JPH04351474A - 高周波点灯装置 - Google Patents
高周波点灯装置Info
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- JPH04351474A JPH04351474A JP3123583A JP12358391A JPH04351474A JP H04351474 A JPH04351474 A JP H04351474A JP 3123583 A JP3123583 A JP 3123583A JP 12358391 A JP12358391 A JP 12358391A JP H04351474 A JPH04351474 A JP H04351474A
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- Japan
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電灯のような照明負
荷を高周波で点灯させる高周波点灯装置に関するもので
あり、さらに詳しくは、高周波点灯装置の異常検出のた
めの回路構成に関するものである。
荷を高周波で点灯させる高周波点灯装置に関するもので
あり、さらに詳しくは、高周波点灯装置の異常検出のた
めの回路構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、蛍光灯を始動点灯させる装置とし
て、直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高
周波電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータ点灯
装置が良く知られている。また、インバータ点灯装置の
入力電流歪みを低減するために、交流電源の整流出力を
スイッチング素子により断続して平滑された直流電圧に
変換するチョッパー回路部を用いることが提案されてい
る。また、チョッパー回路部とインバータ点灯回路部と
でスイッチング素子を共用して、スイッチング素子数を
削減する回路方式も本出願人による米国特許４５６４８
９７号により公知となっている。
て、直流電圧をスイッチング素子のオン・オフにより高
周波電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータ点灯
装置が良く知られている。また、インバータ点灯装置の
入力電流歪みを低減するために、交流電源の整流出力を
スイッチング素子により断続して平滑された直流電圧に
変換するチョッパー回路部を用いることが提案されてい
る。また、チョッパー回路部とインバータ点灯回路部と
でスイッチング素子を共用して、スイッチング素子数を
削減する回路方式も本出願人による米国特許４５６４８
９７号により公知となっている。
【０００３】図５は従来の高周波点灯装置の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ａ
Ｃは電源スイッチＳＷと交流フィルタＬ１ を介して全
波整流器ＤＢの交流入力端子に入力されている。全波整
流器ＤＢの直流出力端子には、チョークＴ１ とダイオ
ードＤ１ ，Ｄ２ を介して平滑コンデンサＣ１ が接
続されている。平滑コンデンサＣ１ には、スイッチン
グ素子としてのバイポーラトランジスタＱ１ とＭＯＳ
トランジスタＱ２ の直流回路が抵抗Ｒ２ を介して接
続されている。トランジスタＱ１ の両端には、直流成
分カット用のコンデンサＣ２ と電流帰還トランスＴ２
の１次巻線を介して、共振用のコンデンサＣ３ が接
続されている。コンデンサＣ３ には、放電灯ＦＬのフ
ィラメントの電源側端子が接続されている。放電灯ＦＬ
のフィラメントの非電源側端子間には予熱電流通電用の
コンデンサＣ４ が並列接続されている。電流帰還トラ
ンスＴ２ とコンデンサＣ３ ，Ｃ４ は直列共振回路
を構成しており、コンデンサＣ３ の両端に生じる共振
電圧が放電灯ＦＬに印加される。コンデンサＣ２ はコ
ンデンサＣ３ ，Ｃ４ に比べて容量が大きく、共振に
は寄与しない。電流帰還トランスＴ２ の２次巻線は抵
抗Ｒ３ を介してトランジスタＱ１ のベース・エミッ
タ間に接続されている。また、トランジスタＱ２ のゲ
ートには、抵抗Ｒ４ を介して駆動回路２から出力され
たゲート信号が印加されている。チョークＴ１ の２次
巻線ｎ２ の出力はダイオードＤ３ と抵抗Ｒ１ を介
して補正回路５に入力されている。また、抵抗Ｒ２ の
両端電圧も補正回路５に入力されている。
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ａ
Ｃは電源スイッチＳＷと交流フィルタＬ１ を介して全
波整流器ＤＢの交流入力端子に入力されている。全波整
流器ＤＢの直流出力端子には、チョークＴ１ とダイオ
ードＤ１ ，Ｄ２ を介して平滑コンデンサＣ１ が接
続されている。平滑コンデンサＣ１ には、スイッチン
グ素子としてのバイポーラトランジスタＱ１ とＭＯＳ
トランジスタＱ２ の直流回路が抵抗Ｒ２ を介して接
続されている。トランジスタＱ１ の両端には、直流成
分カット用のコンデンサＣ２ と電流帰還トランスＴ２
の１次巻線を介して、共振用のコンデンサＣ３ が接
