JPH04296498A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電圧を入力と
し、放電灯を高周波点灯させるインバータ式の放電灯点
灯装置に関するものであり、さらに詳しくは、放電灯の
寿命末期等の異常を検出する方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧をチョッパー
回路によって、昇圧して平滑された直流電圧をインバー
タに入力し、インバータによって高周波に変換して放電
灯に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置
が広く用いられている。この種の放電灯点灯装置におい
て、放電灯が寿命末期となり、半波放電等の異常が起こ
ると、インバータの共振電流が増加し、スイッチング素
子やインダクタ等の回路素子の温度が上昇する。このた
め、放電灯の寿命末期を何らかの手段で検出して、イン
バータの発振を停止乃至抑制して、回路を保護する必要
がある。

【０００３】図６は従来の放電灯点灯装置における寿命
末期の検出手段の一例を示している。以下、その回路構
成と動作について説明する。商用電源ＡＣは全波整流器
ＤＢの交流入力端子に接続されている。また、全波整流
器ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ１　とスイッ
チング素子Ｔｒ３　の直列回路が並列的に接続されてい
る。 スイッチング素子Ｔｒ３　の両端にはダイオードＤ３　
を介して平滑用のコンデンサＣ１　が接続されている。 以上の回路構成により昇圧型のチョッパーが構成されて
いる。 コンデンサＣ１　に得られる直流電圧は、全波整流器Ｄ
Ｂの出力直流電圧を昇圧した電圧となっている。この電
圧は、スイッチング素子Ｔｒ１　，Ｔｒ２　の直列回路
に印加されている。各スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２
　には、それぞれダイオードＤ１　，Ｄ２　が逆並列接
続されている。制御回路２は１対のスイッチング素子Ｔ
ｒ１　，Ｔｒ２　を交互にオン／オフさせる。これによ
り、スイッチング素子Ｔｒ２　の両端には矩形波電圧が
発生するが、この電圧は、インダクタＬ２　とコンデン
サＣ２　の直列回路を介して、放電灯Ｌａのフィラメン
トの電源側端子間に印加される。放電灯Ｌａのフィラメ
ントの非電源側端子間には、コンデンサＣ３　が並列接
続されている。インダクタＬ２　とコンデンサＣ３　は
直列共振回路を構成しており、コンデンサＣ３　の両端
に発生する共振電圧により放電灯Ｌａが点灯する。なお
、コンデンサＣ２　は直流成分カット用の比較的大容量
のコンデンサであり、共振には寄与しない。一方、チョ
ッパー用の制御回路４は、インバータ用の制御回路２と
は独立してスイッチング素子Ｔｒ３　をオン／オフ駆動
する。スイッチング素子Ｔｒ３　がオンすると、全波整
流器ＤＢの出力端子からインダクタＬ１　に電流が流れ
て電磁エネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｔｒ３
　がオフすると、この電磁エネルギーによりインダクタ
Ｌ１　の両端に発生する起電力が全波整流器ＤＢの出力
電圧と重畳され、ダイオードＤ３　を介して平滑コンデ
ンサＣ１　に充電されるものである。

