JP3939342B2 - 少なくとも１つの蛍光ランプを電子的安定器によって作動する方法及び該蛍光ランプ用の安定器装置 - Google Patents

Description

本発明は、請求の範囲１の上位概念に記載された、少なくとも１つの蛍光ランプを電子的安定器によって作動する方法及び請求の範囲６の上位概念による相応に構成された電子的安定器装置に関する。
周知のように蛍光ランプは、ランプ動作に使用される他の従来の回路装置と比べ、電子安定器により、所定の一定の出力及び向上された経済性を有する制限されたランプ電流で作動される。従って、完全電子的安定器は、既に十分に普及しており、多数の各種解決手段が公知である。例えば、下記雑誌中の論文及び更なる参考文献を参照すべきである。“Ｌｉｃｈｔ”［Ｌｉｇｈｔ］Ｎｏ．１／１９８７，第４５〜４８頁及び“Ｌｉｃｈｔ”Ｎｏ．２／１９８７，第１４８〜１５４頁。
完全電子的安定器は有利にも、トレランス領域が比較的広く、許容される電源周波数が広い慣用の電源交流電圧に有利に適用できる汎用機器であり、また直流電圧の給電にさえも適している。電子的安定器における重要な問題は、次の事項に由来する。即ちランプのトレランスを考慮しなければならず、かつ、ランプ動作中に障害が種々の原因に基づいて雑多の形態で生じ得、これを確実に検出しなければならないという事項に由来するのである。例えばシール性のなくなった蛍光ランプは動作時に、老朽化した蛍光ランプとはまったく異なった特性を呈するのであり、またフィラメント破損の発生したことに起因する障害とは区別すべきである。それらのすべての場合において障害を、電子的安定器、場合によっては欠陥の蛍光ランプを有する負荷回路さえも危険にさらすエラーとして一義的に識別し、またこの欠陥のある蛍光ランプに対する制御を非活性化しなければならない。そのほかに給電配電源において短時間生じる障害もランプ動作に影響を及ぼし得、この場合にランプ電流を許容値に制限しなければならない。他方では、その種の短時間の障害があってもランプの遮断を起こさせてはいけない。さらに保守上の理由からは、ランプの短時間のエラーが生じた場合でも電子的安定器を、リセットしたスタンバイ状態に移行させ、そしてエラーを除去するためランプを、交換した後、そのリセットしたスタンバイ状態のところから、この交換されたランプを自動的に新たに始動し得るのが、好ましいことであり、は屡々電子的安定器における集積化の傾向に反する）で構成することが慣用である。従って市販の安定器は、多数の構成素子を有する相当大規模な回路になり、相応にコスト高となり、また作製及び検査は高価なものとなる。
よって本発明の１つの目的は、ランプ始動の際に経過進行する過程の分析及び種々の障害原因に由来する監視機能の分析に基づいて基本的動作手法を提供して、電子的安定器を従来よりも著しく高い割合で集積化技術で実現すること可能にすることにある。
従って本発明の課題は、冒頭の述べた形式の方法においてつぎのような方法を提供することである。即ち通常のランプ動作において、少なくとも１つの蛍光ランプを含む負荷回路にてこの蛍光ランプによって変換される電力を簡単かつ確実に一定値に制御することができ、同時にランプ機能の上位の監視によって、不安定領域において、即ちランプ始動時にまた種々の障害時にもすべての状態を一義的に評価することができ、電気ランプ回路を危険にさらす障害が持続する際にはこのランプ回路のリセットをトリガし、ここでこのリセットは、この障害を取り除いた後、場合によっては自動的にランプ回路を新たに始動させることができる方法を提供することである。さらに本発明の別の課題は、上記のような方法の適用において相応に構成されており、また殊に大幅に集積回路技術で実現できる冒頭に述べた形式の電子的安定を提供することである。
前記課題は、冒頭に述べた形式の方法において、請求の範囲1の構成要件により解決される。