続されている。コンデンサＣ３ には、放電灯ＦＬのフ
ィラメントの電源側端子が接続されている。放電灯ＦＬ
のフィラメントの非電源側端子間には予熱電流通電用の
コンデンサＣ４ が並列接続されている。電流帰還トラ
ンスＴ２ とコンデンサＣ３ ，Ｃ４ は直列共振回路
を構成しており、コンデンサＣ３ の両端に生じる共振
電圧が放電灯ＦＬに印加される。コンデンサＣ２ はコ
ンデンサＣ３ ，Ｃ４ に比べて容量が大きく、共振に
は寄与しない。電流帰還トランスＴ２ の２次巻線は抵
抗Ｒ３ を介してトランジスタＱ１ のベース・エミッ
タ間に接続されている。また、トランジスタＱ２ のゲ
ートには、抵抗Ｒ４ を介して駆動回路２から出力され
たゲート信号が印加されている。チョークＴ１ の２次
巻線ｎ２ の出力はダイオードＤ３ と抵抗Ｒ１ を介
して補正回路５に入力されている。また、抵抗Ｒ２ の
両端電圧も補正回路５に入力されている。
【０００４】以下、上記回路の動作について説明する。
電源スイッチＳＷがオンすると、交流電源ＡＣは交流フ
ィルターＬ１ を介して全波整流器ＤＢにより全波整流
されて、その直流出力からチョークＴ１ とダイオード
Ｄ１ ，Ｄ２ を介して平滑コンデンサＣ１ が充電さ
れる。 駆動回路２に電源電圧が供給されて、駆動回路２の出力
によりトランジスタＱ２ がオンすると、全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子からチョークＴ１ 、ダイオードＤ１
、トランジスタＱ２ 、抵抗Ｒ２ を介して電流が流
れて、チョークＴ１ に電磁エネルギーが蓄積される。 トランジスタＱ２ がオフされると、チョークＴ１ に
蓄積された電磁エネルギーによりチョークＴ１ の両端
に電圧が誘起され、この電圧が全波整流器ＤＢの直流出
力に重畳されて、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ を介して平
滑コンデンサＣ１ に充電される。したがって、平滑コ
ンデンサＣ１ には全波整流器ＤＢの出力電圧のピーク
値よりも高い電圧が充電されるものであり、図中の破線
で囲まれた回路は昇圧チョッパー回路部３を構成する。
ィルターＬ１ を介して全波整流器ＤＢにより全波整流
されて、その直流出力からチョークＴ１ とダイオード
Ｄ１ ，Ｄ２ を介して平滑コンデンサＣ１ が充電さ
れる。 駆動回路２に電源電圧が供給されて、駆動回路２の出力
によりトランジスタＱ２ がオンすると、全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子からチョークＴ１ 、ダイオードＤ１
、トランジスタＱ２ 、抵抗Ｒ２ を介して電流が流
れて、チョークＴ１ に電磁エネルギーが蓄積される。 トランジスタＱ２ がオフされると、チョークＴ１ に
蓄積された電磁エネルギーによりチョークＴ１ の両端
に電圧が誘起され、この電圧が全波整流器ＤＢの直流出
力に重畳されて、ダイオードＤ１ ，Ｄ２ を介して平
滑コンデンサＣ１ に充電される。したがって、平滑コ
ンデンサＣ１ には全波整流器ＤＢの出力電圧のピーク
値よりも高い電圧が充電されるものであり、図中の破線
で囲まれた回路は昇圧チョッパー回路部３を構成する。
【０００５】次に、図中の一点鎖線で囲まれたインバー
タ点灯回路部４の動作について説明する。まず、駆動回
路２の出力によりトランジスタＱ２ がオンされると、
平滑コンデンサＣ１ からコンデンサＣ２ 、コンデン
サＣ３ 、電流帰還トランスＴ２ の１次巻線を介して
電流が流れる。トランジスタＱ２ がオフされると、電
流帰還トランスＴ２ の２次巻線に生じる誘起電圧によ
り抵抗Ｒ３ を介してトランジスタＱ１ にベース電流
が流れて、トランジスタＱ１ がオンとなる。このとき
、コンデンサＣ２ を電源として、トランジスタＱ１
、電流帰還トランスＴ２ の１次巻線、コンデンサＣ３
を介して電流が流れる。 電流帰還トランスＴ２ のコアが飽和すると、トランジ
スタＱ１ はオフする。その後、駆動回路２の出力によ
りトランジスタＱ２ がオンされて、以下、同じ動作を
繰り返す。これにより、コンデンサＣ３ と電流帰還ト
ランスＴ２ よりなるＬＣ直列共振回路に高周波電流が
流れて、共振作用によりコンデンサＣ３ の両端に発生
する高電圧が放電灯ＦＬの両端に印加されて、放電灯Ｆ
Ｌが始動・点灯する。
タ点灯回路部４の動作について説明する。まず、駆動回
路２の出力によりトランジスタＱ２ がオンされると、
平滑コンデンサＣ１ からコンデンサＣ２ 、コンデン
サＣ３ 、電流帰還トランスＴ２ の１次巻線を介して
電流が流れる。トランジスタＱ２ がオフされると、電
流帰還トランスＴ２ の２次巻線に生じる誘起電圧によ
り抵抗Ｒ３ を介してトランジスタＱ１ にベース電流
が流れて、トランジスタＱ１ がオンとなる。このとき
、コンデンサＣ２ を電源として、トランジスタＱ１
、電流帰還トランスＴ２ の１次巻線、コンデンサＣ３
を介して電流が流れる。 電流帰還トランスＴ２ のコアが飽和すると、トランジ
スタＱ１ はオフする。その後、駆動回路２の出力によ
りトランジスタＱ２ がオンされて、以下、同じ動作を
繰り返す。これにより、コンデンサＣ３ と電流帰還ト
ランスＴ２ よりなるＬＣ直列共振回路に高周波電流が
流れて、共振作用によりコンデンサＣ３ の両端に発生
