circuit IC, but is of secondary importance in the context given here, only this is pointed out here.
  • This arrangement PFC detects all the parameters required for the determination of the power factor on the one also equipped with a secondary winding
  • Charging choke L1 evaluates it and controls the first power transistor VI accordingly.
  • the mode of operation of the circuit arrangement described with reference to FIG. 1 can best be assumed on the assumption of different operating states in the load circuit, i. H. explain in particular on the fluorescent lamp FL in the form of flow diagrams which are shown in FIGS. 3 to 5.
  • the flow diagrams in FIG. 3 illustrate a normal starting process.
  • the switch-on comparator UVLO detects the supply voltage Vcc rising at its input and activates the integrated circuit IC as soon as its switch-on threshold is reached.
  • the current-dependent oscillator CCO then initially starts with a predetermined lower limit frequency, which is approximately 75% of the maximum frequency.
  • the selection circuit SEL activated by the pulse sequence of the current-dependent oscillator CCO, in addition to the driver circuits HSD and LSD for the power transistors V2 and V3 of the half-bridge circuit, the second internal current source ISC - as described - is put into operation.
  • the first internal current source IT assigned to the time value transmitter PST begins to charge the external charging capacitor CT.
  • a voltage which initially increases linearly is offered to the input of the time value transmitters PST.
  • this input signal forms the time base for the control of all functional sequences in the electronic ballast under different operating conditions.
  • the start time at which the integrated circuit IC is started in a defined manner when the mains voltage is switched on in the manner described above is designated by tl.
  • the uppermost diagram in FIG. 3 shows the voltage which rises linearly at the charging capacitor CT and which is supplied to the input of the time value transmitter PST.
  • this input voltage for the time value transmitters PST reaches a predetermined lower reference level, which is referred to as preheating level Pp.
  • the time period from the switch-on time t1 to the later time t2 forms a preheating phase ⁇ pt for the electronic ballast.
  • the time t2 thus denotes the time for the end of this preheating phase.
  • the first selection signal S1 of the time value transmitter PST is reset and the monitoring circuit MON is thus set to a low threshold value, the preheating threshold Mp. It thus detects the e-functional current in the half-bridge circuit consisting of the two power transistors V2, V3 via the series resistor Rm at its input.
  • the e-functional input signals of the monitoring circuit MON corresponding to this e-functional current are denoted by M and are shown in a corresponding part of the flowchart in FIG. ben.
  • the monitoring circuit MON in each case emits a short control pulse QM.
  • the second internal current source ISC is set and, moreover, the selection circuit SEL, which operates in the manner of a flip-flop, for the driver circuits HSD or LSD of the power transistors V2, V3 of the half-bridge circuit is switched over.
  • the drive pulses HSG and LSG then emitted by the driver circuits HSD and LSD for the two power transistors V2 and V3 are reproduced in FIG. 3 in the two lowest sequence diagrams.
  • the end of the preheating phase ⁇ pt at time t2 signals the time value transmitter PST by changing the switching state of its first selection signal S1 fed to the monitoring circuit MON. This is switched to a second, higher threshold, the ignition threshold Mi. As a result of this increase in the response threshold of the monitoring circuit MON, the current in the half-bridge circuit implemented by the two power transistors V2 and V3 increases to a predetermined and limited value which increases the voltage on the fluorescent lamp FL up to the normal ignition voltage.
  • the ignition phase of the electronic ballast begins at time t2 and, in the case of a normally operating fluorescent lamp FL, must be completed by the time t4, otherwise the electronic ballast automatically switches off.
  • this time period predetermined for the duration of an ignition phase is designated ⁇ it.
  • the monitoring circuit MON continues to continuously monitor the current flowing in the half-bridge circuit and, if there is a match, Measurement of the input signal M corresponding to the current half-bridge current with the currently activated threshold, now the ignition threshold Mi, one of the control pulses QM from the selection circuit SEL until the fluorescent lamp FL ignites. In the normal ignition process illustrated in FIG. 3, this is the case at time t3. After the fluorescent lamp FL has been ignited, the monitoring circuit MON does not emit any further control pulses QM because the half-bridge current no longer reaches the high ignition threshold Mi which is still activated in the monitoring circuit MON.
  • the external charging capacitor CT assigned to the timer PST is charged further, so that the input voltage supplied to the timer PST continues to rise.
  • the input signal of the time transmitter runs through a further one of the predefined reference levels, the ignition level Pi. H. in the event of an inconvenient fluorescent lamp FL, an automatic reset of the electronic ballast would now have to be initiated.
  • the time value generator PST generates the second selection signal S2 as a further output signal, which characterizes a switch-off phase ⁇ st. This is fed to the shutdown circuit SD in order to release it.
  • the switch-off function is not carried out because the switch-off circuit SD does not receive any further control pulses QM output by the monitoring circuit MON when the fluorescent lamp FL ignites in good time. Otherwise, the ignition threshold Mi remains activated in the monitoring circuit MON.
  • the charging of the external charging capacitor CT at a time t5 reaches a value which corresponds to a third reference level, the reset level Pr of the time transmitter PST.
  • the threshold to be detected is now lowered to a sleep threshold Mo in the monitoring circuit MON. which lies between preheating and ignition threshold Mp or Mi.
  • the monitoring circuit MON does not emit any control pulses in the assumed case of a normally igniting fluorescent lamp FL, so that the released switch-off function cannot be activated.
  • the discharge of the external charging capacitor CT assigned to the time transmitter PST is initiated.
  • a first of the possible malfunctions is now illustrated in the flow chart of FIG.
  • a fault occurs during stationary operation of the flaming fluorescent lamp FL (e.g. due to gas loss when the lamp filaments are intact) and the fluorescent lamp FL goes out.
  • the state and function of the integrated circuit IC correspond to the case described above in the normal operating phase ⁇ ot.
  • the monitoring circuit MON detects an input signal M which is above the quiescent threshold Mo and corresponds to the current half-bridge current and outputs one Control pulse QM.
  • the second internal power source IT is switched on again, ie the time base - here now for a re-ignition phase ⁇ it - starts.
  • the current source can only be switched on again if several control pulses QM are counted in a certain period of time.
  • the ignition threshold Mi is activated in the monitoring circuit MON and, due to the excessive current in the half-bridge circuit, the monitoring circuit MON continuously emits control pulses QM.
  • the process already explained for the ignition phase ⁇ it now takes place again. In this case, however, the fluorescent lamp FL does not ignite in time because of the assumed fault.
  • the shutdown circuit SD which has already been released at the end of the ignition phase ⁇ it by setting the second output signal S2 of the timer PST, is activated by a further control pulse QM output by the monitoring circuit MON, as shown in FIG. 3 in the pulse diagram denoted by SD. Alternatively, several events can also be counted here before the shutdown circuit SD is activated.
  • the shutdown circuit SD deactivates the selection circuit SEL and at the same time resets the input comparator UVLO. As further shown in FIG. 4, with the exception of the shutdown circuit SD, all other functions of the integrated circuit IC that are essential for lamp operation are reset to a defined initial state. After a lamp change or after reconnection of the mains voltage L, N, the electronic ballast is then ready for operation again.
  • the monitoring circuit MON does not supply any further control pulses QM derived from a persistent fault.
  • the control processes in the integrated circuit IC ran as described with reference to FIG. 3 after the fluorescent lamp FL had been ignited.
  • FIG. 5 in contrast to a normal ignition process according to the flowchart of FIG. 3, the case of a fluorescent lamp FL which does not ignite properly is used as a basis, in which there is no filament error, but which, for example, B. is constantly unwilling to ignite due to gas loss.
  • the fluorescent lamp FL does not ignite until the maximum predetermined ignition phase ⁇ it has elapsed.
  • the shutdown circuit SD With the second selection signal S2 of the time value transmitter PST, the shutdown circuit SD is released, the monitoring circuit MON detects further ignition attempts with excessive half-bridge current and continues to emit control pulses QM. The shutdown circuit SD is thus activated and shuts down the electronic ballast, as described above for a persistent malfunction. In this case too, the switch-off is maintained until the mains voltage L, N is switched off or the fluorescent lamp FL is replaced.
  • the filament resistance of an aged fluorescent lamp FL is greatly increased and therefore does not ignite normally.
  • the starting process runs until the end of the preheating phase .DELTA.pt as in the case of a normally igniting fluorescent lamp FL (FIG. 3) or also the fluorescent lamp FL (FIG. 5) which is unwilling to ignite due to gas loss.
  • the higher-order mean value current control which is effective via the control of the first power transistor VI, is used. It limits the half-bridge current.
  • the monitoring circuit MON does not generate any control pulses QM because its input pulses M derived from the current half-bridge current do not reach the ignition threshold Mi.
  • the shutdown circuit SD is then again released, but cannot be activated because the monitoring circuit MON, which is still set to the ignition threshold Mi, does not generate any control pulses QM.
  • the time value transmitter PST detects an input signal which corresponds to its third threshold value, the reset threshold value Pr. As in a normal start-up process (FIG.
  • the reference level of the monitoring circuit MON is lowered to the idle threshold Mo at this time and the discharge of the external charging capacitor CT assigned to the time transmitter PST is initiated.
  • the half-bridge current which is limited by the mean value current regulation, is now sufficient to allow the monitoring circuit MON to emit control pulses QM. Since the shutdown circuit SD is still enabled, it is activated and the shutdown function described is started. As described above, the electronic ballast is stopped, the shutdown being maintained until the mains voltage L, N is switched off or the fluorescent lamp FL is replaced.
  • the exemplary embodiments described illustrate that, by implementing a defined time base in conjunction with a suitable, continuous monitoring of the half-bridge current, it is possible to provide automatically running functional sequences in the electronic ballast which reliably detect and conceivably all possible operating states of the fluorescent lamp FL to be operated and set the electronic ballast to an adapted, defined state without manual intervention.
  • These functional sequences are designed in such a way that they can be implemented particularly elegantly in a highly integrated, high-voltage-resistant circuit IC.