本発明の解決手段によれば、通常動作に対して、第１制御回路を介して、少なくとも１つの蛍光ランプを有する負荷回路に前置接続された少なくとも２つのパワートランジスタを有するハーフブリッジ回路を制御する。ここでこの第１制御回路は、負荷回路にて変換される電力を、所定の値に一定に保持するのである。この他に上記制御回路に対する上位の制御回路として、第２制御回路が設けられており、この第２制御回路は、定常動作ではスタンバイ状態に置かれている。この第２制御ループが、スタンバイ状態から起動されるのは、場合によっては短時間の障害であり得る定常動作の障害に基因する場合のみである。この障害は、ランプ電流の増大により識別され得るものである。このようにしてトリガされる監視機能は、所定の時間パターンで処理され、ここでこの所定の時間パターンでは、順次連続する時間区間にてその都度所定のランプ電流値が決定され、結局次のことが検出される。即ち、生じた障害（ランプを危険にさらすような障害）により、電子的安定器のリセット、ひいては負荷回路の制御をも行わなければならないか否かが検出されるのである。更にこの同じ上位の制御回路は、ランプ始動時に、次のことに無関係にランプ電流の制御及び監視にも使用される。即ち、このランプ始動が、正常に推移しているか否か、即ち、接続されたランプが正常に点弧しているか、又は欠陥のある蛍光ランプにおいて障害の状況下で進行しているのかとは無関係に監視及び制御のためにも使用されるのである。ここで殊に有利であるのは、簡単に実現でき、わずかな時間区間からなる１つの時間パターンにより、所定のように監視状態を調整でき、この監視状態では、瞬時のランプ電流を障害の発生に関して一義的に評価し得ることである。確かに単に短い障害の場合にも監視機能はスタートされるが、ランプ電流を直接的に再調整するそのような障害は抑圧されて、電子的安定器は、このような障害の消失後、正常にさらに動作を続ける。他方では実際のランプ欠陥が、短時間に一義的に欠陥として検出可能であり、電子的安定器のリセットが行われる。このリセットにより、発生した障害の除去後、即ち、ランプ交換後、ないしは電源電圧の遮断及び再印加後、自動的に新たなランプ始動が行われる。
前述の方法が適用される電子的安定器は請求の範囲第７項に記載されている。ここから明らかなように、本発明にしたがって設けられたタイマーは、これと共働する監視回路を所定のように制御して、この監視回路が、瞬時のランプ電流を時間に依存して種々の時間区間で評価できるようにし、更にその都度、所定の最大値に制限する。ここでこれは、監視回路から送出される制御パルスにより、ハーフブリッジ回路のパワートランジスタに対する本来の制御回路が相応に調整されることによって行われる。このようにしてランプ電流は、例えば予熱フェーズにて、蛍光ランプのフィラメントを損なうことのない低い値に制限され、他方では点弧フェーズにおいて、最大許容の点弧電圧に相応する所定のピーク値を有する比較的高い点弧電流が、狭いトレランスで調整され、そして、監視フェーズ中の障害の場合でも、電子的安定器が未だリセットされてない状態で、ランプ回路全体を危険にさらし得ない許容値に制限される。
さらに上記解決手段により、電子的安定器を汎用的に使用することが可能になる。それは、監視回路における比較レベルを相応に設定することにより、またパワートランジスタを実際に制御することにより、マルチランプ動作に際して、又は調光動作に際して相応の周辺条件を考慮し得るからである。本発明の発展形態はサブフレームに規定されている。
本発明の実施例を以下図を用いて詳述する。
図１は本発明に従って構成された電子的安定器に対するブロック回路図である。
図２は第２実施例の更なる回路詳細図である。
図３は、正常に動作するランプ始動の場合の動作経過をパルスダイヤグラムの形で示す。
図４は、図３に相応するパルスダイヤグラムを用いて次のような障害の事例を示す。即ち、接続された蛍光ランプが所定の時間内に正常に作動せず、その結果電子的安定器がリセットされるような障害の事例を示す。
図５は、相応のパルスダイヤグラムを用いて、そこまでは正常に動作していた蛍光ランプにおいて発生した障害を評価する様子を示す。