する高電圧が放電灯ＦＬの両端に印加されて、放電灯Ｆ
Ｌが始動・点灯する。
【０００６】上記の回路では、昇圧チョッパー回路部３
とインバータ点灯回路部４とで共用されるトランジスタ
Ｑ２ には、チョッパー電流とインバータ電流が重畳さ
れ、合成された電流が流れる。この電流を抵抗Ｒ２ で
検出することで、昇圧チョッパー回路部３からの異常電
流と、インバータ点灯回路部４からの異常電流を同時に
検出できる。また、どちらの異常かを判別するために、
チョッパー回路部３のチョークＴ１ に２次巻線ｎ２
を設けてチョークＴ１ の１次巻線ｎ１ に流れる電流
を検出し、ダイオードＤ３ 、抵抗Ｒ１ により直流電
圧に変換して、補正回路５に入力している。補正回路５
では、上記のチョークＴ１ の２次巻線ｎ２ から得ら
れた電圧と、抵抗Ｒ２ から得られた電圧に基づいて、
昇圧チョッパー回路部３の異常か、インバータ点灯回路
部４の異常かを判別して、トランジスタＱ２ を制御す
る駆動回路２を制御する。
とインバータ点灯回路部４とで共用されるトランジスタ
Ｑ２ には、チョッパー電流とインバータ電流が重畳さ
れ、合成された電流が流れる。この電流を抵抗Ｒ２ で
検出することで、昇圧チョッパー回路部３からの異常電
流と、インバータ点灯回路部４からの異常電流を同時に
検出できる。また、どちらの異常かを判別するために、
チョッパー回路部３のチョークＴ１ に２次巻線ｎ２
を設けてチョークＴ１ の１次巻線ｎ１ に流れる電流
を検出し、ダイオードＤ３ 、抵抗Ｒ１ により直流電
圧に変換して、補正回路５に入力している。補正回路５
では、上記のチョークＴ１ の２次巻線ｎ２ から得ら
れた電圧と、抵抗Ｒ２ から得られた電圧に基づいて、
昇圧チョッパー回路部３の異常か、インバータ点灯回路
部４の異常かを判別して、トランジスタＱ２ を制御す
る駆動回路２を制御する。
【０００７】異常時のトランジスタＱ２ の制御として
は、交流電源ＡＣの瞬時停電や瞬時降電圧等の電源側の
原因による昇圧チョッパー回路部３の異常に対しては、
トランジスタＱ２ の異常電流を抑制して再点灯する制
御が行われる。また、インバータ点灯回路部４の異常、
例えば、放電灯ＦＬの寿命末期によるエミレス点灯やフ
ィラメント断線等によりトランジスタＱ２ に異常電流
が流れる場合には、インバータ点灯回路部４の発振を停
止させたり、あるいは放電灯ＦＬの寿命末期を報知して
、放電灯ＦＬの交換を促すような制御が行われる。
は、交流電源ＡＣの瞬時停電や瞬時降電圧等の電源側の
原因による昇圧チョッパー回路部３の異常に対しては、
トランジスタＱ２ の異常電流を抑制して再点灯する制
御が行われる。また、インバータ点灯回路部４の異常、
例えば、放電灯ＦＬの寿命末期によるエミレス点灯やフ
ィラメント断線等によりトランジスタＱ２ に異常電流
が流れる場合には、インバータ点灯回路部４の発振を停
止させたり、あるいは放電灯ＦＬの寿命末期を報知して
、放電灯ＦＬの交換を促すような制御が行われる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術では、
チョッパー回路部３のスイッチング素子とインバータ点
灯回路部４のスイッチング素子を共用する高周波点灯装
置において、共用されたスイッチング素子に流れる電流
を検出することで電源側に起因する異常と負荷側に起因
する異常とを同時に検出できるという利点はあるが、ど
ちらの異常であるかを判別するために、チョッパー回路
部３のチョークＴ１ に２次巻線ｎ２ を設けてチョッ
パー電流を検出し、補正回路５により判別する必要があ
り、構成が複雑になるという問題があった。
チョッパー回路部３のスイッチング素子とインバータ点
灯回路部４のスイッチング素子を共用する高周波点灯装
置において、共用されたスイッチング素子に流れる電流
を検出することで電源側に起因する異常と負荷側に起因
する異常とを同時に検出できるという利点はあるが、ど
ちらの異常であるかを判別するために、チョッパー回路
部３のチョークＴ１ に２次巻線ｎ２ を設けてチョッ
パー電流を検出し、補正回路５により判別する必要があ
り、構成が複雑になるという問題があった。
【０００９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、チョッパー回路部
とインバータ点灯回路部とでスイッチング素子を共用し
、この共用されたスイッチング素子に流れる電流を検出
することで、電源側に起因する異常と負荷側に起因する
異常とを同時に検出するようにした高周波点灯装置にお
いて、チョッパー回路部のチョークの２次巻線などを用
いずに、どちらの異常かを簡単な回路構成で判別可能と
することにある。
のであり、その目的とするところは、チョッパー回路部
とインバータ点灯回路部とでスイッチング素子を共用し
、この共用されたスイッチング素子に流れる電流を検出
することで、電源側に起因する異常と負荷側に起因する
異常とを同時に検出するようにした高周波点灯装置にお
いて、チョッパー回路部のチョークの２次巻線などを用
いずに、どちらの異常かを簡単な回路構成で判別可能と
することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の高周波点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源ＡＣを整流する全波整流器ＤＢと、全