  • a particularly cost-effective production in the series is also important because the electronic ballast described Type can be realized with a small number of discrete components per se.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben mindestens einer Leuchtstofflampe (FL) mit Hilfe eines elektronischen Vorschaltgerätes sowie dieses selbst. Vorgesehen ist eine an Netzwechselspannung (L, N) liegende Gleichrichterbrücke (GL), ein angeschlossener Hochsetzsteller (L1, D1, V1), eine Halbbrückenschaltung (V2, V3) sowie ein Steuer- und Regelkreis (IC) zum kontinuierlichen Überwachen des Lampenstromes mit einer geregelten Ansteuerschaltung (CCO, SEL, HSD, LSD) der Leistungstransistoren (V2, V3), die im Normalbetrieb den Lampenstrom konstant hält. Als übergeordnete Regelung erzeugt ein bei jedem Lampenstart bzw. einer detektierten Störung definiert gestarteter Zeitwertgeber (PST, IT, CT) eine Zeitbasis für eine Überwachungsschaltung (MON), die mit vorgegebenen, in einzelnen Zeitabschnitten ( DELTA pt, DELTA it, DELTA st, DELTA ot) unterschiedlichen Referenzpegeln (Mp, Mi bzw. Mo) den momentanen Lampenstrom bewertet und die bei normalem Lampenstart über die geregelte Ansteuerschaltung (CCO, IST, SEL, HSD, LSD) den Lampenstrom zeitabhängig regelt bzw. im Fehlerfall ein automatisches Abschalten des elektronischen Vorschaltgerätes auslöst.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Betreiben mindestens einer Leuchtstofflampe mit einem elektronischen Vorschaltgerät sowie Vorschaltgerät da¬ für
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betreiben mindestens einer Leuchtstofflampe mit Hilfe eines elektroni- sehen Vorschaltgerätes gemäß dem Oberbegriff des Patentan¬ spruches 1 sowie auf ein entsprechend ausgebildetes elektro¬ nisches Vorschaltgerät selbst gemäß dem Oberbegriff des Pa¬ tentanspruches 6.
Mit elektronischen Vorschaltgeräten werden bekanntlich
Leuchtstofflampen hochfrequent bei begrenztem Lampenstrom mit vorgegebener, konstanter Leistung und gesteigerter Wirt¬ schaftlichkeit gegenüber anderen konventionellen, für den Lampenbetrieb eingesetzten Schaltungsanordnungen betrieben. Vollelektronische Vorschaltgeräte haben sich deshalb bereits weitgehend durchgesetzt und sind in einer Vielzahl von Ein¬ zellösungen bekannt. Beispielhaft sei dazu auf die Aufsätze in Zeitschrift "Licht" Nr. 1/1987, Seiten 45 bis 48 bzw. "Licht" Nr. 2/1987, Seiten 148 bis 154 mit weiteren Litera- turhinweisen verwiesen.
Vollelektronische Vorschaltgeräte sind vorteilhaft anzuwen¬ dende Universalgeräte für gebräuchliche Netzwechselspannungen in einem relativ weiten Toleranzbereich, einem weiten Bereich zulässiger Netzfrequenzen und schließlich sogar für Gleich¬ spannungsversorgung geeignet. Ein wesentliches Problem bei elektronischen Vorschaltgeräten beruht aber darauf, daß Lam¬ pentoleranzen berücksichtigt werden müssen und Störungen im Lampenbetrieb in unterschiedlicher Form aufgrund verschiede- ner Ursachen auftreten können und sicher erfaßt werden müs¬ sen. So verhält sich beispielsweise eine undicht gewordene Leuchtstofflampe im Betrieb völlig anders als eine gealterte Leuchtstofflampe mit aufgrund des Alterungsprozesses erhöhtem Wendelwiderstand und wiederum davon zu unterscheiden sind Störungen aufgrund eines aufgetretenen Wendelbruches. In all diesen Fällen muß die Störung eindeutig als ein das elektro- nische Vorschaltgerät, gegebenenfalls auch sogar den Last¬ kreis mit der defekten Leuchtstofflampe gefährdender Fehler erkannt und die Ansteuerung für die defekte Leuchtstofflampe deaktiviert werden. Daneben können aber auch im Versorgungs¬ netz kurzzeitig auftretende Störungen den Lampenbetrieb be- einflussen, in diesem Fall muß der Lampenstrom auf zulässige Werte begrenzt werden, andererseits sollen derartige kurzzei¬ tige Störungen nicht zum Abschalten der Lampe führen. Schließlich ist es aus Wartungsgründen erwünscht und auch be¬ reits bekannt, bei einem aufgetretenen Lampenfehler das elek- tronische Vorschaltgerät in einen rückgesetzten Wartezustand zu versetzen, aus dem heraus nach einem Lampenwechsel, d. h. zur Beseitigung des Fehlers ein automatischer Neustart der ausgewechselten Lampe erfolgen kann.
Aus den geschilderten Gründen sowie der Tatsache, daß minde¬ stens in dem eigentlichen Lastkreis zum Teil erhebliche Span¬ nungsspitzen auftreten, sind der schaltungsmäßigen Ausgestal¬ tung von vollelektronischen Vorschaltgeräten durchaus enge Grenzen gesetzt. Es ist daher üblich, elektronische Vor- schaltgeräte, mindestens zum überwiegenden Teil in einer ana¬ logen Schaltkreistechnik aufzubauen, die der Integration bei einem elektronischen Vorschaltgerät vielfach entgegensteht. Handelsübliche elektronische Vorschaltgeräte sind deshalb re¬ lativ umfangreiche Schaltungen mit einer Vielzahl von diskre- ten Bauelemeten, entsprechend aufwendig und teuer ist die
Herstellung und Prüfung.
Es ist deshalb ein Zweck der vorliegenden Erfindung, aufgrund einer Analyse der bei einem Lampenstart ablaufenden Vorgänge sowie der sich aus unterschiedlichen Störungsursachen erge¬ benden Überwachungsfunktionen eine Basis für ein Funktionε- prinzip zu schaffen, aufgrund dessen es möglich ist, das elektronische Vorschaltgerät in einem wesentlich höheren Maße als bisher üblich in integrierter Schaltkreistechnik zu rea¬ lisieren.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, das im normalen Lampenbetrieb eine einfache und sichere Regelung der im dem mindestens eine Leuchtstofflampe enthaltenden Last- kreis mit der Leuchtstofflampe umgesetzten Leistung auf einen konstanten Wert ermöglicht, zugleich mit einer übergeordneten Überwachung der Lampenfunktion alle Zustände in instabilen Bereichen, d. h. beim Lampenstart, aber auch bei den unter¬ schiedlichen Störungen eindeutig zu bewerten gestattet und bei einer andauernden Störung, die die elektrische Lampen- Schaltung gefährdet, ein Rücksetzen dieser Lampenschaltung zu veranlassen, das nach Beheben der Störung gegebenenfalls au¬ tomatisch einen erneuten Start der Lampenschaltung zuläßt. Weiterhin liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zu¬ grunde, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs ge- nannten Art zu schaffen, das in Anwendung eines derartigen
Verfahrens entsprechend aufgebaut und insbesondere weitgehend in integrierter Schaltkreistechnik realisierbar ist.
Bei einem Verfahren der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe gemäß den Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.
Die erfindungsgemäße Lösung sieht für den normalen Brennbe¬ trieb vor, die den die mindestens eine Leuchtstofflampe ent¬ haltenden Lastkreis vorgeschaltete Halbbrückenschaltung aus zwei Leistungstransistoren über einen ersten Regelkreis anzu¬ steuern, der die im Lastkreis umgesetzte Leistung auf einen vorgegebenen Wert konstant hält. Daneben ist, diesem Regel¬ kreis übergeordnet, ein zweiter Regelkreis vorgesehen, der sich bei stationärem Brennbetrieb in einem Wartezustand be- findet. Er wird erst aufgrund einer, gegebenenfalls auch kurzzeitigen Störung des stationären Betriebes, erkennbar durch erhöhten Lampenstrom, aus diesem Wartungszustand akti- viert. Die so ausgelöste Überwachungsfunktion läuft aufgrund eines vorgegebenen Zeitrasters ab, in dem in aufeinanderfol¬ genden Zeitabschnitten jeweils spezifische Lampenstromwerte festgestellt werden und so schließlich ermittelt wird, ob die aufgetretene Störung - die Lampenschaltung gefährdend - zu einem Rücksetzen des elektronischen Vorschaltgerätes und da¬ mit auch der Ansteuerung des Lastkreises führen muß. Derselbe übergeordnete Regelkreis wird weiterhin auch zur Regelung und Überwachung des Lampenstromes während eines Lampenstarts un- abhängig davon eingesetzt, ob dieser Lampenstart normal ver¬ läuft, d. h. die angeschlossene Lampe normal zündet oder bei fehlerhafter Leuchtstofflampe unter Störungen verläuf . Von besonderem Vorteil ist dabei, daß sich mit einem einfach zu realisierenden, aus nur wenigen Zeitabschnitten bestehenden Zeitraster definiert Überwachungszustände einstellen lassen, in denen der momentane Lampenstrom eindeutig im Hinblick auf einen aufgetretenen Fehler bewerten läßt. Zwar wird die Über¬ wachungsfunktion auch bei nur kurzzeitig auftretenden Stö¬ rungen gestartet, jedoch wird eine solche Störung, den Lam- penstrom unmittelbar nachregelnd, unterdrückt und das elek¬ tronische Vorschaltgerät arbeitet nach Abklingen einer sol¬ chen Störung normal weiter. Andererseits sind tatsächliche Lampendefekte in kurzer Zeit eindeutig als solche feststell¬ bar und bewirken ein Rücksetzen des elektronischen Vor- schaltgerätes, das nach Beheben des aufgetretenen Fehlers, d. h. nach einem Lampenwechsel bzw. nach Abschalten und Wie¬ deranlegen der Netzspannung automatisch einen neuen Lampen¬ start durchführt.