図１中には、１つまたは場合によっては複数の蛍光ランプを作動する安定器と、蛍光ランプＦＬを有する負荷回路とが示してある。電子的安定器は、周知のように、火花ノイズ電圧の制限のため、高周波フィルタＨＦを介して交流電源（ここではＬ、Ｎで示す）に接続されている。高周波フィルタＨＦの出力側には、整流器ブリッジＧＬ（これは、平滑化されていない直流電圧を送出する）が接続されている。電源電圧のピーク値を上回る直流電圧を生じさせるため、整流器ブリッジの出力側にチャージインダクタＬ１が設けられており、該チャージインダクタは、チャージダイオードＤ１に接続されている。チャージインダクタＬ１は、同様にその出力側に接続された第１パワートランジスタＶ１を介して周期的にチャージされる。上記の第１パワートランジスタＶ１は、制御回路（ここでは集積回路ＩＣとして構成されており、詳細を後述する）を介して制御される。簡単に云えば、この制御回路は、整流された電源電圧の瞬時値に依存して、種々異なった状態でチャージインダクタＬ１を充電する役割を有し、ここでこれは電源電流における高調波振動を制限する。上記の制御回路の第２の機能は、チャージダイオードＤ１のカソード出力側にて生じる電圧、わずかな変動幅を有する所謂中間回路電圧を一定値に制御して、電子的安定器にて負荷及び電源電圧に依存しないようにすることである。
更に電子的安定器は通常、ハーフブリッジ回路を有する自励振動インバータを有し、ここでこのハーブブリッジ回路は、チャージダイオードＤ１に直列接続されている更なる２つのパワートランジスタＶ２、Ｖ３により実現されている。それらの２つのパワートランジスタの共通の接続点には、少なくとも１つの蛍光ランプＦＬを有する負荷回路が接続されている。本実施例では負荷回路に対して、蛍光ランプＦＬに直列に飽和リアクトルＬ２が設けられており、点弧コンデンサＣzが、蛍光ランプＦＬに並列に接続されている。これまで述べてきたところでは、本発明の電子的安定器は、通常の実施例に相応し、従って、さらに詳述する必要はない。
電子的安定器のすべての制御機能は実質的に、集積回路ＩＣとして構成された既述の制御回路にて実現されている。別の２つのパワートランジスタＶ２、Ｖ３の制御のため、上記集積回路ＩＣは、それぞれドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤを有し、該ドライバ回路は、選択回路ＳＥＬの２つの相互に反転した出力側に接続されている。ここで、ドライバ回路ＨＳＤは、電位を橋絡するレベル変換器を有し、該レベル変換器は、制御信号を、パワートランジスタＶ２の高い電位に転換する。上記選択回路は、これを活性化及び非活性化するためターンオン入力側ＥＮを有する。これについてはさらに後述する。選択回路ＳＥＬの制御入力側Ｃ１にはパルス列が供給され、該パルス列により、フリップフロップの形式で選択回路ＳＥＬが制御される。ここで特徴的であるのは、ドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤを介して活性化されるパワートランジスタＶ２、Ｖ３が択一的に、但し、所定のむだ時間だけずらして制御されることである。
上記の制御パルス列は、被制御発振器ＣＣＯから送出される。上記発振器は、３つの調整入力側を有し、該調整入力側には、第１の調整抵抗Ｒｆ、第２の調整抵抗Ｒｋないし調整コンデンサＣｆがアースに対して（又は所定の基準電圧に対して）（以降の明細書記載ではアースとだけ言及されている）接続されている。調整抵抗Ｒｋ及び調整コンデンサＣｆは、この実施例において電流に依存して制御される被制御発振器ＣＣＯの下限ないし上限遮断周波数を決定する。調整抵抗Ｒｆの選定により、パワートランジスタＶ２、Ｖ３の所定の無駄時間を調整できる。
電流に依存して制御される発振器ＣＣＯに対する制御入力情報は、第１のオペアンプＯＰＲの出力情報により与えられ、該出力情報は、さらなるオーム抵抗Ｒｃないし更なるコンデンサＣｃを介して低域通過フィルタリングされる。