波整流器ＤＢの整流出力をトランジスタＱ２ により断
続して平滑された直流電圧に変換するチョッパー回路部
３と、チョッパー回路部３により得られた直流電圧をト
ランジスタＱ１ ，Ｑ２ のオン・オフにより高周波電
圧に変換して放電灯ＦＬを点灯させるインバータ点灯回
路部４とからなり、チョッパー回路部３とインバータ点
灯回路部４とでトランジスタＱ２ を共用し、共用され
たトランジスタＱ２ に流れる異常電流を検出してイン
バータ点灯回路部４の出力を制御するように構成された
高周波点灯装置において、共用されたトランジスタＱ２
に流れる単発的な異常電流と反復的な異常電流を判別
する判別回路１を設けたことを特徴とするものである。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源ＡＣを整流する全波整流器ＤＢと、全
波整流器ＤＢの整流出力をトランジスタＱ２ により断
続して平滑された直流電圧に変換するチョッパー回路部
３と、チョッパー回路部３により得られた直流電圧をト
ランジスタＱ１ ，Ｑ２ のオン・オフにより高周波電
圧に変換して放電灯ＦＬを点灯させるインバータ点灯回
路部４とからなり、チョッパー回路部３とインバータ点
灯回路部４とでトランジスタＱ２ を共用し、共用され
たトランジスタＱ２ に流れる異常電流を検出してイン
バータ点灯回路部４の出力を制御するように構成された
高周波点灯装置において、共用されたトランジスタＱ２
に流れる単発的な異常電流と反復的な異常電流を判別
する判別回路１を設けたことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】本発明の高周波点灯装置では、このように、チ
ョッパー回路部３とインバータ点灯回路部４とで共用さ
れたトランジスタＱ２ に流れる単発的な異常電流と反
復的な異常電流を判別する判別回路１を設けたので、単
発的な異常電流に対する制御と反復的な異常電流に対す
る制御を異ならせることができ、電源側の異常と負荷側
の異常を容易に区別することができる。
ョッパー回路部３とインバータ点灯回路部４とで共用さ
れたトランジスタＱ２ に流れる単発的な異常電流と反
復的な異常電流を判別する判別回路１を設けたので、単
発的な異常電流に対する制御と反復的な異常電流に対す
る制御を異ならせることができ、電源側の異常と負荷側
の異常を容易に区別することができる。
【００１２】
【実施例】図１は、本発明の一実施例の回路図である。
昇圧チョッパー回路部３とインバータ点灯回路部４の主
回路構成は、図５の従来回路と同じで、制御回路部が異
なっている。つまり、チョッパー回路部３のチョークＴ
１ に設けられた巻線ｎ２ を無くし、共用スイッチ素
子Ｑ２ の直列抵抗Ｒ２ の検出電圧を判別回路１にて
判別し、駆動回路２にてそれぞれの異常に応じた制御を
行うものである。ここで、ダイオードＤ３ 、抵抗Ｒ７
、電解コンデンサＣ８ により制御回路部の電源を構
成しており、抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ は駆動回路２の制御を
行うための同期信号作成用である。
回路構成は、図５の従来回路と同じで、制御回路部が異
なっている。つまり、チョッパー回路部３のチョークＴ
１ に設けられた巻線ｎ２ を無くし、共用スイッチ素
子Ｑ２ の直列抵抗Ｒ２ の検出電圧を判別回路１にて
判別し、駆動回路２にてそれぞれの異常に応じた制御を
行うものである。ここで、ダイオードＤ３ 、抵抗Ｒ７
、電解コンデンサＣ８ により制御回路部の電源を構
成しており、抵抗Ｒ５ ，Ｒ６ は駆動回路２の制御を
行うための同期信号作成用である。
【００１３】図２は本実施例の具体回路図である。主回
路の構成については、チョッパー回路部のチョークＣＨ
１が２次巻線を有していないことを除けば、図５に示し
た従来例と同様であるので、重複する説明は省略する。 ダイオードＤ３ と抵抗Ｒ７ 及び平滑コンデンサＣ８
は制御電源Ｅ０ を構成しており、判別回路１と駆動
回路２に直流低電圧を供給している。
路の構成については、チョッパー回路部のチョークＣＨ
１が２次巻線を有していないことを除けば、図５に示し
た従来例と同様であるので、重複する説明は省略する。 ダイオードＤ３ と抵抗Ｒ７ 及び平滑コンデンサＣ８
は制御電源Ｅ０ を構成しており、判別回路１と駆動
回路２に直流低電圧を供給している。
【００１４】駆動回路２では、ＭＯＳトランジスタＱ２
のドレイン・ソース間の電圧の立ち下がりを抵抗Ｒ５
，Ｒ６ により検出して、単安定マルチバイブレータ
ＩＣ１ の立ち下がりトリガー入力端子Ｂにトリガー信
号を与える。この単安定マルチバイブレータＩＣ１は、
立ち下がりトリガー入力端子Ｂの電圧が立ち下がると、
抵抗Ｒ２３とコンデンサＣ８ の時定数で決まる所定の
時間幅のワンショットパルス信号を出力する。このワン
ショットパルス信号の出力期間中はトランジスタＱ５
はオン状態、トランジスタＱ６ はオフ状態となり、抵
抗Ｒ４ を介してＭＯＳトランジスタＱ２ のゲート電
位を上げて、ＭＯＳトランジスタＱ２ をオンさせるも
のである。また、ワンショットパルス信号の出力期間後