【０００４】上記の従来例において、低圧側のスイッチ
ング素子Ｔｒ２　には過電流検出用の低抵抗Ｒ１　が直
列的に接続されており、その両端電圧は検出回路１によ
り検出されて、過電流検出時には制御回路２の動作を停
止させる。つまり、図７（ａ）に示すように、ランプ正
常時には、インバータの共振電流が小さく、抵抗Ｒ１　
の両端に発生する電圧は、所定の基準電圧以下となる。 一方、ランプ寿命時には、図７（ｂ）に示すように、イ
ンバータの共振電流が増加して、抵抗Ｒ１　の両端に発
生する電圧は所定の基準電圧以上となる。これによって
、放電灯Ｌａが寿命末期等の異常状態であるか否かを判
断できる。さらに、スイッチング素子Ｔｒ１　，Ｔｒ２
　が何らかの異常により、同時にオンしたような場合に
も、過大な電流が流れるため、これを検出して回路を保
護できるという副次的な効果もある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図８に示す
ように、チョッパー用のスイッチング素子とインバータ
用のスイッチング素子を共用した構成においては、放電
灯Ｌａが寿命末期であるか正常状態であるかを判定でき
なくなる場合があった。この図８の構成では、インバー
タ用のスイッチング素子Ｔｒ２　をチョッパー用のスイ
ッチング素子として兼用しているので、スイッチング素
子Ｔｒ２　には、図９（ａ）に示すように、インダクタ
Ｌ１　からダイオードＤ３　を通って流れるチョッパー
電流と、図９（ｂ）に示すように、インダクタＬ２　か
ら流れるインバータ電流とを合成した電流が、図９（ｃ
）に示すように流れることになる。そして、チョッパー
電流は、図９（ｉ）に示すように、全灯時には多く流れ
るが、調光時には図９（ｉｉ）に示すように、チョッパ
ー電流が少なくなる。そして、図９（ｉｉｉ）に示すよ
うに、調光時に放電灯Ｌａが寿命末期になると、インバ
ータの電流が増加するが、チョッパー電流が全灯時より
も少ないため、その合成電流の大きさは放電灯Ｌａが全
灯状態で正常時の合成電流の大きさと差が少なく、放電
灯Ｌａが正常なのか寿命末期状態であるかの判定が困難
であった。

【０００６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、チョッパー用のス
イッチング素子をインバータ用のスイッチング素子で兼
用させた構成の放電灯点灯装置において、調光状態にか
かわらず、放電灯の寿命末期等の異常を検出可能とする
ことにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の基本構成を図１
に示す。この回路は、図８に示す従来例において、ラン
プ電圧検出回路３を設けて、放電灯Ｌａの両端電圧を検
出し、この検出された電圧の大きさに応じて、制御回路
２にスイッチング素子Ｔｒ２　のオン期間を変化させる
補正信号を与えるようにしたものである。例えば、チョ
ッパーとインバータとで共用されたスイッチング素子Ｔ
ｒ２　のオン期間を、全灯時にはＴ１　、調光時にはＴ
２　とし、また、ランプ電圧に応じてスイッチング素子
Ｔｒ２　のオン期間を変化させる補正期間を、全灯で正
常時にはΔｔ１　、調光で正常時にはΔｔ２　、全灯で
寿命時にはΔｔ３　、調光で寿命時にはΔｔ４　とした
とき、Ｔ１　＋Δｔ３　＞Ｔ２　＋Δｔ４　≧Ｔ１　＋
Δｔ１　＞Ｔ２　＋Δｔ２　となる関係を持たせる。

【０００８】

【作用】本発明の作用を図２により説明する。図２（ｉ
）は全灯時でランプ正常時のチッパー電流とインバータ
電流とこれらの合成電流を示している。図２（ｉｉ）は
調光時でランプ寿命時のチョッパー電流とインバータ電
流とこれらの合成電流を示している。本発明では、Ｔ２
　＋Δｔ４　≧Ｔ１＋Δｔ１　となるように、スイッチ
ング素子Ｔｒ２　のオン期間を補正することにより、チ
ョッパー電流とインバータ電流の合成電流は調光時でラ
ンプ寿命時のときの方が全灯時でランプ正常時のときに
比べて大きくなり、したがって、放電灯Ｌａの調光状態
に関係なく、放電灯Ｌａの寿命末期等の異常を確実に検
出することができる。