Ein elektronisches Vorschaltgerät, in dem das vorstehend dis¬ kutierte Verfahren angewendet wird, ist im Patentanspruch 6 beschrieben. Hieraus ist erkennbar, daß der erfindungsgemäß vorgesehene Zeitwertgeber definiert die mit ihm zusammenar¬ beitende Überwachungsschaltung derart steuert, daß sie zeit- abhängig den momentanen Lampenstrom in unterschiedlichen
Zeitabschnitten auf unterschiedliche Weise zu bewerten vermag und darüber hinaus jeweils auf einen definierten Maximalwert begrenzt, indem mit von der Überwachungsschaltung abgegebenen Steuerimpulsen die eigentliche Ansteuerschaltung für die Lei¬ stungstransistoren der Halbbrückenschaltung entsprechend ein¬ gestellt wird. Auf diese Weise wird der Lampenstrom, bei- spielsweise in der Vorheizphase auf einen niedrigen, die Wen¬ deln der Leuchtstofflampe schonenden Wert begrenzt, anderer¬ seits aber in der Zündphase ein höherer Zündstrom mit vorge¬ gebenem, einer maximal zulässigen Zündspannung entsprechendem Scheitelwert eng toleriert eingestellt und schließlich auch im Störungsfall auf zulässige Werte selbst während der Über¬ wachungsphase bei noch nicht rückgesetztem elektronischem Vorschaltgerät auf zulässige Werte begrenzt, die die gesamte Lampenschaltung noch nicht gefährden können.
Weiterhin ermöglicht es diese Lösung, das elektronische Vor¬ schaltgerät auch universell einzusetzen, da man es durch eine entsprechende Vorgabe der Vergleichspegel in der Überwa¬ chungsschaltung, aber auch der eigentlichen Ansteuerung für die Leistungstransistoren in der Hand hat, die entsprechenden Randbedingungen bei einem Mehrlampenbetrieb oder auch einem
Dimm-Betrieb des elektronischen Vorschaltgerätes zu berück¬ sichtigen. Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Lösung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert. Dabei zeigt:
Figur 1 ein Blockschaltbild für ein erfindungsgemäß ausgebil¬ detes elektronisches Vorschaltgerät,
Figur 2 ein weiteres Schaltungsdetail einer zweiten Ausfüh¬ rungsform,
Figur 3 in Form von Impulsdiagrammen den Funktionsablauf bei einem normal verlaufenden Lampenstart, Figur 4 anhand von der Figur 3 entsprechenden Impulsdiagram¬ men einen Störungsfall, bei dem die angeschlossene Leucht¬ stofflampe innerhalb eines vorgegebenen Zeitraumes nicht ord¬ nungsgemäß zündet und infolgedessen das elektronische Vor¬ schaltgerät rückgesetzt wird und
Figur 5 anhand entsprechender Impulsdiagramme die Bewertung einer Störung, die bei dem bis dahin normal verlaufenden Be¬ trieb der Leuchtstofflampe aufgetreten ist.
In Figur 1 ist ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betrei¬ ben einer, ggf. auch mehrerer Leuchtstofflampen sowie der eigentliche Lastkreis mit der Leuchtstofflampe FL darge¬ stellt. Elektronische Vorschaltgeräte sind bekanntlich zum Begrenzen der Funkstörspannung über ein Hochfrequenzfilter HF an das Wechselstromnetz, hier mit L, N bezeichnet, ange¬ schlossen. Am Ausgang des Hochfrequenzfilters HF liegt eine Gleichrichterbrücke GL, die eine ungeglättete Gleichspannung liefert. Um eine über dem Scheitelwert der Netzspannung liegende Gleichspannung zu erzeugen, ist am Ausgang der
Gleichrichterbrücke eine Ladedrossel Ll vorgesehen, die mit einer Ladediode Dl verbunden ist. Die Ladedrossel Ll wird über einen ebenfalls an ihren Ausgang angeschlossenen, ersten Leistungstransistor VI periodisch geladen. Gesteuert wird dieser erste Leistungstransistor VI über einen Steuer- und
Regelkreis, der hier insbesondere als integrierter Schaltkreis IC ausgeführt ist und noch im einzelnen zu be¬ schreiben sein wird. Vereinfacht ausgedrückt, hat dieser Steuer- und Regelkreis bei elektronischen Vorschaltgeräten die eine Aufgabe, die Ladedrossel Ll, abhängig vom momentanen
Wert der gleichgerichteten Netzspanung, unterschiedlich aufzuladen, wobei er Oberschwingungen im Netzstrom begrenzt. Eine zweite Funktion besteht darin, die am Kathodenausgang der Ladediode Dl auftretende Spannung, die sogenannte Zwi- schenkreisspannung mit einer geringen Schwankungsbreite auf einen konstanten Wert zu regeln, um bei dem elektronischen Vorschaltgerät Last- und Netzspannungsunabhängigkeit zu er¬ zielen.
Weiterhin besitzen elektronische Vorschaltgeräte üblicherwei- se einen selbstschwingenden Wechselrichter, mit einer Halb¬ brückenschaltung, die hier durch zwei weitere, in einer Se- rienschaltung an der Ladediode Dl liegenden Leistungstran¬ sistoren V2 und V3 realisiert ist. An den gemeinsamen Verbin¬ dungspunkt dieser beiden weiteren Leistungstransistoren ist der Lastkreis mit mindestens einer Leuchtstofflampe FL an¬ geschlossen. In Serie zur Leuchtstofflampe FL liegend, ist hier in diesem Ausführungsbeispiel für einen Lastkreis eine Sättigungsdrossel L2 vorgesehen, ein Zündkondensator Cz ist der Leuchtstofflampe FL parallel geschaltet. Soweit vorste- hend beschrieben, entspricht das erfindungsgemäße elektroni¬ sche Vorschaltgerät üblichen Ausführungsformen und braucht deshalb nicht detaillierter beschrieben zu werden.
Alle Steuerfunktionen des elektronischen Vorschaltgerätes sind im wesentlichen in dem bereits erwähnten, als integrier¬ tem Schaltkreis IC ausgeführten Steuer- und Regelkreis reali¬ siert. Für die Ansteuerung der beiden weiteren Leistungs¬ transistoren V2 und V3 weist dieser integrierte Schaltkreis IC jeweils eine Treiberschaltung HSD bzw. LSD auf, die ihrer- seits jeweils an zwei zueinander inversen Ausgängen einer AuswahlSchal ung SEL liegen. Dabei beinhaltet die Treiber¬ schaltung HSD einen potentialüberbrückenden Pegelumsetzer, der das Ansteuersignal auf das hohe Potential des Leistungs¬ transistors V2 überträgt. Diese besitzt einen Einschaltein- gang EN, um sie zu aktivieren bzw. zu deaktivieren, wie noch ausführlich zu erläutern sein wird. An einem Steuereingang Cl wird der Auswahlschaltung SEL eine Impulsfolge zugeführt, die diese nach Art eines Flipflops steuert, mit der Besonderheit, daß die über die Treiberschaltungen HSD bzw. LSD aktivierten Leistungstransistoren V2 und V3 alternativ, jedoch um eine definierte Totzeit zueinander versetzt, angesteuert werben. Geliefert wird diese steuernde Impulsfolge von einem gesteu¬ erten Oszillator CCO, der drei Einstelleingänge besitzt, an die ein erster Einstellwiderstand Rf, ein zweiter Einstellwi¬ derstand RK bzw. ein Einstellkondensator Cf gegen Masse - oder auch gegen eine definierte Referenzspannung (in der weiteren Beschreibung wird hier beispielhaft immer von Masse gesprochen) - angeschlossen sind. Der Einstellwiderstand RK und der Einstellkondensator Cf bestimmen die untere bzw. die obere Grenzfrequenz des in diesem Beispiel stromabhängig gesteuerten Oszillators CCO. Über die Dimensionierung des Einstellwiderstandes Rf ist die vorbestimmte Totzeit der Leistungstransistoren V2 und V3 einstellbar.
Die steuernde Eingangsinformation für den stromabhängig ge- steuerten Oszillator CCO liefert die Ausgangsinformation eines ersten Operationsverstärkers OPR, die über einen weiteren ohmschen Widerstand Rc bzw. einen weiteren Kondensa¬ tor Cc tiefpaßgefiltert ist.
Wie noch zu erläutern sein wird, wird im integrierten Schalt¬ kreis IC intern eine Referenzspannung Vref erzeugt. Der erste Operationsverstärker OPR vergleicht diese Referenzspannung mit einer zweiten Eingangsspannung, die dem Mittelwert des durch die Leistungstransistoren V2 bzw. V3 der Halbbrücken- Schaltung fließenden Stromes entspricht. Dazu ist dieser zweite Eingang des Operationsverstärkers OPR über einen Vor¬ widerstand Ro an den Strompfad der Halbbrückenschaltung, d. h. hier den Ausgang des Leistungstransistors V3 ange¬ schlossen. Diese Schaltungsanordnung zur Regelung des in der Halbbrückenschaltung fließenden Lampenstromes stellt einen geschlossenen Regelkreis dar, denn je höher dieser Lampen¬ strom ansteigt, um so höher wird auch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OPR, die andererseits den gesteu¬ erten Oszillator CCO in Richtung auf eine höhere Impulsfolge- frequenz steuert. Diese Frequenzerhöhung bewirkt aber ihrer¬ seits eine Reduzierung des Lampenstromeε. Analog wirkt diese Regelschaltung auch in umgekehrter Richtung bei abfallender Tendenz des Lampenstromes. Dieser vorstehend beschriebene Regelkreis, insbesondere mit dem stromabhängig gesteuerten Oszillator und dem ersten Operationsverstärker OPR bildet im stationären Betrieb, d. h. bei ungestört brennender Leucht- stofflampe eine wirksame hochfrequente Regelung für die An- steuerung der Halbbrückenschaltung. Zu ergänzen sei, daß das hier beschriebene elektronische Vorschaltgerät auch dimmfähig ist, denn man hat es in der Hand, die Ausgangsleistung des elektronischen Vorschaltgerätes durch eine entsprechende Festlegung der Referenzspannung Vref zu steuern.
