JP2017014557A - スパッタ装置用電源装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】主電源1の出力端と着火用電源2の出力端との間に、限流用の抵抗の代わりに電力用MOSFET71を利用した電流制限回路7を設ける。着火動作開始時に電力用MOSFET70の電圧Vdsはゼロに近く抵抗71の電圧降下も無視できるので、着火用電源2の出力電圧Vps2は出力電圧Voと略等しくその出力電圧Vps2の増嵩は不要である。着火後のグロー放電移行時には電流制御用電圧信号CNTの電圧で定まる所定の電流値で定電流制御されるので、負荷103の抵抗Roの影響を受けずに着火用電源2の出力電流Ips2は一定となる。従来、限流抵抗で消費されていた電力は電力用MOSFETでの消費に移り、消費電力は約1/2に低減される。
【選択図】図1
Description
Vo={(R2//R0)/(R1+R2//R0)}×Vps2 …(1)
即ち、(1)式から、着火動作開始時に所定の出力電圧Voにするには、着火用電源2の出力電圧Vps2を上記抵抗の分圧比に応じて出力電圧Voに対して増嵩しなければならない。
着火してプラズマ放電状態になると負荷103の抵抗値R0は急激に下がり、主電源1において設定された出力電流Ioが流れる。それにより、出力電圧Voは、(2)式に示すように、抵抗5の抵抗値R2と着火後のプラズマ放電時の負荷103の抵抗値R0との並列合成抵抗値に主電源1からの出力電流Ioを乗じたものとなる。
Vo=Io×(R0//R2) …(2)
(2)式において、着火後のプラズマ放電時ではR0<<R2であるからR2は無視できる。抵抗4に生じる電圧Rvは着火用電源2の出力電圧Vps2と出力電圧Voとの差分であり、該抵抗4に流れる着火用電源2の出力電流Ips2は、電圧Rvを抵抗4の抵抗値R1で除したものである。また、抵抗4による消費電力Rwは電圧Rvと電流Ips2との積である。
a)定常的なプラズマ維持のために前記一対の電極間に所定の電流を供給する主電源部と、
b)その出力端が後記電流制限回路を介して前記主電源の出力端に並列に接続され、プラズマ着火を行うために所定の高電圧を生成する着火用電源部と、
c)オフ動作時に前記着火用電源部の出力端を前記主電源の出力端から切り離す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に直列に接続された抵抗と、該抵抗にあって前記半導体スイッチング素子と接続される側とは反対側の端部と該半導体スイッチング素子のゲート端子との間に、該半導体スイッチング素子をオン/オフ動作させるオン/オフ制御の機能を含む所定の電流制御用電圧を与える電流帰還バイアス回路と、を有し、前記半導体スイッチング素子を利用して定電流動作を行う電流制限回路と、
を備えることを特徴としている。
a)定常的なプラズマ維持のために前記一対の電極間に所定の電流を供給する主電源部と、
b)その出力端が後記電流制限回路を介して前記主電源の出力端に直列に接続され、プラズマ着火を行うために所定の高電圧を生成する着火用電源部と、
c)オフ動作時に前記着火用電源部の出力端を前記主電源の出力端から切り離す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に直列に接続された抵抗と、該抵抗にあって前記半導体スイッチング素子と接続される側とは反対側の端部と該半導体スイッチング素子のゲート端子との間に、該半導体スイッチング素子をオン/オフ動作させるオン/オフ制御の機能を含む所定の電流制御用電圧を与える電流帰還バイアス回路と、を有し、前記半導体スイッチング素子を利用して定電流動作を行う電流制限回路と、
d)前記電流制限回路を介する前記着火用電源部と並列に接続され、着火前の前記出力端の電圧が高い状態では逆バイアスされるダイオードと、
を備えることを特徴としている。
図1は本実施例の直流スパッタ装置用電源装置における要部の構成図である。図4に示した従来の直流スパッタ装置用電源装置と同じ構成要素には同じ符号を付してある。
本電源装置が起動されると、主電源1及び着火用電源2は起動される。また、制御回路から所定の電流制御用電圧信号CNTが電力用MOSFET70のゲート端子−ソース端子間に入力され、該電力用MOSFET70はオン状態となる。ただし、着火用電源2に遅れて主電源1を起動しても構わない。