はトランジスタＱ５ はオフ状態、トランジスタＱ６
はオン状態となり、抵抗Ｒ４ を介してＭＯＳトランジ
スタＱ２ のゲート電位を下げて、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２をオフさせるものである。
のドレイン・ソース間の電圧の立ち下がりを抵抗Ｒ５
，Ｒ６ により検出して、単安定マルチバイブレータ
ＩＣ１ の立ち下がりトリガー入力端子Ｂにトリガー信
号を与える。この単安定マルチバイブレータＩＣ１は、
立ち下がりトリガー入力端子Ｂの電圧が立ち下がると、
抵抗Ｒ２３とコンデンサＣ８ の時定数で決まる所定の
時間幅のワンショットパルス信号を出力する。このワン
ショットパルス信号の出力期間中はトランジスタＱ５
はオン状態、トランジスタＱ６ はオフ状態となり、抵
抗Ｒ４ を介してＭＯＳトランジスタＱ２ のゲート電
位を上げて、ＭＯＳトランジスタＱ２ をオンさせるも
のである。また、ワンショットパルス信号の出力期間後
はトランジスタＱ５ はオフ状態、トランジスタＱ６
はオン状態となり、抵抗Ｒ４ を介してＭＯＳトランジ
スタＱ２ のゲート電位を下げて、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２をオフさせるものである。
【００１５】ここで、抵抗Ｒ１８，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ
２２、コンパレータＯＰ３、ダイオードＤ４ 、コンデ
ンサＣ７ は先行予熱タイマー回路を構成している。こ
の先行予熱タイマー回路では、電源スイッチＳＷが投入
されて、制御電源Ｅ０ が立ち上がった時点から、抵抗
Ｒ２０を介してコンデンサＣ７ を充電し、その充電電
圧が抵抗Ｒ１８とＲ１９で制御電圧Ｅ０ を分圧した電
圧よりも高くなると、コンパレータＯＰ３の出力がＨｉ
ｇｈレベルからＬｏｗレベルに低下する。そして、この
コンパレータＯＰ３の出力がＨｉｇｈレベルである期間
は、コンパレータＯＰ３の出力電圧でダイオードＤ４
と抵抗Ｒ２２を介してコンデンサＣ８ を充電する。こ
れにより、単安定マルチバイブレータＩＣ１のワンショ
ットパルス信号の時間幅を決めるコンデンサＣ８ の充
電時定数を短くして、ＭＯＳトランジスタＱ２ のオン
期間を短くし、インバータ点灯回路部の出力を抑制する
動作を行うものである。
２２、コンパレータＯＰ３、ダイオードＤ４ 、コンデ
ンサＣ７ は先行予熱タイマー回路を構成している。こ
の先行予熱タイマー回路では、電源スイッチＳＷが投入
されて、制御電源Ｅ０ が立ち上がった時点から、抵抗
Ｒ２０を介してコンデンサＣ７ を充電し、その充電電
圧が抵抗Ｒ１８とＲ１９で制御電圧Ｅ０ を分圧した電
圧よりも高くなると、コンパレータＯＰ３の出力がＨｉ
ｇｈレベルからＬｏｗレベルに低下する。そして、この
コンパレータＯＰ３の出力がＨｉｇｈレベルである期間
は、コンパレータＯＰ３の出力電圧でダイオードＤ４
と抵抗Ｒ２２を介してコンデンサＣ８ を充電する。こ
れにより、単安定マルチバイブレータＩＣ１のワンショ
ットパルス信号の時間幅を決めるコンデンサＣ８ の充
電時定数を短くして、ＭＯＳトランジスタＱ２ のオン
期間を短くし、インバータ点灯回路部の出力を抑制する
動作を行うものである。
【００１６】次に、本発明の特徴である判別回路１につ
いて説明する。判別回路１では、ＭＯＳトランジスタＱ
２ に流れる電流を抵抗Ｒ２ により電圧に変換して、
その電圧を抵抗Ｒ１０とＲ１１及びコンデンサＣ５ で
平均値化し、その直流電圧をコンパレータＯＰ１の非反
転入力端子（＋）に印加している。また、制御電圧Ｅ０
を抵抗Ｒ８ とＲ９ で分圧した基準電圧をコンパレ
ータＯＰ１の反転入力端子（−）に印加し、両電圧を比
較している。
いて説明する。判別回路１では、ＭＯＳトランジスタＱ
２ に流れる電流を抵抗Ｒ２ により電圧に変換して、
その電圧を抵抗Ｒ１０とＲ１１及びコンデンサＣ５ で
平均値化し、その直流電圧をコンパレータＯＰ１の非反
転入力端子（＋）に印加している。また、制御電圧Ｅ０
を抵抗Ｒ８ とＲ９ で分圧した基準電圧をコンパレ
ータＯＰ１の反転入力端子（−）に印加し、両電圧を比
較している。
【００１７】ここで、ＭＯＳトランジスタＱ２ に異常
電流が流れると、抵抗Ｒ２ の両端電圧が上昇し、コン
パレータＯＰ１の非反転入力端子（＋）の電圧が反転入
力端子（−）の基準電圧よりも高くなると、コンパレー
タＯＰ１の出力がＨｉｇｈレベルになり、その電圧で抵
抗Ｒ１５を介してトランジスタＱ４ をオンさせて、コ
ンデンサＣ７ の充電電荷を放電する。これにより、コ
ンデンサＣ７ の充電電圧がコンパレータＯＰ３の反転
入力端子（−）の基準電圧よりも低くなると、コンパレ
ータＯＰ３の出力がＨｉｇｈレベルとなり、先に説明し
たように、インバータ点灯回路部の出力を抑制して先行
予熱モードとする。このとき、ＭＯＳトランジスタＱ２
に流れる電流を絞ることになるので、異常電流を抑制
することができる。つまり、ＭＯＳトランジスタＱ２
に異常電流が流れると、一度先行予熱モードに戻して、
ＭＯＳトランジスタＱ２ を保護している。
電流が流れると、抵抗Ｒ２ の両端電圧が上昇し、コン
パレータＯＰ１の非反転入力端子（＋）の電圧が反転入