【０００９】

【実施例】本発明の第１実施例を図３に示す。以下、そ
の回路構成について説明する。商用電源ＡＣは全波整流
器ＤＢの交流入力端子に接続されている。全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子には、インダクタＬ１　、ダイオード
Ｄ３、スイッチング素子Ｔｒ２　、及び過電流検出用の
低抵抗Ｒ１　の直列回路が接続されている。スイッチン
グ素子Ｔｒ２　と低抵抗Ｒ１　の直列回路には、ダイオ
ードＤ１　を介して平滑用のコンデンサＣ１　が接続さ
れると共に、電圧検出用の抵抗Ｒ２　，Ｒ３　の直列回
路が接続されている。平滑用のコンデンサＣ１　には、
スイッチング素子Ｔｒ１　，Ｔｒ２　と低抵抗Ｒ１　の
直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｔｒ１　
の両端には、直流成分カット用のコンデンサＣ２　と駆
動トランスの１次巻線Ｌ２　を介して放電灯Ｌａのフィ
ラメントの電源側端子が接続されている。放電灯Ｌａの
フィラメントの非電源側端子間には、コンデンサＣ３　
が並列接続されている。駆動トランスの２次巻線Ｌ３　
は、バイポーラトランジスタよりなるスイッチング素子
Ｔｒ１　のベース・エミッタ間に接続されている。

【００１０】ここで、ランプ電圧検出回路の構成につい
て説明する。放電灯Ｌａの低圧側端子と接地点の間には
、直流成分カット用のコンデンサＣ４　を介して、抵抗
Ｒ４　，Ｒ５　の直列回路よりなる分圧回路が接続され
ている。抵抗Ｒ５　の両端電圧は、ダイオードＤ４　に
より整流され、コンデンサＣ９　により平滑される。コ
ンデンサＣ９　の直流電圧は、オペアンプＩＣ６　によ
りインピーダンス変換されて、制御回路に供給されてい
る。

【００１１】次に、上記の主回路におけるスイッチング
素子Ｔｒ２　のオン期間を制御するための制御回路の構
成について説明する。スイッチング素子Ｔｒ２　の両端
電圧は、抵抗Ｒ２　とＲ３　により分圧され、コンデン
サＣ７　及び抵抗Ｒ９　よりなる微分回路と、否定回路
ＩＣ３　，ＩＣ４　よりなるバッファとで構成されたト
リガー回路により立ち下がりを検出される。タイマー回
路ＩＣ１　は汎用の集線回路（例えば、μＰＣ１５５５
）よりなり、そのトリガー端子（２番ピン）に立ち下が
りトリガー信号が入力された後、一定期間は出力端子（
３番ピン）からＨｉｇｈレベルの信号を出力する。この
出力信号はバッファ回路ＩＣ５　を介して、ＭＯＳＦＥ
Ｔよりなるスイッチング素子Ｔｒ２　のゲートに入力さ
れる。タイマー回路ＩＣ１　の出力パルス幅は、抵抗Ｒ
１０とコンデンサＣ８　の時定数で決定されるが、調光
スイッチＳＷ１　がＯＮすると、抵抗Ｒ１０に抵抗Ｒ１
３が並列接続されて、出力パルス幅が変化する。また、
抵抗Ｒ１０にはカレントミラー回路を構成する一方のト
ランジスタＴｒ４　が並列接続されている。このトラン
ジスタＴｒ４　に流れる電流は、カレントミラー回路を
構成する他方のトランジスタＴｒ５　に流れる電流と同
じとなる。なお、タイマー回路ＩＣ１　の周波数制御端
子（５番ピン）には、コンデンサＣ５　の電圧を抵抗Ｒ
１１とＲ１２で分圧した定電圧が印加されている。

【００１２】本実施例では、全波整流器ＤＢの出力電圧
を限流用の抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ５　に充電
することにより、制御回路の電源電圧を得ている。コン
デンサＣ５　の両端には、ツェナーダイオードＺＤ１　
を並列接続して、コンデンサＣ５　の直流電圧を定電圧
化している。

【００１３】上記コンデンサＣ５　に得られた定電圧は
、抵抗Ｒ７，Ｒ８　で分圧され、オペアンプＩＣ２　の
反転入力端子に基準電圧として印加される。一方、主回
路におけるＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｔｒ
２　のソースに直列的に接続された低抵抗Ｒ１　の両端
電圧は、ダイオードＤ５　で整流され、コンデンサＣ６
と抵抗Ｒ６　で平滑されて、オペアンプＩＣ２　の非反
転入力端子に検出電圧として印加される。オペアンプＩ
Ｃ２　の出力端子は、ダイオードＤ６　を介してオペア
ンプＩＣ２　の非反転入力端子に正帰還されている。こ
れにより、オペアンプＩＣ２　はラッチ機能を有するコ
ンパレータとして動作する。以上により、抵抗Ｒ１　に
流れる異常電流を検出するための異常検出回路が構成さ
れている。