Vgs=Vz−R3×Ips2 …(3)
Ips2=(Vz−Vgs)/R3 …(4)
この状態では着火用電源2のみでグロー放電状態を安定に保持できるので、これ以降任意の時点で主電源1の起動を行ってもよい。
例えば着火動作開始時の出力電圧Voを1500[V]、内部負荷である抵抗5の抵抗値R2を1[MΩ]、負荷103の抵抗値R0を1[MΩ]とすると、Ips2=1500[V]/(1[MΩ]//1[MΩ])=3[mA]である。このときゲート端子−ソース端子間電圧Vgsは電力用MOSFET70のゲート閾値電圧よりも充分に大きく、ドレイン端子−ソース端子間電圧Vds対ドレイン電流Id特性から、着火用電源2の出力電流Ips2=Id=3[mA]であるときのドレイン端子−ソース端子間電圧Vdsはゼロに近い。抵抗71の電圧降下も無視できるので、これにより着火用電源2の出力電圧Vps2は出力電圧Voと等しいものになる。着火しグロー放電状態に移行したときにおける所定の電流Ips2を11[mA]とすれば、電力用MOSFET70のゲート端子−ソース端子間電圧Vgs対ドレイン電流Id特性から、Id=11[mA]に対応するゲート端子−ソース端子間電圧Vgsは6[V]である。抵抗71の抵抗値R3を0.8[kΩ]とすれば、(4)式より電流制御用電圧信号CNTの電圧値VzはVz=6[V]+11[mA]×0.8[kΩ]=14.8[V]である。
即ち、電流制御用電圧信号CNTの電圧値を14.8[V]とすれば、ここで使用している電力用MOSFET70でのゲート端子−ソース端子間電圧Vgs=6[V]におけるId値11[mA]という電流飽和特性によって、ドレイン端子−ソース端子間電圧Vdsの値に関係なく負荷103の抵抗値R0の影響を受けずに定電流制御される。このときの電力用MOSFETの消費電力Qwは(5)式となる。
Qw=Vds×Ips2 …(5)
図2(a)に示す回路では、抵抗72と可変抵抗73とにより電流制御用電圧信号CNTの電圧値Vzを分圧するとともに可変し、着火用電源2の出力電流Ips2を調整可能としている。
図2(b)に示す回路では、電流制御用電圧信号CNTの電圧値Vzが非安定である場合でも、ツェナーダイオード74によってその安定化を図るようにしている。なお、抵抗75はツェナーダイオード74にツェナー電流を流すものである。ツェナーダイオード74のツェナー電圧を選択することによって着火用電源2の出力電流Ips2を調整することができる。
図2(c)に示す回路では、図2(b)に示した回路におけるツェナーダイオード74に代えて、シャントレギュレータ76を用いてゲート端子−ソース端子間電圧の安定化を図っている。即ち、この回路では、電流帰還用抵抗71による電圧降下がシャントレギュレータ76のR(Reference)端子とA(Anode)端子間に入力され、その電圧が該シャントレギュレータ76の内部基準電圧値になるように、内蔵された制御素子(バイポーラトランジスタ等)が制御されてシャントレギュレータ76のK(Cathode)端子とA端子間の抵抗が変化する。電流制御用電圧信号CNTの電圧値Vzは抵抗75とシャントレギュレータ76のK端子−A端子間抵抗とで分圧されて、電力用MOSFET70のゲート端子−ソース端子間に印加される。シャントレギュレータ76としては市販のICを使用することができ、その内部基準電圧値を適宜に選択することで着火用電源2の出力電流Ips2を調整することができる。
なお、図1、図2(a)〜(c)に示す回路では、本発明における半導体スイッチング素子として電力用MOSFET70を用いているが、これをIGBTに置き換えることも可能である。その場合には、ドレイン端子をコレクタ端子、ソース端子をエミッタ端子と読み替えればよい。