力端子（−）の基準電圧よりも高くなると、コンパレー
タＯＰ１の出力がＨｉｇｈレベルになり、その電圧で抵
抗Ｒ１５を介してトランジスタＱ４ をオンさせて、コ
ンデンサＣ７ の充電電荷を放電する。これにより、コ
ンデンサＣ７ の充電電圧がコンパレータＯＰ３の反転
入力端子（−）の基準電圧よりも低くなると、コンパレ
ータＯＰ３の出力がＨｉｇｈレベルとなり、先に説明し
たように、インバータ点灯回路部の出力を抑制して先行
予熱モードとする。このとき、ＭＯＳトランジスタＱ２
に流れる電流を絞ることになるので、異常電流を抑制
することができる。つまり、ＭＯＳトランジスタＱ２
に異常電流が流れると、一度先行予熱モードに戻して、
ＭＯＳトランジスタＱ２ を保護している。
【００１８】例えば、放電灯ＦＬがエミレス点灯状態な
どの異常の場合、半波点灯による異常発振でＭＯＳトラ
ンジスタＱ２ に異常電流が流れて、上述の動作により
コンパレータＯＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなって先
行予熱モードになり、ＭＯＳトランジスタＱ２ に流れ
る電流が減少すると、再びコンパレータＯＰ１の出力は
Ｌｏｗレベルとなり、先行予熱モードを終了し、再び放
電灯ＦＬが始動点灯する。その後、再びエミレス点灯状
態となって同じ動作を繰り返すため、コンパレータＯＰ
１の出力はＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを交互に繰り
返す。このとき、コンパレータＯＰ１のＨｉｇｈレベル
の電圧により抵抗Ｒ１２を介してコンデンサＣ６ が充
電される。この充電電圧は、コンパレータＯＰ２の非反
転入力端子（＋）に印加されている。また、コンパレー
タＯＰ２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ１３とＲ１
４で分圧された基準電圧が印加されている。
どの異常の場合、半波点灯による異常発振でＭＯＳトラ
ンジスタＱ２ に異常電流が流れて、上述の動作により
コンパレータＯＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなって先
行予熱モードになり、ＭＯＳトランジスタＱ２ に流れ
る電流が減少すると、再びコンパレータＯＰ１の出力は
Ｌｏｗレベルとなり、先行予熱モードを終了し、再び放
電灯ＦＬが始動点灯する。その後、再びエミレス点灯状
態となって同じ動作を繰り返すため、コンパレータＯＰ
１の出力はＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルを交互に繰り
返す。このとき、コンパレータＯＰ１のＨｉｇｈレベル
の電圧により抵抗Ｒ１２を介してコンデンサＣ６ が充
電される。この充電電圧は、コンパレータＯＰ２の非反
転入力端子（＋）に印加されている。また、コンパレー
タＯＰ２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ１３とＲ１
４で分圧された基準電圧が印加されている。
【００１９】コンデンサＣ６ の充電電圧は、コンパレ
ータＯＰ１の出力が数回にわたって繰り返しＨｉｇｈレ
ベルとなることにより徐々に上昇するものであり、やが
てコンパレータＯＰ２の反転入力端子（−）に印加され
た基準電圧よりも高くなると、コンパレータＯＰ２の出
力がＨｉｇｈレベルとなる。このコンパレータＯＰ２の
出力電圧で抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ３ をＯ
Ｎさせる。トランジスタＱ３ がＯＮすることにより、
駆動回路２の単安定マルチバイブレータＩＣ１のトリガ
ー信号の入力を阻止し、ワンショットパルス信号の発生
を停止させるものである。これにより、インバータ点灯
回路部の発振動作を停止させて、点灯装置を保護するも
のである。
ータＯＰ１の出力が数回にわたって繰り返しＨｉｇｈレ
ベルとなることにより徐々に上昇するものであり、やが
てコンパレータＯＰ２の反転入力端子（−）に印加され
た基準電圧よりも高くなると、コンパレータＯＰ２の出
力がＨｉｇｈレベルとなる。このコンパレータＯＰ２の
出力電圧で抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＱ３ をＯ
Ｎさせる。トランジスタＱ３ がＯＮすることにより、
駆動回路２の単安定マルチバイブレータＩＣ１のトリガ
ー信号の入力を阻止し、ワンショットパルス信号の発生
を停止させるものである。これにより、インバータ点灯
回路部の発振動作を停止させて、点灯装置を保護するも
のである。
【００２０】また、コンパレータＯＰ２の出力電圧がＨ
ｉｇｈレベルとなると、ダイオードＤ５ と正帰還用の
抵抗Ｒ１６を介してコンパレータＯＰ２自身の非反転入
力端子（＋）をＨｉｇｈレベルとして、コンパレータＯ
Ｐ２の出力電圧をＨｉｇｈレベルに自己保持させるもの
である。これにより、一旦コンパレータＯＰ２の出力が
Ｈｉｇｈレベルになると、インバータ点灯回路部の発振
停止状態を持続させることができる。
ｉｇｈレベルとなると、ダイオードＤ５ と正帰還用の
抵抗Ｒ１６を介してコンパレータＯＰ２自身の非反転入
力端子（＋）をＨｉｇｈレベルとして、コンパレータＯ