【００１４】以下、本実施例の動作について説明する。 上述のように、タイマー回路ＩＣ１　は、トリガー端子
（２番ピン）にＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへの立
ち下がり信号を受けると、一定時間幅のパルス信号を出
力端子（３番ピン）から出力され、バッファ回路ＩＣ５
　を通じてスイッチング素子Ｔｒ２　に駆動信号を与え
る。 そのパルス信号の時間幅は、コンデンサＣ８　と、これ
を充電する抵抗Ｒ１０，Ｒ１３やトランジスタＴｒ４　
の電流等によって決まる。スイッチＳＷ１　は、全灯／
調光の切替スイッチであり、全灯時にはＯＦＦされる。 これにより全灯時にはコンデンサＣ８　の充電電流が少
なくなり、タイマー回路ＩＣ１　の出力端子（３番ピン
）より出力されるパルス信号の時間幅は長くなる。逆に
、調光時には、スイッチＳＷ１　をＯＮされることによ
りコンデンサＣ８　の充電電流が多くなり、タイマー回
路ＩＣ１　から出力されるパルス信号の時間幅は短くな
る。

【００１５】一方、コンデンサＣ４　は直流成分カット
用のコンデンサであり、抵抗Ｒ４　とＲ５　で放電灯Ｌ
ａの両端電圧を交流成分として分圧して、ダイオードＤ
４　により整流し、コンデンサＣ９　により平滑された
直流の検出電圧を得ている。オペアンプＩＣ６　は、イ
ンピーダンス変換手段を構成しており、コンデンサＣ９
に蓄えられる電圧に応じて、カレントミラー回路を構成
するトランジスタＴｒ５　からの電流をオペアンプＩＣ
６　側に引き抜く。したがって、この引き抜き電流と同
じ大きさの電流がトランジスタＴｒ４　を通じて、コン
デンサＣ８　の充電電流となって流れる。このため、放
電灯Ｌａの両端電圧が高くなると、トランジスタＴｒ４
　からコンデンサＣ８　への充電電流が減少し、タイマ
ー回路ＩＣ１　の出力端子（３番ピン）から出力される
パルス信号の時間幅は長くなる。逆に、放電灯Ｌａの両
端電圧が低くなると、前記パルス信号の時間幅が短くな
る。これによって、インバータとチョッパーとで共用さ
れるスイッチング素子Ｔｒ２　のオン期間を、放電灯Ｌ
ａのランプ電圧に応じて補正することができるものであ
る。

【００１６】ここで、インバータの動作について説明す
る。上段のバイポーラトランジスタよりなるスイッチン
グ素子Ｔｒ１　は駆動トランスの２次巻線Ｌ３　からの
帰還電流によって自励発振しており、スイッチング素子
Ｔｒ１　がＯＦＦすると、スイッチング素子Ｔｒ１　と
Ｔｒ２　の接続点がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに
変化し、抵抗Ｒ２　とＲ３　により分圧された電圧がト
リガー回路を経てタイマー回路ＩＣ１　のトリガー端子
（２番ピン）に与えられ、スイッチング素子Ｔｒ２　に
駆動信号が与えられてインバータ動作を繰り返す。なお
、特に図示しないが、このインバータは、電源投入後、
スイッチング素子Ｔｒ２を最初にオンさせるための起動
回路を備えているものとする。

【００１７】ここで、抵抗Ｒ１　に過大な電流が流れる
と、ダイオードＤ５　を通じてコンデンサＣ６　に充電
される電圧が上昇し、オペアンプＩＣ２　の非反転入力
端子が反転入力端子よりも高電圧になると、オペアンプ
ＩＣ２　の出力端子よりＨｉｇｈレベルの信号が出力さ
れ、この信号をダイオードＤ６　を通じて、オペアンプ
ＩＣ２　の非反転入力端子に正帰還させることにより、
この状態を保持する。さらに、ダイオードＤ７　を通じ
て、トリガー回路の入力側にも、Ｈｉｇｈレベルの信号
が送られるため、以後、抵抗Ｒ２　，Ｒ３　で分圧され
た同期信号が受け付けられなくなる。したがって、下段
のスイッチング素子Ｔｒ２　がＯＮしなくなり、インバ
ータ動作を停止させることができる。