Weiterhin enthält der integrierte Schaltkreis IC eine Überwa¬ chungsanordnung, die im stationären Betrieb den Zustand der Leuchtstofflampe FL überwacht, insbesondere einen Lampenstart steuert sowie auch bei auftretenden Fehlern bzw. Störungen aktiviert wird. Dazu weist der integrierte Schaltkreis IC eine Überwachungsschaltung MON auf, die als Schwellwert- Schaltung mit einstellbaren Schwellwerten ausgebildet ist und mit ihrem Signaleingang wiederum über einen Vorwiderstand R an den Ausgang des einen Leistungstransistors V3 der Halbbrückenschaltung angeschlossen ist. Diese Überwa¬ chungsschaltung MON erhält damit ein dem momentanen Lam¬ penstrom entsprechendes Steuersignal, das immer dann einen Ausgangsimpuls QM der Überwachungsschaltung MON bewirkt, so- bald der momentan aktivierte Schwellwert erreicht wird. Die
Einstellung des jeweiligen Schwellwertes erfolgt über mehrere AuswahlSignale.
Eines dieser AuswahlSignale S4 wird von einem ersten Kompara- tor COMP erzeugt, der als Differenzspannungsverstärker ausge¬ bildet, mit seinem positiven Eingang über eine Entkopplungs¬ diode D2 an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers OPR angeschlossen und dem über seinen negativen Eingang die Re¬ ferenzspannung Vref zugeführt ist.
Weitere Auswahlsignale werden von einem Zeitwertgeber PST er¬ zeugt, die eingangsseitig an den Verbindungspunkt einer ersten internen Stromquelle IT mit einem externen, an Masse liegenden Ladekondensator CT angeschlossen is . Diese interne Stromquelle IT wird mit dem Start eines Einschaltvorganges für die Leuchtstofflampe FL aktiviert und beginnt den externen Ladekondensator CT aufzuladen, so daß am Eingang der Zeitwertgeber PST eine linear ansteigende, der momentanen Dauer des Einschaltvorganges entsprechende Signalspannung an¬ steht. Diese wird in dem Zeitwertgeber PST mit vorgegebenen Schwellwerten verglichen. Bei Erreichen des jeweils ak- tivierten Schwellwertes gibt der Zeitwertgeber PST je eines der Ausgangssignale Sl, S2 bzw. S3 ab und definiert damit be¬ stimmte, noch im einzelnen zu beschreibende Zeitabschnitte. Das erste und das dritte Ausgangssignal Sl bzw. S3 wird je¬ weils der Überwachungsschaltung MON zugeführt, um dort einen der vorgegebenen Schwellwerte einzustellen.
Der Komparator COMP vergleicht die Spannung am externen Kon¬ densator Ccc, die im Normalbetrieb der Ausgangsspannung des Regeloperationsverstärkers OPR entspricht, mit einem durch die Referenzspannung Vref vorgegebenen Wert. Verläßt der Re- geloperationsverstärker seinen definierten Regelbereich - das ist insbesondere im Dimmzustand bei mehrlampigen Anwendungen oder auch bei Lampendefekten, z. B. durch gealterte, hochohmige Lampenwendeln hervorgerufen, möglich - dann wird dies durch den Komparator COMP erkannt. Dieser erzeugt das
Steuersignal S4, mit dem in der Überwachungsschaltung MON ein Zustand eingestellt wird, in dem alle Referenzpegel Mp, Mi und Mo deutlich abgesenkt werden. Die Überwachungsschaltung MON arbeitet daher dann auch bei geringeren Lampenströmen einwandfrei.
Das zweite Ausgangssignal S2 der Zeitwertgeber PST bildet ein Vorbereitungssignal für einen Abschaltkreis SD, der als Lo¬ gikschaltkreis ausgebildet ist und die Funktion erfüllt, im Falle einer Störung, z. B. bei einem Lampenfehler, die Halb¬ brückenschaltung mit den weiteren Leistungstransistoren V2, V3 gegebenenfalls stillzusetzen. Um dies zu verwirklichen, ist ein Steuereingang des Abschaltkreises SD mit dem Ausgang der Überwachungsschaltung MON verbunden. Ein Ausgang des Abschaltkreises SD ist unter anderem an den Einschalteingang EN der AuswahlSchaltung SEL angeschlossen, um diese freizugeben bzw. rückzusetzen.
Weiterhin ist im integrierten Schaltkreis IC eine zweite in¬ terne Stromquelle ISC vorgesehen, deren Ausgang mit dem Ver¬ bindungspunkt zwischen dem ohmschen Widerstand Rc und dem Kondensator Cc des externen Tiefpaßfilters verbunden ist.
Diese zweite interne Stromquelle ISC besitzt einen Setz- so¬ wie einen Rücksetzeingang S bzw. R. Der Setzeingang S ist an den Ausgang der Überwachungsschaltung MON angeschlossen, wäh¬ rend der Rücksetzeingang R mit dem Ausgang der Auswahlschal- tung SEL für die Treiberschaltungen HSD und LSD der Lei¬ stungstransistoren V2 bzw. V3 der Halbbrückenschaltung ver¬ bunden ist. Mit einem Ausgangsi puls der Überwachungsschal¬ tung MON wird diese zweite interne Stromquelle ISC gesetzt und lädt den externen Kondensator Cc des Tiefpaßfilters Rc, Cc auf. Da der stromabhängig gesteuerte Oszillator CCO mit seinem Steuereingang ebenfalls an diesen Ausgang der zweiten internen Stromquelle ISC angeschlossen ist, steigt an ihm der Eingangsstrom an, so daß sich seine abgegebene Im¬ pulsfolgefrequenz erhöht. Sobald nun Auswahlschaltung SEL in dem einen ihrer beiden zueinander inversen Schaltzustände die dem auf hoher Spannung liegenden Leistungstransistor V2 der Halbbrückenschaltung zugeordnete Treiberschaltung HSD aktiviert, wird mit dem gleichen Ausgangssignal der Auswahl¬ schaltung SEL die zweite interne Stromquelle ISC rückgesetzt. Auf diese Weise ist ein weiterer geschlossener Regelkreis ge¬ geben, der Zyklus für Zyklus den Lampenstrom auf den jeweils vorbesti mten Wert regelt, der durch den momentan aktivierten Schwellwert der Überwachungsschaltung MON festgelegt ist. Dieser zweite Regelkreis ist der einleitend beschriebenen Stromregelung für den stationären Betrieb übergeordnet und begrenzt und regelt den Lampenstrom bei einem Lampenstart so¬ wie bei detektierten Störfällen. Eine definierte Stromversorgung des integrierten Schaltkrei¬ ses IC wird durch mehrere Schaltungsmaßnahmen erreicht. Ins¬ besondere für den Anschaltvorgang ist ein Einschaltkomparator UVLO vorgesehen, dessen Eingang z. B. über einen weiteren
Vorwiderstand unmittelbar an die Gleichrichterbrücke GL ange¬ schlossen und über einen weiteren Ladekondensator Ccc an Masse gelegt ist. An diesem Eingang des Einschaltkomparatorε UVLO wird dem integrierten Schaltkreis IC eine Versorgungs- Spannung Vcc zugeführt. Eine weitere Möglichkeit der
Zuführung der Versorgungsspannung Vcc an den integrierten Schaltkreis IC ist in Figur 1 dargestellt, die über Vorwider- stände RL, RL' die Möglichkeit bietet, Zustandsänderungen im Lastkreis zu detektieren und auszunutzen, wie noch zu erläu- tern sein wird. Der Einschaltkomparator UVLO besitzt zunächst einen hohen Eingangswiderstand, um die IC-Funktion mit möglichst geringen Verlusten zu aktivieren. Er ist weiterhin so ausgelegt, daß er bereits bei möglichst niedrigen Span¬ nungswerten, z. B. in der Größenordnung von nicht mehr als 150 V= bei einem Wechselspannungsnetz mit 220 V anspricht, sobald sich nach dem Anschalten des Netzwechselspannung L, N der Ladekondensator Ccc entsprechend aufgeladen hat. Damit wird eine interne Spannungsquelle REF aktiviert, die die erwähnte Referenzspannung Vref erzeugt. Außerdem ist an den Einschaltkomparator UVLO eine weitere interne Stromquelle BIAS angeschlossen, mit der eine interne Hilfsspannung IC- BIAS für den integrierten Schaltkreis IC erzeugt wird. Mit diesen Maßnahmen ist es möglich, den integrierten Schaltkreis zu starten. Zu erwähnen ist die Möglichkeit, den Ein- schaltkomparator UVLO nicht nur über die Abschaltung der Netzspannung L, N, sondern auch intern über einen an den Ausgang des Abschaltkreises SD angeschlossenen Steuereingang zu deaktivieren und damit die IC-Funktion definiert auszu¬ schalten.
Im normalen Betrieb wird die Stromversorgung des integrierten Schaltkreises IC - in diesem Ausführungsbeispiel - durch eine nahezu verlustlos arbeitende Speiseschaltung DP, DN, Cp si¬ chergestellt, die aus einer Reihenschaltung zweier Pumpdioden DP und DN sowie eines weiteren Ladekondensators Cp besteht. Dieser ist einerseits an den Verbindungspunkt dieser beiden Dioden und andererseits an den Ausgang der Halbbrückenschal¬ tung, d. h. den Verbindungspunkt der beiden Leistungstransis¬ toren V2 und V3 angeschlossen. Diese Speiseschaltung liefert die Versorgungsspannung Vcc für den integrierten Schaltkreis IC im Normalbetrieb.