図1に示した電源装置では、電流制限回路7を介し並列に接続された主電源1と着火用電源2とが負荷103に接続されていたが、この図3に示した電源装置では、主電源1と着火用電源2とが直列に接続され、それが電流制限回路7を介して負荷103に接続されている。電流阻止用のダイオード8は着火用電源2及び電流制限回路7の直列回路と並列に接続され、着火動作開始時点では着火用電源2の出力電圧Vps2で逆バイアスされ、回路から実質的に切り離される。そして、着火して負荷103のインピーダンス(抵抗)が急激に下がり、出力電圧Voが主電源1の出力電圧Vps1よりもダイオード8の順方向電圧降下分だけ下がった時点で該ダイオード8は導通し、主電源1から負荷103に電力が供給される。この構成では、着火動作開始時に、主電源1と着火用電源2とを同時に起動しなければならないものの、着火用電源2の出力電圧Vps2を主電源1の出力電圧Vps1の分だけ少なくすることができる。なお、電流制限回路7の動作自体は図1に示した実施例と同じである。
2…着火用電源
5、71、72、75…抵抗
6a…正極出力端
6b…負極出力端
7…電流制限回路
70…電力用MOSFET
73…可変抵抗
74…ツェナーダイオード
76…シャントレギュレータ
8…ダイオード
100…チャンバ
101…陽極
102…陰極
103…負荷
Claims (3)
- スパッタ装置のチャンバ内にプラズマを生成するために、該チャンバ内に配設された一対の電極間に電圧を印加するスパッタ装置用電源装置において、
a)定常的なプラズマ維持のために前記一対の電極間に所定の電流を供給する主電源部と、
b)その出力端が後記電流制限回路を介して前記主電源の出力端に並列に接続され、プラズマ着火を行うために所定の高電圧を生成する着火用電源部と、
c)オフ動作時に前記着火用電源部の出力端を前記主電源の出力端から切り離す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に直列に接続された抵抗と、該抵抗にあって前記半導体スイッチング素子と接続される側とは反対側の端部と該半導体スイッチング素子のゲート端子との間に、該半導体スイッチング素子をオン/オフ動作させるオン/オフ制御の機能を含む所定の電流制御用電圧を与える電流帰還バイアス回路と、を有し、前記半導体スイッチング素子を利用して定電流動作を行う電流制限回路と、
を備えることを特徴とするスパッタ装置用電源装置。 - スパッタ装置のチャンバ内にプラズマを生成するために、該チャンバ内に配設された一対の電極間に電圧を印加するスパッタ装置用電源装置において、
a)定常的なプラズマ維持のために前記一対の電極間に所定の電流を供給する主電源部と、
b)その出力端が後記電流制限回路を介して前記主電源の出力端に直列に接続され、プラズマ着火を行うために所定の高電圧を生成する着火用電源部と、
c)オフ動作時に前記着火用電源部の出力端を前記主電源の出力端から切り離す半導体スイッチング素子と、該半導体スイッチング素子に直列に接続された抵抗と、該抵抗にあって前記半導体スイッチング素子と接続される側とは反対側の端部と該半導体スイッチング素子のゲート端子との間に、該半導体スイッチング素子をオン/オフ動作させるオン/オフ制御の機能を含む所定の電流制御用電圧を与える電流帰還バイアス回路と、を有し、前記半導体スイッチング素子を利用して定電流動作を行う電流制限回路と、
d)前記電流制限回路を介する前記着火用電源部と並列に接続され、着火前の前記出力端の電圧が高い状態では逆バイアスされるダイオードと、
を備えることを特徴とするスパッタ装置用電源装置。 - 請求項1又は2に記載のスパッタ装置用電源装置であって、
前記半導体スイッチング素子は電力用のMOSFETであることを特徴とするスパッタ装置用電源装置。
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JPH04351474A (ja) * | 1991-05-28 | 1992-12-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 高周波点灯装置 |
JP2008153198A (ja) * | 2006-10-27 | 2008-07-03 | Mass Technology (Hongkong) Ltd | 環状磁心のない電流駆動式フィードバック型安定器 |
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2015
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