更に後述するように、集積回路ＩＣにて内部的に基準電圧Ｖｒｅｆが形成される。第１オペアンプＯＰＲは、上記基準電圧を、第２の入力電圧と比較し、該第２入力電圧はハーフブリッジ回路のパワートランジスタＶ２、Ｖ３を流れる電流の平均値に相応する。このために、オペアンプＯＰＲの上記第２入力側は、前置抵抗Ｒｏを介してハーフブリッジ回路の電流路、即ち、ここではパワートランジスタＶ３に接続されている。ハーフブリッジ回路を流れるランプ電流を制御するための上記回路装置は、閉ループ制御回路を成す。それというのは、上記のランプ電流が大きくなればなるほど、オペアンプＯＰＲの出力電圧もそれだけ高くなり、この出力電圧により、他方では、被制御発振器が比較的高いパルス列周波数で制御されるからである。しかしながらこの周波数増大によって、ランプ電流が低減することになる。同様に上記制御回路は、ランプ電流の低下傾向の際に逆方向にも同様の作用をする。上述の制御回路、殊に電流に依存して制御される発振器及び第１のオペアンプＯＰＲを有する制御回路は、定常動作中、換言すれば、蛍光ランプが障害のなく動作する際、ハーフブリッジ回路を制御するための有効な高周波制御器を形成するのである。補足的に述べるべきであるのは、ここで述べた電子的安定器は、調光能力があるということである。それというのは、基準重圧Ｖｒｅｆの相応の設定により、電子的安定器の出力電力を制御できるからである。
更に集積回路ＩＣは監視回路を有し、該監視回路は、定常動作中、蛍光ランプＦＬの状態を監視し、殊にランプ始動を制御し、またエラー又は障害が発生した際にも作動される。このために集積回路ＩＣは、監視回路ＭＯＮを有し、該監視回路は、可調整の閾値を有する閾値回路として構成されており、またその信号入力側は、前置抵抗Ｒｍを介してハーフブリッジ回路の一方のパワートランジスタＶ３の出力側に接続されている。これによって上記監視回路ＭＯＮは、瞬時のランプ電流に相応する制御信号を受け取る。この制御信号は、瞬時に活性化されている閾値に達するといつでもただちに監視回路ＭＯＮの出力パルスＱＭを発生させる。各閾値の調整設定は、複数の選択信号を介して行われる。
上記選択信号のうちの１つの選択信号Ｓ４は、第１の比較器ＣＯＭＰ（これは、差動アンプとして構成されている）によって形成され、その正の入力側は減結合ダイオードＤ２を介して、第１オペアンプＯＰＲの出力側に接続されている。また上記比較器には、その負の入力側を介して、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。
更なる選択信号はタイマーＰＳＴにより発生され、該タイマーＰＳＴは入力側が、アース接続されている外部チャージコンデンサＣＴと第１の内部的電流源ＩＴとの接続点に接続されている。上記内部電流源ＩＴは、蛍光ランプに対するターンオン過程のスタートと共に活性化され、外部チャージコンデンサＣＴを充電し始め、その結果、ターンオン過程の瞬時の持続時間に相応し、直線的に上昇する信号電圧がタイマーＰＳＴの入力側に加わる。この信号電圧は、タイマーＰＳＴにて所定の閾値と比較される。その都度活性化されている閾値に到達すると、タイマーＰＳＴは、出力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のうちの各１つを送出して、後で更に説明する所定の時間間隔を規定する。第１及び第３出力信号Ｓ１ないしはＳ３は監視回路ＭＯＮに供給されて、そこで所定の閾値のうちの１つが調整される。
コンパレータＣＯＭＰは、外部コンデンサＣｃｃにおける電庄（これは通常動作中の制御オペアンプＯＰＲの出力電圧に相応する）と、基準電圧Ｖｒｅｆによって定められた値とを比較する。制御オペアンプがその所定制御領域を離脱すると（これは殊にマルチランプ適用時の調光状態において、又はランプ欠陥の場合にも、例えば老朽化した高抵抗のランプフィラメントにより惹起された欠陥の場合にも起こり得る）、このことはコンパレータＣＯＭＰにより識別される。このコンパレータは制御信号Ｓ４を形成し、該制御信号により、監視回路ＭＯＮにて、次のような状態が発生する。即ち、すべての基準レベルＭｐ、Ｍｉ、Ｍｏが著しく低減される状態が発生するのである。従って、監視回路ＭＯＮは、比較的に小さなランプ電流の場合にも所望のように動作する。