Zur Konstanthaltung dieser Versorgungsspannung Vcc ist eine Regelschaltung mit einem weiteren Komparator TPR vorgesehen. Dieser vergleicht den Momentanwert der Versorgungsspannung Vcc jeweils mit einem oberen bzw. einem unteren vorgegebenen Referenzwert. Der Ausgang dieses Komparators TPR ist mit dem Steueranschluß eines elektronischen Schalters VD verbunden, der hier als Transistorschalter ausgeführt ist und dessen Schaltstrecke zwischen dem Ladekondensator Cp der Spei¬ seschaltung und Masse angeordnet ist. Übersteigt der vom Komparator TPR detektierte Momentanwert der Versorgungsspan¬ nung Vcc den vorgegebenen oberen Grenzwert, gibt der Komparator TPR ein Ausgangssignal ab, das den elektronischen Schalter VD leitend schaltet. Dieser entlädt somit den Ladekondensator Cp der Speiseschaltung DN, DP, Cp solange, bis der möglichst verzögerungslos arbeitende Komparator TRP den unteren Grenzwert der Versorgungsspannung Vcc detektiert und den elektronischen Schalter VD wieder abschaltet. Es handelt sich dabei also um eine Zwei-Punkt-Regelung der Versorgungsspannung Vcc.
Wie in einem Detailschaltbild gemäß Fig 2 gezeigt ist, können die Pumpdioden DN, DP der vorstehend beschriebenen Speise¬ schaltung sowie der elektronische Schalter VD auch in den integrierten Schaltkreis IC integriert sein. Die beschriebene Schaltungsfunktion ändert sich dabei nicht. Schließlich ist in dem integrierten Schaltkreis IC außerdem eine Anordnung PFC zum Steuern des Leistungsfaktors reali¬ siert. Sie ist in der Ausgestaltung entsprechenden bekannten Steuerungen zur Verbesserung des Leistungsfaktors durchaus ähnlich. Weil diese Funktion in dem integrierten Schaltkreis IC zwar erforderlich, in dem hier gegebenen Zusammenhang aber von untergeordneter Bedeutung ist, wird hier nur darauf hingewiesen. Diese Anordnung PFC detektiert alle die für die Ermittlung des Leistungsfaktors erforderlichen Parameter an der dazu auch mit einer Nebenwicklung ausgestatteten
Ladedrossel Ll, wertet sie aus und steuert den ersten Lei¬ stungstransistor VI entsprechend an.
Die Wirkungsweise der anhand der Figur 1 beschriebenen Schaltungsanordnung läßt sich wohl am besten unter der Annah¬ me unterschiedlicher Betriebszustände im Lastkreis, d. h. insbesondere an der Leuchtstof lampe FL in Form von Ablauf- diagrammen erläutern, die in den Figuren 3 bis 5 dargestellt sind.
Die Ablaufdiagramme von Figur 3 illustrieren dabei einen nor¬ malen Startvorgang. Sobald das beschriebene elektronische Vorschaltgerät an Netzspannung L, N gelegt wird, detektiert der Einschaltkomparator UVLO die an seinem Eingang anstei- gende Versorgungsspannung Vcc und aktiviert den integrierten Schaltkreis IC, sobald seine Einschaltschwelle erreicht ist. Der stromabhängige Oszillator CCO startet daraufhin zunächst mit einer vorgegebenen unteren Grenzfrequenz, die etwa bei 75 % der maximalen Frequenz liegt. Über die von der Pulsfolge des stromabhängigen Oszillators CCO aktivierte Auswahlschal¬ tung SEL wird neben den Treiberschaltungen HSD und LSD für die Leistungstransistoren V2 bzw. V3 der Halbbrückenschaltung auch die zweite interne Stromquelle ISC - wie beschrieben - in Betrieb gesetzt. Sie beginnt somit den Kondensator Cc des Tiefpaßfilters Rc, Cc entsprechend aufzuladen, so daß der be¬ schriebene erste Regelkreis für die Frequenzregelung des elektronischen Vorschaltgeräts über den εtromabhängigen Os- zillator CCO in Gang gesetzt wird. Ebenso beginnt die der Zeitwertgeber PST zugeordnete erste interne Stromquelle IT den externen Ladekondensator CT zu laden. Solange die von der Überwachungsschaltung MON gesteuerte erste interne Strom- quelle IT diesen externen Ladekondensator weiter auflädt, wird dem Eingang der Zeitwertgeber PST eine zunächst linear anwachsende Spannung angeboten. Bei vorgegebenen Referenzpe¬ geln der Zeitwertgeber PST bildet dieses Eingangssignal die Zeitbasis für die Steuerung aller Funktionsabläufe im elek- tronischen Vorschaltgerät bei unterschiedllichen Betriebsbe¬ dingungen.
Es seien zunächst anhand des Ablaufdiagrammes von Figur 3 Einzelheiten im Ablauf bei einem normalen Lampenstart erläu- tert. Der Startzeitpunkt, bei dem mit dem Anschalten der Netzspannung auf die vorstehend beschriebene Art der inte¬ grierte Schaltkreis IC definiert in Betrieb gesetzt wird, ist mit tl bezeichnet. Das oberste Diagramm von Figur 3 zeigt die am Ladekondensator CT linear ansteigende Spannung, die dem Eingang der Zeitwertgeber PST zugeführt wird. Zu einem späte¬ ren Zeitpunkt t2 erreicht diese Eingangsspannung für die Zeitwertgeber PST einen vorgegebenen unteren Referenzpegel, der als Vorheizpegel Pp bezeichnet ist. Der vom Einschalt¬ zeitpunkt tl bis zu dem späteren Zeitpunkt t2 ablaufende Zeitabschnitt bildet eine Vorheizphase Δpt für das elektroni¬ sche Vorschaltgerät. Damit bezeichnet der Zeitpunkt t2 den Zeitpunkt für das Ende dieser Vorheizphase. Während dieser Vorheizphase ist das erste Auswahlsignal Sl der Zeitwertgeber PST zurückgesetzt und damit die Überwachungsschaltung MON auf einen niedrigen Schwellwert, die Vorheizschwelle Mp, einge¬ stellt. Sie detektiert damit über den an ihrem Eingang lie¬ genden Vorwiderstand Rm den e-funktionsförmigen Strom in der aus den beiden Leistungstransistoren V2, V3 bestehenden Halb¬ brückenschaltung. Die diesem e-funktionsförmigen Strom ent- sprechenden e-funktionsförmigen Eingangssignale der Überwa¬ chungsschaltung MON sind mit M bezeichnet und in einem ent¬ sprechenden Teil des Ablaufdiagramms von Figur 3 wiedergege- ben. Sobald diese Eingangsimpulse für die Überwachungsschal¬ tung MON in der Vorheizphase die vorgegebene Vorheizschwelle Mp erreichen, gibt die Überwachungsschaltung MON jeweils ei¬ nen kurzen Steuerimpuls QM ab. Mit jedem dieser von der Über- wachungsschaltung MON abgegebenen Steuerimpulse QM wird die zweite interne Stromquelle ISC gesetzt und darüber hinaus die nach Art eines Flipflops arbeitende Auswahlschaltung SEL für die Treiberschaltungen HSD bzw. LSD der Leistungstransistoren V2, V3 der Halbbrückenschaltung umgeschaltet. Die daraufhin von den Treiberschaltungen HSD und LSD abgegebenen Ansteuer- impulse HSG bzw. LSG für die beiden Leistungstransistoren V2 bzw. V3 sind in Figur 3 in den beiden untersten Ablaufdia- grammen wiedergegeben.
Das Ende der Vorheizphase Δpt zum Zeitpunkt t2 signalisiert den Zeitwertgeber PST durch die Änderung des Schaltzustandes ihres ersten, der Überwachungsschaltung MON zugeführten Aus¬ wahlsignales Sl. Damit wird diese auf einen zweiten, höheren Schwellwert, die Zündschwelle Mi umgeschaltet. Durch diese Erhöhung der Ansprechschwelle der Überwachungsschaltung MON erhöht sich der Strom in der durch die beiden Leistungstran¬ sistoren V2 bzw. V3 realisierten Halbbrückenschaltung auf ei¬ nen vorgegebenen und begrenzten Wert, der die Spannung an der Leuchtstofflampe FL bis zur normalen Zündspannung ansteigen läßt.
Mit dem Zeitpunkt t2 beginnt demnach die Zündphase des elek¬ tronischen Vorschaltgerätes, die bei einer normal arbeitenden Leuchtstofflampe FL bis zu dem Erreichen eines Zeitpunktes t4 abgeschlossen sein muß, andernfalls schaltet das elektroni¬ sche Vorschaltgerät selbständig ab. In Figur 3 ist dieser ma¬ ximal für die Dauer einer Zündphase vorgegebene Zeitabschnitt mit Δit bezeichnet.
Wie in der Vorheizphase Δpt überwacht die Überwachungsschal¬ tung MON weiterhin kontinuierlich den in der Halbbrücken¬ schaltung fließenden Strom und gibt jeweils bei Übereinstim- mung des dem momentanen Halbbrückenstrom entsprechenden Ein¬ gangssignales M mit der momentan aktivierten Schwelle, nun der Zündschwelle Mi einen der Steuerimpulse QM an die Aus¬ wahlschaltung SEL ab, bis die Leuchtstofflampe FL zündet. In dem in Figur 3 illustrierten normalen Zündvorgang ist dies zum Zeitpunkt t3 der Fall. Nach dem Zünden der Leucht¬ stofflampe FL gibt die Überwachungsschaltung MON keine weite¬ ren Steuerimpulse QM ab, weil nun der Halbbrückenstrom die in der Überwachungsschaltung MON noch aktivierte hohe Zünd- schwelle Mi nicht mehr erreicht.