Ｐ２の出力電圧をＨｉｇｈレベルに自己保持させるもの
である。これにより、一旦コンパレータＯＰ２の出力が
Ｈｉｇｈレベルになると、インバータ点灯回路部の発振
停止状態を持続させることができる。
【００２１】このように、本発明では、放電灯ＦＬのエ
ミレス点灯時のような負荷側の異常が発生した場合には
、先行予熱動作と始動点灯動作を数回繰り返した後、イ
ンバータ点灯回路部を発振停止状態に至らしめることが
できる。また、商用電源ＡＣの瞬時停電や雷サージ等の
電源側の異常が発生した場合には、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ には異常電流が瞬間的に流れるが、その異常が単
発的なものであることから、それにより一度先行予熱モ
ードに戻るだけであり、その後、放電灯ＦＬが再始動点
灯すると、ＭＯＳトランジスタＱ２ の異常電流は無く
なるので、インバータ点灯回路部は正常に発振を持続し
、放電灯ＦＬを点灯維持することができる。
ミレス点灯時のような負荷側の異常が発生した場合には
、先行予熱動作と始動点灯動作を数回繰り返した後、イ
ンバータ点灯回路部を発振停止状態に至らしめることが
できる。また、商用電源ＡＣの瞬時停電や雷サージ等の
電源側の異常が発生した場合には、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ には異常電流が瞬間的に流れるが、その異常が単
発的なものであることから、それにより一度先行予熱モ
ードに戻るだけであり、その後、放電灯ＦＬが再始動点
灯すると、ＭＯＳトランジスタＱ２ の異常電流は無く
なるので、インバータ点灯回路部は正常に発振を持続し
、放電灯ＦＬを点灯維持することができる。
【００２２】以上の動作を図３及び図４を用いて説明す
る。まず、図３は電源側で異常が発生した場合の動作波
形を示している。この場合、ＭＯＳトランジスタＱ２
に流れる異常電流が単発的なものであることから、図３
（ａ）に示すように、コンパレータＯＰ１の出力電圧が
Ｈｉｇｈレベルとなるのも単発的であり、図３（ｂ）に
示すように、コンパレータＯＰ２の反転入力端子（−）
の基準電圧Ｖ１ よりも非反転入力端子（＋）の入力電
圧Ｖ２ が低いので、コンパレータＯＰ２の出力電圧は
Ｌｏｗレベルの状態を保持したままで放電灯ＦＬの点灯
維持を行うものである。
る。まず、図３は電源側で異常が発生した場合の動作波
形を示している。この場合、ＭＯＳトランジスタＱ２
に流れる異常電流が単発的なものであることから、図３
（ａ）に示すように、コンパレータＯＰ１の出力電圧が
Ｈｉｇｈレベルとなるのも単発的であり、図３（ｂ）に
示すように、コンパレータＯＰ２の反転入力端子（−）
の基準電圧Ｖ１ よりも非反転入力端子（＋）の入力電
圧Ｖ２ が低いので、コンパレータＯＰ２の出力電圧は
Ｌｏｗレベルの状態を保持したままで放電灯ＦＬの点灯
維持を行うものである。
【００２３】次に、図４は放電灯ＦＬのエミレス点灯状
態のように、負荷側で異常が発生した場合の動作波形を
示している。この場合、先行予熱動作と始動点灯動作を
繰り返すので、図４（ａ）に示すように、コンパレータ
ＯＰ１の出力電圧は交互にＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベ
ルとなり、コンパレータＯＰ２の非反転入力端子（＋）
の入力電圧Ｖ２ は徐々に上昇する。やがて、コンパレ
ータＯＰ２の反転入力端子（−）の基準電圧Ｖ１ より
も非反転入力端子（＋）の入力電圧Ｖ２ の方が高くな
ると、コンパレータＯＰ２の出力電圧Ｖ３ がＨｉｇｈ
レベルとなり、インバータ点灯回路部は発振停止するも
のである。
態のように、負荷側で異常が発生した場合の動作波形を
示している。この場合、先行予熱動作と始動点灯動作を
繰り返すので、図４（ａ）に示すように、コンパレータ
ＯＰ１の出力電圧は交互にＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベ
ルとなり、コンパレータＯＰ２の非反転入力端子（＋）
の入力電圧Ｖ２ は徐々に上昇する。やがて、コンパレ
ータＯＰ２の反転入力端子（−）の基準電圧Ｖ１ より
も非反転入力端子（＋）の入力電圧Ｖ２ の方が高くな
ると、コンパレータＯＰ２の出力電圧Ｖ３ がＨｉｇｈ
レベルとなり、インバータ点灯回路部は発振停止するも
のである。
【００２４】なお、実施例の説明においては、ＭＯＳト
ランジスタＱ２ の電流検出手段として抵抗Ｒ２ を例
示したが、これに限らず、電流トランスやその他の電流
検出手段を用いても構わない。また、判別回路１におい
ても、コンデンサＣ６ と抵抗Ｒ１２よりなる時定数回
路及びコンパレータＯＰ２を用いた回路構成を例示した
が、これに限らず、カウンターＩＣ等を用いて点滅回数
をカウントして、異常の種別を判別するような回路方式
を用いても構わない。
ランジスタＱ２ の電流検出手段として抵抗Ｒ２ を例
示したが、これに限らず、電流トランスやその他の電流
検出手段を用いても構わない。また、判別回路１におい
ても、コンデンサＣ６ と抵抗Ｒ１２よりなる時定数回
路及びコンパレータＯＰ２を用いた回路構成を例示した
が、これに限らず、カウンターＩＣ等を用いて点滅回数
をカウントして、異常の種別を判別するような回路方式