【００１８】本発明の第２実施例を図４に示す。本実施
例では、駆動トランスの２次巻線Ｌ４　からの発生電圧
を利用して、ランプ電圧を間接的に検出するようにした
ものである。本実施例でも放電灯Ｌａが寿命末期になる
と、インバータの共振電流が増加し、駆動トランスの２
次巻線Ｌ４　に発生する電圧が高くなり、カレントミラ
ー回路のトランジスタＴｒ５　からオペアンプＩＣ６　
の出力端子への吸い込み電流が減少し、カレントミラー
回路のトランジスタＴｒ４　からコンデンサＣ８　への
充電電流が減少し、スイッチング素子Ｔｒ２　に与えら
れる駆動信号のパルス幅が長くなり、インダクタＬ１　
からのチョッパー電流も増加し、過電流検出用の低抵抗
Ｒ１　を流れる合成電流は、放電灯Ｌａが寿命末期であ
ることを検出できるほど、十分な大きさの電流となる。 その他の構成及び動作については、第１実施例と同様で
ある。

【００１９】本発明の第３実施例を図５に示す。本実施
例では、図３に示す第１実施例において、上段のスイッ
チング素子Ｔｒ１　をインダクタＬ４　とコンデンサＣ
１０の並列回路に置き換えて、一石式のインバータとし
たものである。また、駆動トランスの２次巻線Ｌ３　は
、上段のスイッチング素子Ｔｒ１　を駆動する代わりに
、タイマー回路ＩＣ１　のトリガー信号を得るために使
用している。 その他の構成及び動作については、第１実施例と同様で
あり、放電灯Ｌａが寿命末期になると、スイッチング素
子Ｔｒ２　のオン期間を長くして、過電流検出用の抵抗
Ｒ１の発生電圧を増加させ、調光状態でも確実に放電灯
Ｌａの寿命末期を検出させるようにしたものである。

【００２０】

【発明の効果】本発明によれば、チョッパーとインバー
タとでスイッチング素子を共用し、この共用されたスイ
ッチング素子に流れる電流の大きさにより異常を検出す
るようにした放電灯点灯装置において、放電灯の両端電
圧を検出し、この検出された電圧の大きさに応じて前記
共用されたスイッチング素子のオン期間を変化させるよ
うにしたので、全灯時であるか調光時であるかに関係な
く、放電灯が正常であるか異常であるかを確実に判別で
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の動作説明図である。

【図３】本発明の第１実施例の回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の回路図である。

【図５】本発明の第３実施例の回路図である。

【図６】従来例の回路図である。

【図７】従来例の動作を示す波形図である。

【図８】他の従来例の回路図である。

【図９】他の従来例の動作を示す波形図である。

【符号の説明】

１　　　　　　検出回路 ２　　　　　　制御回路 ３　　　　　　ランプ電圧検出回路 Ｌ１　　　　　インダクタ Ｃ１　　　　　コンデンサ Ｌａ　　　　放電灯 Ｔｒ２　　　スイッチング素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　商用電源の交流電圧をチョッパーによ
   り整流平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧をイン
   バータにより高周波電圧に変換し、この高周波電圧によ
   り放電灯を高周波点灯させ、チョッパーとインバータの
   スイッチング素子を少なくとも１つ共用し、この共用さ
   れたスイッチング素子に流れる電流の大きさにより異常
   を検出する異常検出手段を備えた放電灯点灯装置におい
   て、放電灯の両端電圧を検出する電圧検出手段と、検出
   された電圧の大きさに応じて前記共用されたスイッチン
   グ素子のオン期間を変化させる制御手段とを設けたこと
   を特徴とする放電灯点灯装置。