Dessen ungeachtet wird aber der der Zeitwertgeber PST zuge¬ ordnete externe Ladekondensator CT weiter aufgeladen, so daß die dem Zeitwertgeber PST zugeführte Eingangsspannung weiter- hin ansteigt. Das Ende der vorgegebenen maximalen Zündphase Δ it ist zum Zeitpunkt t4 erreicht. Zu diesem Zeitpunkt durch¬ läuft das Eingangssignal des Zeitwertgebers einen weiteren der vorgegebenen Referenzpegel, den Zündpegel Pi. Im Fehler¬ fall, d. h. bei zündunwilliger Leuchtstofflampe FL müßte nun ein automatisches Rücksetzen des elektronischen Vorschaltge¬ rätes eingeleitet werden. Deswegen erzeugt der Zeitwertgeber PST ab diesem Zeitpunkt t4 als weiteres Ausgangssignal das zweite Auswahlsignal S2, das eine Abschaltphase Δst kenn¬ zeichnet. Dieses wird dem Abschaltkreis SD zugeführt, um die- sen freizugeben. Die Abschaltfunktion wird im Beispiel gemäß Figur 3 aber nicht ausgeführt, weil der Abschaltkreis SD bei rechtzeitig zündender Leuchtstofflampe FL zu diesem Zeitpunkt keine weiteren, von der Überwachungsschaltung MON abgegebenen Steuerimpulse QM empfängt. Im übrigen bleibt in der Überwa- chungsschaltung MON weiterhin die Zündschwelle Mi aktiviert.
Schließlich erreicht die Aufladung des externen Ladekondensa¬ tors CT zu einem Zeitpunkt t5 einen Wert, der einem dritten Referenzpegel, dem Rücksetzpegel Pr des Zeitwertgebers PST entspricht. Durch das weitere Ausgangsssignal S3 der Zeit¬ wertgeber PST wird nun in der Überwachungsschaltung MON die zu detektierende Schwelle auf eine Ruheschwelle Mo abgesenkt, die zwischen Vorheiz- und Zündschwelle Mp bzw. Mi liegt. Wei¬ terhin gibt also die Überwachungsschal ung MON im angenomme¬ nen Fall einer normal zündenden Leuchtstofflampe FL keine Steuerimpulse ab, so daß die freigegebene Abschaltfunktion nicht aktiviert werden kann. Eingeleitet wird zu diesem Zeit¬ punkt t5 aber die Entladung des dem Zeitwertgeber PST zuge¬ ordneten externen Ladekondensators CT.
Diese Entladung setzt sich fort, bis das Eingangsssignal der Zeitwertgeber PST zum Zeitpunkt t6 auf den Zündpegel Pi abge¬ sunken ist. Damit setzt der Zeitwertgeber PST das zweite Aus¬ gangssignal S2 zurück und sperrt den Abschaltkreis SD. Die in der Überwachungsschaltung MON aktivierte Ruheschwelle Mo bleibt dagegen unverändert. Im weiteren Verlauf wird die Kon- densatorladung des externen, dem Zeitwertgeber PST zugeord¬ neten Kondensators CT weiter erniedrigt, bis auch das daraus abgeleitete Eingangssignal des Zeitwertgebers PST in einen Ruhepegel Po einschwingt. Damit ist der stationäre Betriebs¬ zustand bei brennender Leuchtstofflampe FL erreicht. In dem Ablaufdiagramm von Figur 3 ist die diesem Zustand entspre¬ chende Normalbetriebsphase mit Δot bezeichnet. Dabei sind der Zeitwertgeber PST sowie die Überwachungsschaltung MON in ei¬ nem Wartezustand und die Ansteuerung der Leistungstransisto¬ ren V2, V3 wird allein über den ersten Regelkreis OPR, CCO geregelt.
In dem Ablaufdiagramm von Figur 4 ist nun ein erster der mög¬ lichen Störfälle illustriert. Hier wird angenommen, daß im stationären Betrieb der brennenden Leuchtstofflampe FL eine Störung (z. B. durch Gasverlust bei intakten Lampenwendeln) auftritt und die Leuchtstofflampe FL erlischt. Dies sei zu einem Zeitpunkt t7 der Fall. Bis dahin entsprechen Zustand und Funktion des integrierten Schaltkreises IC dem vorstehend beschriebenen Fall in der Normalbetriebsphase Δot. Die Überwachungsschaltung MON detektiert zu diesem Zeitpunkt ein über der Ruheschwelle Mo liegendes, dem momentanen Halb¬ brückenstrom entsprechendes Eingangssignal M und gibt einen Steuerimpuls QM ab. Damit wird unter anderem die zweite in¬ terne Stromquelle IT wieder eingeschaltet, d. h. die Zeitba¬ sis - hier nun unmittelbar für eine Wiederzündphase Δit - ge¬ startet. Die Stromquelle kann alternativ auch nur dann wieder eingeschaltet werden, wenn mehrere Steuerimpulse QM in einem bestimmten Zeitraum gezählt werden.
In der Überwachungsschaltung MON wird die Zündschwelle Mi aktiviert und aufgrund des überhöhten Stromes in der Halb- brückenschaltung gibt die Überwachungsschaltung MON fortlau¬ fend Steuerimpulse QM ab. Nun läuft wieder der bereits erläu¬ terte Vorgang für die Zündphase Δit ab. In diesem Falle zün¬ det aber die Leuchtstofflampe FL wegen der angenommenen Stö¬ rung nicht rechtzeitig. Der bereits zum Ablauf der Zündphase Δit durch Setzen des zweiten Ausgangssignales S2 der Zeit¬ wertgeber PST freigegebene Abschaltkreis SD wird durch einen weiteren, von der Überwachungsschaltung MON abgegebenen Steuerimpuls QM aktiviert, wie in Figur 3 in dem mit SD be¬ zeichneten Impulsdiagramm gezeigt ist. Auch hier können al- ternativ mehrere Ereignisse gezählt werden, bevor der Ab- schaltkreis SD aktiviert wird. Der Abschaltkreis SD deakti¬ viert die Auswahlschaltung SEL und setzt gleichzeitig den Eingangskomparator UVLO zurück. Wie in Figur 4 weiter darge¬ stellt ist, werden mit Ausnahme des Abschaltkreises SD im üb- rigen alle für den Lampenbetrieb wesentlichen Funktionen des integrierten Schaltkreises IC in einen definierten Anfangs¬ zustand zurückgesetzt. Nach einem Lampenwechsel oder nach Wiederanlegen der Netzspannung L, N ist dann das elektroni¬ sche Vorschaltgerät erneut betriebsbereit.
Hätte es sich dagegen bei der zum Zeitpunkt t7 angenommenen Störung lediglich um eine kurzzeitige Störung gehandelt, dann wären zwar auch die oben beschriebenen, zu diesem Zeitpunkt eingeleiteten Vorgänge angelaufen, hätten sich aber nicht ausgewirkt, denn bei einer nur kurzzeitig auftretenden
Störung liefert die Überwachungsschaltung MON keine weiζeren aus einer anhaltenden Störung abgeleiteten Steuerimpulse QM. Im integrierten Schaltkreis IC liefen in diesem Falle die Steuervorgänge so a, wie anhand von Figur 3 nach dem Zünden der Leuchtstofflampe FL beschrieben.
In Figur 5 ist nun, im Gegensatz zu einem normalen Zündvor¬ gang gemäß dem Ablauf iagramm von Figur 3, der Fall einer nicht ordnungsgemäß zündenden Leuchtstofflampe FL zugrundege¬ legt, bei der zwar kein Wendelfehler vorliegt, die aber z. B. aufgrund eines Gasverlustes dauernd zündunwillig ist. In die- sem Falle zündet die Leuchtstofflampe FL bis zum Ablauf der maximal vorgegebenen Zündphase Δit nicht. Mit dem zweiten Auswahlsignal S2 des Zeitwertgeberε PST wird damit der Ab¬ schaltkreis SD freigegeben, die Überwachungsschaltung MON de¬ tektiert weitere Zündversuche mit überhöhtem Halbbrückenstro und gibt weiter Steuerimpulse QM ab. Damit wird der Abschalt¬ kreis SD aktiviert und setzt das elektronische Vorschaltge¬ rät, wie oben für eine anhaltende Betriebsstörung beschrie¬ ben, still. Auch in diesem Falle wird die Abschaltung solange aufrechterhalten, bis die Netzspannung L, N abgeschaltet oder die Leuchtstofflampe FL gewechselt wird.
Es muß jedoch auch damit gerechnet werden, daß bei einer ge¬ alterten Leuchtstofflampe FL der Wendelwiderstand stark er¬ höht ist und sie deshalb nicht normal zündet. In diesem Falle läuft der Startvorgang bis zum Ende der Vorheizphase Δpt wie bei einer normal zündenden Leuchtstofflampe FL (Figur 3) oder auch der wegen eines Gasverlustes zündunwilligen Leucht¬ stofflampe FL (Figur 5) ab. Anders als in dem in Figur 5 dar¬ gestellten Fehlerfall setzt aber bei einem unzulässig erhöh- ten Wendelwiderstand die übergeordnete, über die Ansteuerung des ersten Leistungstransistors VI wirksame Mittelwertstrom¬ regelung ein. Sie begrenzt den Halbbrückenstrom. Die Folge ist, daß in der automatisch eingeleiteten Zündphase Δit die Überwachungsschaltung MON keine Steuerimpulse QM erzeugt, weil ihre vom momentanen Halbbrückenstrom abgeleiteten Ein¬ gangsimpulse M die Zündschwelle Mi nicht erreichen. Am Ende der Zündphase Δit wird dann zwar wieder der Abschaltkreis SD freigegeben, kann aber nicht aktiviert werden, weil die immer noch auf die Zündschwelle Mi eingestellte Überwachungs¬ schaltung MON keine Steuerimpulse QM erzeugt. Mit fort¬ schreitender Zeitbasis detektiert dann der Zeitwertgeber PST ein Eingangssignal, das ihrem dritten Schwellwert, dem Rück- setzschwellwert Pr entspricht. Wie bei einem normalen Start¬ vorgang (Figur 3) wird zu diesem Zeitpunkt der Referenzpegel der Überwachungsschaltung MON auf die Ruheschwelle Mo abge¬ senkt und die Entladung des externen, dem Zeitwertgeber PST zugeordneten Ladekondensatorε CT eingeleitet. In diesem Feh¬ lerfall einer verbrauchten Wendel der Leuchtstofflampe FL reicht der zwar durch die Mittelwertstromregelung begrenzte Halbbrückenstrom nun aber aus, um die Überwachungsschaltung MON Steuerimpulse QM abgeben zu lassen. Da der Abschaltkreis SD immer noch freigegeben ist, wird er damit aktiviert und die beschriebene Abschaltfunktion damit in Gang gesetzt. Das elektronische Vorschaltgerät wird, wie oben beschrieben, stillgesetzt, wobei die Abschaltung aufrechterhalten wird, bis die Netzspannung L, N abgeschaltet oder die Leucht- stofflampe FL gewechselt wird.