を用いても構わない。
【００２５】
【発明の効果】本発明にあっては、上述のように、チョ
ッパー回路部とインバータ点灯回路部とでスイッチング
素子を共用し、共用されたスイッチング素子に流れる異
常電流を検出してインバータ点灯回路部の出力を制御す
るように構成された高周波点灯装置において、共用され
たスイッチング素子に流れる単発的な異常電流と反復的
な異常電流を判別する判別回路を設けたものであるから
、チョッパー回路部の異常電流とインバータ点灯回路部
の異常電流を同時に検出できるという利点があり、しか
も、どちらの異常かを判別回路により判別することがで
き、それに応じた制御動作を行うことができるという効
果がある。
ッパー回路部とインバータ点灯回路部とでスイッチング
素子を共用し、共用されたスイッチング素子に流れる異
常電流を検出してインバータ点灯回路部の出力を制御す
るように構成された高周波点灯装置において、共用され
たスイッチング素子に流れる単発的な異常電流と反復的
な異常電流を判別する判別回路を設けたものであるから
、チョッパー回路部の異常電流とインバータ点灯回路部
の異常電流を同時に検出できるという利点があり、しか
も、どちらの異常かを判別回路により判別することがで
き、それに応じた制御動作を行うことができるという効
果がある。
【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施例の回路図である。
【図３】本発明の電源側の異常時の動作波形図である。
【図４】本発明の負荷側の異常時の動作波形図である。
【図５】従来例の回路図である。
１ 判別回路
２ 駆動回路
３ チョッパー回路部
４ インバータ点灯回路部
ＡＣ 商用電源
ＤＢ 全波整流器
ＦＬ 放電灯
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流回路部と
、整流回路部の整流出力をスイッチング素子により断続
して平滑された直流電圧に変換するチョッパー回路部と
、チョッパー回路部により得られた直流電圧をスイッチ
ング素子のオン・オフにより高周波電圧に変換して照明
負荷を点灯させるインバータ点灯回路部とからなり、チ
ョッパー回路部とインバータ点灯回路部とでスイッチン
グ素子を共用し、共用されたスイッチング素子に流れる
異常電流を検出してインバータ点灯回路部の出力を制御
するように構成された高周波点灯装置において、共用さ
れたスイッチング素子に流れる単発的な異常電流と反復
的な異常電流を判別する判別回路を設けたことを特徴と
する高周波点灯装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3123583A JPH04351474A (ja) | 1991-05-28 | 1991-05-28 | 高周波点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3123583A JPH04351474A (ja) | 1991-05-28 | 1991-05-28 | 高周波点灯装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04351474A true JPH04351474A (ja) | 1992-12-07 |
Family
ID=14864186
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3123583A Pending JPH04351474A (ja) | 1991-05-28 | 1991-05-28 | 高周波点灯装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04351474A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10503047A (ja) * | 1994-07-19 | 1998-03-17 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 電子的安定器付きの少なくとも１つの蛍光ランプを作動する方法及び該蛍光ランプ用の安定器装置 |
| JP2017014557A (ja) * | 2015-06-30 | 2017-01-19 | 京都電機器株式会社 | スパッタ装置用電源装置 |
-
1991
- 1991-05-28 JP JP3123583A patent/JPH04351474A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10503047A (ja) * | 1994-07-19 | 1998-03-17 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 電子的安定器付きの少なくとも１つの蛍光ランプを作動する方法及び該蛍光ランプ用の安定器装置 |
| JP2017014557A (ja) * | 2015-06-30 | 2017-01-19 | 京都電機器株式会社 | スパッタ装置用電源装置 |
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