Die beschriebenen Ausführungsbeispiele illustrieren, daß es durch Implementierung einer definierten Zeitbasis in Verbin¬ dung mit einer geeigneten, kontinuierlichen Überwachung des Halbbrückenstromes möglich ist, automatisch ablaufende Funk¬ tionsabläufe im elektronischen Vorschaltgerät vorzusehen, die alle denkbar möglichen Betriebszustände der zu betreibenden Leuchtstofflampe FL sicher erfassen und das elektronische Vorschaltgerät ohne manuellen Eingriff jeweils in einen ange- paßten, definierten Zustand setzen. Diese Funktionsabläufe sind so gestaltet, daß sie sich insbesondere elegant in einem hochintegrierten, hochspannungsfesten Schaltkreis IC reali¬ sieren lassen. Von Bedeutung ist dabei, abgesehen von der hohen Betriebssicherheit der gesamten Lampenbetriebsschal- tung, auch eine besonders kostengünstige Fertigung in der Se¬ rie, weil das elektronische Vorschaltgerät der beschriebenen Art mit einer an sich geringen Anzahl diskreter Bauteile zu realisieren ist.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betreiben mindestens einer Leuchtstofflampe (FL) mit Hilfe eines elektronischen Vorschaltgerätes, das ei- ne an Netzwechselspannung (L, N) liegende Gleichrichterschal¬ tung (GL) , eine mit dieser gekoppelten Halbbrückenschaltung mit zwei in Serie zueinander liegenden, alternativ aktivier¬ ten Leistungstransistoren (V2, V3) sowie einen Steuer- und Regelkreis (IC) mit einer Überwachungsschaltung (MON) zum kontinuierlichen Überwachen eines Laststromes und mit einer davon abgeleitet hochfrequent geregelten Ansteuerschaltung (VCO, SEL, HSD, LSD) für die Leistungstransistoren (V2, V3) aufweist und das mit einem an dem Ausgang der Halbbrücken¬ schaltung angeordneten Lastkreis, der die mindestens eine Leuchtstofflampe (FL) enthält und diesen Laststrom überwacht wird, verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei jede Lampenstart sowie bei jeder im Brennbetrieb auftretenden Störung defi¬ niert ein Zeitwertgeber (PST, IT, CT) gestartet wird, der ei- ne Zeitbasis für die anschließenden Steuer- und Regelvorgänge erzeugt und dazu zu vorgegebenen Zeitpunkten (z. B. t2, t4, t5, t6) jeweils Zeitsteuersignale (Sl, S2, S3) abgibt, daß mit diesen Zeitsteuersignalen in der Überwachungsschaltung (MON) jeweils vorgegebene, unterschiedliche Referenzpegel (Mp, Mi bzw. Mo) für den zu detektierenden Lastström einge¬ stellt werden bzw. ein automatisches Abschalten des elektro¬ nischen Vorschaltgerätes für einen vorgegebenen, begrenzten Zeitraum vorbereitet wird, daß die Überwachungsschaltung (MON) den Momentanwert des Laststromes mit dem jeweils akti- vierten Referenzpegel vergleicht und bei Erreichen dieses
Referenzpegels jeweils einen Steuerimpuls (QM) abgibt und daß diese Steuerimpulse, die in Abhängigkeit von ihrem Auftreten bzw. Ausbleiben während vorgegebener, durch den Zeitwertgeber definierter Zeiträume (Δpt, Δit, Δst, Δot) normale oder auch fehlerhafte Zustände im Lastkreis wiedergeben, bei ungestör¬ tem Betriebszustand auf die geregelte Ansteuerschaltung (VCO, ISC, SEL, HSD, LSD) einwirkend den Lampenstrom zeitab- hängig regeln bzw. im Fehlerfall das vorbereitete automati¬ sche Abschalten des elektronischen Vorschaltgerätes auslösen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- net , daß die von dem Zeitwertgeber (PST, IT, CT) gelieferte Zeitbasis bei einem Lampenstart mit einer Vorheizphase (Δpt) beginnt, an die sich in unmittelbarer zeitlicher Reihenfolge eine Zündphase (Δit) maximaler Dauer, eine Abschaltphase (Δ st) sowie eine Normalbetriebsphase (Δot) anschließen, dagegen bei einer während des Normalbetriebes detektierten Störung unter Ausschluß einer Vorheizphase unmittelbar mit der Zünd¬ phase beginnt und daß der Zeitwertgeber jeweils zum Über¬ gangszeitpunkt von einer zur darauffolgenden Zeitphase eines der diesen Zeitpunkten jeweils zugeordneten Zeitsteuersignale (Sl, S2 bzw. S3) erzeugt.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich¬ net , daß in der Überwachungsschaltung (MON) während der Vorheizphase (Δpt) ein erster Referenzpegel (Mp) , der den Lastεtrom auf einen relativ niedrigen Wert begrenzt, in der bei einem Lampenstart sich anschließenden Zündphase (Δit) ein wesentlich höherer, zweiter Referenzpegel (Mi) , der zum Er¬ zeugen einer erhöhten Zündspannnung an der Leuchtstofflampe (FL) ausreicht und in der Normalbetriebsphase (Δot) ein drit- ter, zwischen den beiden anderen Referenzpegeln liegender Re¬ ferenzpegel (Mo) aktiviert wird, aufgrund dessen ein gegebe¬ nenfalls auch nur kurzzeitiges Ansteigen des Laststromes über einen vorgegebenen Wert als Störung detektiert wird, worauf¬ hin eine Fehlerüberwachung mit Hilfe des dann aus einem dem Normalbetrieb zugeordneten Wartezustand reaktivierten Zeit¬ wertgebers (PST, IT, CT) ausgelöst wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß ein mit dem Beginn der Abschaltphase (Δst) vorbereitetes automatische Abschalten des elektronischen Vorschaltgerätes nur dann ausgelöst wird, wenn die Überwachungsschaltung (MON) in dieser Abschaltphase weiterhin mindestens einen Steuerimpuls (QM) abgibt und damit einen unzulässig erhöhten Laststrom signalisiert.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß mit dem automatischen Ab- schalten des elektronischen Vorschaltgerätes in der geregel¬ ten Ansteuerschaltung (CCO, ISC, SEL, HSD, LSD) die Ansteue- rung für die Leistungεtransistoren (V2, V3) der Halbbrücken¬ schaltung gesperrt wird und daß diese Abschaltfunktion auf¬ rechterhalten wird, solange die Stromversorgung des inte- grierten Steuer- und Regelkreises (IC) nicht unterbrochen wird.
6. Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens ei¬ ner Leuchtstofflampe (FL) , das eine an Netzwechelspannung (L, N) liegende Gleichrichterschaltung (GL) , eine damit ausgangs- seitig gekoppelte Halbbrückenschaltung mit zwei in Serie zu¬ einander liegenden, alternativ aktivierbaren Leistungstran¬ sistoren (V2, V3) sowie einen Steuer- und Regelkreis (IC) aufweist, der eine Überwachungsschaltung (MON) zum kontinu¬ ierlichen Überwachen eines Laststromes und eine davon abge- leitet hochfrequent geregelte Ansteuerschaltung (CCO, SEL,
HSD, LSD) für die Leistungstransistoren (V2, V3) besitzt, wobei ein Lastkreis, der die mindestens eine Leuchtstofflampe (FL) umfaßt und dessen Laststrom überwacht wird an dem Aus¬ gang der Halbbrückenschaltung angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet , daß die an die Halbbrücken¬ schaltung angekoppelte Überwachungsschaltung (MON) als ein Schwellwertkomparator mit mehreren, individuell aktivierbaren Referenzpegeln (Mp, Mi, Mo) ausgebildet ist, der jeweils ei¬ nen Steuerimpuls (QM) erzeugt, sobald der impulsförmige Last- ström den momentan aktivierten Referenzpegel erreicht, daß der Überwachungsschaltung (MON) ein steuerbarer Zeitwertgeber (PST) zugeordnet ist, der bei einem Lampenstart bzw. bei einer detektierten Störung automatisch anschwingt und für den Steuer- und Regelkreis (IC) eine Zeitbasis mit einer Folge von definierten Zeiträumen (Δpt, Δit, Δst, Δot) vorgibt; de¬ nen jeweils ein vorgegebenes, an seinem Ausgang abgegebenes Steuersignal (Sl, S2, S3) zugeordnet ist, durch das m der Überwachungsschaltung (MON) jeweils einer der Referenzpegel aktivierbar ist, und daß ein Abschaltkreis (SD) zum Rückset¬ zen der Ansteuerschaltung (CCO, SEL, HSD, LSD) im Fehlerfall vorgesehen ist, dem, emgangsseitig mit dem Zeitwertgeber (PST) verbunden, eines der von diesem abgegebenen Steuersi¬ gnale (S2) als Freigabesignal zugeführt ist und der, außerdem an den Ausgang der Überwachungsschaltung (MON) angeschlossen, durch deren ausgangsseitige Steuerimpulse (QM) ausgelöst wird und das elektronische Vorschaltgerät rückgesetzt hält, so¬ lange die Stromversorgung des Steuer- und Regelkreises (IC) über die Ne zwechselSpannung (L, N) aufrechterhalten bleibt.
7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6, d a ¬ d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Zeitwertge- ber (PST, IT, CT) eine steuerbare, interne Stromquelle, deren Ausgang mit einem Ladekondensator (CT) verbunden ist, sowie einen weiteren Schwellwertkomparator (PST) mit einer Mehrzahl von vorgegebenen Schwellwerten (Pp, Pi, Pr, Po) umfaßt, des¬ sen Eingang an den Verbindungspunkt zwischen der internen Stromquelle (IT) und dem Ladekondensator (CT) angeschlossen ist und der in Abhängigkeit von der Aufladung des Ladekonden- sators (CT) durch einen Schwellwertvergleich, die vorgegebe¬ nen Zeiträume (Δpt, Δit, Δst, Δot) definierend, die zugeord¬ neten Steuersignale (Sl, S2, S3) erzeugt.
8. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß ein Steuereingang der internen Stromquelle (IT) mit dem Ausgang der Uberwachungsschaltung (MON) verbunden ist, sodaß die interne Stromquelle (IT) durch die Steuerimpulse (QM) der Uberwachungsschaltung (MON) akti- viert wird.
9. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet , daß der Zeitwertgeber (PST) mit vier Schwellwerten (Pp, Pi, Pr, Po) zum Bewerten der am Ladekondensator (CT) kontinuierlich ansteigenden Ladespannung ausgestattet ist, wobei mit dem Durchgang der Ladespannung durch einen ersten, niedrigen Schwellwert (Pp) das Ende des ersten Zeitraumes, als Vorheizphase (Δpt) definiert, sowie der Beginn des zweiten Zeitraumes, als Zündphase (Δit) vorge¬ gebener maximaler Dauer, definiert, festliegt, mit dem Durch- gang der Ladespannung durch den zweiten Schwellwert (Pi) der Übergang von der Zündphase (Δit) zu einer Abschaltphase (Δ st) bestimmt ist, deren Ende mit dem Durchgang der Ladespan¬ nung durch den dritten Schwellwert (Pr) maximalen Pegels er¬ reicht ist und der vierte Schwellwert (Po), dessen Pegel zwi- sehen dem ersten Schwellwert (Pp) und dem zweiten Schwellwert (Pi) liegt, im stationären Brennbetrieb der Leuchtstofflampe (FL) einem Betriebspegel entspricht, auf dem der Zeitwertge¬ ber (PST) in einem Wartezustand gehalten wird.
10. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9, d a - d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die als ein weiterer Schwellwertkomparator ausgebildete Uberwachungs¬ schaltung (MON) drei, über den Zeitwertgeber (PST) individu¬ ell aktivierbare Referenzpegel (Mp, Mi, Mo) besitzt, dabei ein erster Referenzpegel (Mp) der Vorheizphase (Δpt) zugeord- net ist, womit die Überwachungsschaltung (MON), den Laststrom begrenzend, in dieser Vorheizphase eine Folge von Steuerimpulsen (QM) erzeugt, ein zweiter, hoher Referenzpegel (Mi) der Zündphase (Δit) und der anschließenden Abschaltphase (Δst) zugeordnet ist, womit die Überwachungsschaltung (MON) weiterhin Steuerimpulse (QM) abgibt, solange Zündversuche an¬ dauern und ein dritter Referenzpegel (Mo) , der gegebenenfalls mit dem ersten Referenzpegel identisch sein kann, dem statio¬ nären Betriebszustand einer fehlerfrei brennenden Leucht¬ stofflampe (FL) zugeordnet ist, in dem sich die Überwachungs- Schaltung (MON) in einem Wartezustand befindet und keine Steuerimpulse abgibt .
11. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9, d a ¬ d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß in der An¬ steuerschaltung (CCO, SEL, HSD, LSD) eine Auswahlschaltung (SEL) mit zwei zueinander invers aktivierten Ausgängen, über die jeweils einer der beiden Leistungstransistoren (V2 bzw. V3) der Halbbrückenschaltung alternativ ansteuerbar ist und mit einem an den Ausgang der Überwachungsschaltung (MON) an¬ geschlossenen ersten Steuereingang sowie einen weiteren Steuereingang und weiterhin ein eingangsseitig an die Halb- brückenschaltung angekoppelter, stromgeregelter Hochfre¬ quenzoszillator (CCO, OPR, ISC) vorgesehen ist, dessen Aus¬ gang mit dem zweiten Steuereingang der Auswahlschaltung (SEL) verbunden ist, wobei der Hochfrequenzoszillator einen Regel¬ kreis (OPR, CCO) umfaßt, der den Lampen- bzw. Halbbrücken- ström, insbesondere im stationären Brennnbetrieb der Leucht¬ stofflampe (FL) auf einem vorgegebenen Mittelwert konstant hält und in Verbindung mit der Überwachungsschaltung (MON) eine übergeordnete Stromregelung gegeben ist, die während ei¬ nes Lampenstarts, aber auch im Störungsfall einen Spitzen- ström erkennt, begrenzt und regelt.
12. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 6 bis 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß für den Steuer- und Regelkreis (IC) eine geregelte Strom¬ versorgung mit einem Eingang für die Versorgungsspannung (Vcc) vorgesehen ist, der über einen weiteren Kondensator
(Ccc) auf Referenzpotential, vorzugsweise Masse sowie dazu parallel über eine Reihenschaltung zweier Dioden (DN, DP) ebenso auf Referenzpotential gelegt ist, daß an deren Verbin¬ dungspunkt und dem Ausgang der Halbbrückenschaltung ein wei- terer Kondensator (Cp) angeschlossen ist und daß weiterhin ein elektronischer Schalter (VD) zum geregelten Steuern der Ladung dieses weiteren Kondensators (Cp) vorgesehen und der¬ art gesteuert ist, daß er, bei Überschreiten einer vorgegebe¬ nen oberen Toleranz der Versorgungsspannung (Vcc) aktiviert, den weiteren Kondensator (Cp) entlädt und bei Unterschreiten einer vorgegebenen unteren Toleranz für die Versorgungsspan¬ nung wieder sperrt, so daß die Ladung des weiteren Kondensa¬ tors (Cp) wieder dem Kondensator (Ccc) zugeführt wird.
13. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 12, d a - d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der elek¬ tronische Schalter als Schalttransistor (VD) ausgebildet und mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem Verbin¬ dungspunkt der beiden, in Reihe geschalteten Dioden (DN, DP) und einem Referenzpotential, insbesondere Masse, angeordnet ist und daß ein trägheitsarmer, weiterer Komparator (TPR) vorgesehen ist, dem die Versorgungsspannung (Vcc) zum Bewer¬ ten in bezug auf einen oberen und einen unteren Schwellwert zugeführt ist und an dessen Ausgang der Steuereingang des Schalttransistors angeschlossen ist.
14. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 12 oder 13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die
Stromversorgung des Steuer- und Regelkreises (IC) ferner ei¬ nen an den Eingang für die Versorgungsspannung (Vcc) ange¬ schlossenen spannungsfesten Einschaltkomparator (UVLO) mit einem bis zum Erreichen einer vorgegebenen Startspannung hochohmigen Eingangswiderstand aufweist, an dessen Ausgang eine Gleichspannungsquelle (REF) zum Erzeugen einer Referenz¬ spannung (VRef) als definiertes Bezugspotential für Regelvor¬ gänge im Steuer- und Regelkreis (IC) sowie parallel dazu eine weitere gesteuerte Stromquelle (BIAS) für die interne Gleich- Stromversorgung des Steuer- und Regelkreises angeschlossen ist.
15. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 14, d a ¬ d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Ein¬ schaltkomparator (UVLO) an den Ausgang des Abschaltkreises (SD) mit einem Steuereingang angeschlossen ist, über den der Einschaltkomparator im rückgesetzten Zustand des Steuer- und Regelkreises (IC) in seinen hochohmigen Zustand schaltbar ist.
16. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 14 oder 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß dem stromgeregelten Hochfrequenzoszillator (CCO, OPR) eine wei¬ tere interne, gesteuerte Stromquelle (ISC) mit einem an die Überwachungsschaltung (MON) angeschlossenen Setzeingang (S) und einem an einen der Ausgänge der Auswahlschaltung (SEL) angeschlossenen Rücksetzeingang (R) zugeordnet ist, deren Ausgang über einen weiteren externen Kondensator (Cc) an Re¬ ferenzpotential bzw. den niedriges Potential führenden An¬ schluß der Gleichrichterbrücken (GL) gelegt ist und daß wei¬ terhin ein Regeloperationsvertärker (OPR) vorgesehen ist, dessen nicht invertierendem Eingang (+) über einen weiteren Vorwiderstand (Ro) an den Ausgang der Halbbrückenschaltung (V2, V3) angeschlossen, ein dem Momentanwert des Laststromes entsprechendes Eingangssignal und dessen invertierendem Ein¬ gang (-), an einen Verbindungspunkt zwischen der gesteuerten internen Stromquelle (ISC) und den externen Kondensator (Cc) angeschlossen, ein dem Ladungszustand dieses Kondensators entsprechendes Eingangssignal zugeführt ist und dessen Aus¬ gang über eine Entkopplungsdiode entkoppelt, an diesen Ver¬ bindungspunkt zwischen der gesteuerten internen Stromquelle (ISC) und dem externen Kondensator (Cc) sowie weiterhin an einen Steuereingang (i) des stromgeregelten Oszillators (CCO) angeschlossen ist.
17. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 16, ge¬ kennzeichnet durch einen weiteren, als Komparator (COMP) eingesetzten Differenzspannungsverstärker, dessen in¬ vertierender Eingang (-) die Referenzspannung (VRef) als Be¬ zugspotential und dessen nicht invertierender Eingang (+) über die Entkopplungsdiode an den Ausgang des Regelopera- tionsverstärkerε (OPR) angeschlossen ist, so daß über diesen Komparator detektierbar ist, wenn der Regeloperationsverstär¬ ker (OPR) seinen definierten Regelbereich verläßt, woraufhin der Komparator (COMP) ein Steuersignal (S4) erzeugt, das, der Überwachungsschaltung (MON) zugeführt, in dieser eine Absen¬ kung ihrer vorgegebenen Referenzpegel (Mp, Mi, Mo) bewirkt.
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