タイマーＰＳＴの第２の出力信号Ｓ２は、遮断回路ＳＤに対する準備信号を形成する。上記遮断回路は、ロジック回路として構成されており、また障害の場合、例えばランプエラー時に、更なるパワートランジスタＶ２，Ｖ３を有するハーフブリッジ回路を停止させる機能を有する。これを実現するため、遮断回路ＳＤの制御入力側は、監視回路ＭＯＮの出力側に接続されている。遮断回路ＳＤの１つの出力側は例えば、選択回路ＳＥＬのターンオン入力側ＥＮに接続されており、上記選択回路をイネーブルないしはリセットする。
更に、集積回路ＩＣ中には第２の内部電流源ＩＳＣが設けられており、その出力側は、外部ＬＰＦのオーム抵抗ＲｃとコンデンサＣｃとの接続点に接続されている。上記の第２の内部電流源ＩＳＣはセット入力側Ｓならびにリセット入力側Ｒを有する。セット入力側Ｓは、監視回路ＭＯＮの出力側に接続されており、これに対してリセット入力側は、ハーフブリッジ回路のパワートランジスタＶ２、Ｖ３のドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤに対する選択回路ＳＥＬの出力側に接続されている。監視回路ＭＯＮの出力パルスによって、上記の第２の内部電流源ＩＳＣがセットされ、ＬＰＦを成すＲｃ、Ｃｃの外部コンデンサＣｃが充電される。電流依存して制御される発振器ＣＣＯは制御入力側が、第２電流源ＩＳＣの上記出力側にも接続されているので、上記発振器における入力電流が増加すると、送出されるパルス繰り返し周波数が増大する。選択回路ＳＥＬが、相互に逆の２つのスイッチング状態のうちの１つにおいて、ハーフブリッジ回路の高い電位の加わるパワートランジスタＶ２に所属するドライバ回路ＨＳＤを起動すると、直ちに選択回路ＳＥＬの同じ出力信号により第２内部電流源ＩＳＣがリセットされる。上記の第２の制御回路は、定常動作に対して冒頭に述べた電流制御の上位に位置し、ランプ始動時及び障害が検出された場合にランプ電流を制限して制御する。
集積回路ＩＣの所定の電流供給は、複数の回路手段により達成される。殊にスイッチオン過程のためにターンオンコンパレータＵＶＬＯが設けられており、該コンパレータの入力側は例えば、別の前置抵抗を介して、直接的に整流器ブリッジＧＬに接続されており、また別のチャージコンデンサＣｃｃを介してアースに接続されている。ターンオンコンパレータＵＶＬＯの上記入力側にて、集積回路ＩＣに給電電圧Ｖｃｃが供給される。集積回路ＩＣに給電電圧Ｖｃｃを供給する別の手法が図１に示してあり、この手法により、前置抵抗ＲＬ、ＲＬ′を介して、負荷回路における状態変化を検出し、利用することが可能になる（これについて更に後述する）。ターンオンコンパレータＵＶＬＯは、ＩＣ機能を可能な限りにわずかな損失で活性化するため、高い入力抵抗を有する。更にこのターンオンコンパレータは次のように設計されている。即ち、交流電源電圧Ｌ、Ｎの接続印加後、チャージコンデンサＣｃｃが相応に充電されると直ちに、可能な限りに低い電圧値のもとで応動するように、例えば、２２０Ｖの交流電源電圧のもとで１５０Ｖ＝より大でないオーダのもとで既に応動するように設計されているのである。これにより、上述の基準電圧Ｖｒｅｆを形成する内部電圧源ＲＥＦが活性化される。更に、ターンオンコンパレータＵＶＬＯには別の電流源ＢＩＡＳが接続されており、該電流源により、集積回路ＩＣに対する内部補助電圧ＩＣ−ＢＩＡＳが生成される。上記手段により、集積回路をスタートすることが可能である。ターンオンコンパレータＵＶＬＯを電源電圧Ｌ、Ｎの遮断を介してスイッチオフするだけでなく、遮断回路ＳＤの出力側に接続された制御入力側を介して非活性化して、ＩＣ−機能を所定のように内部的にもスイッチオフできることを言及しておく。
通常動作中、集積回路ＩＣの電流供給は（この実施例では）ほぼ無損失で動作する給電回路ＤＰ、ＤＮ、Ｃｐにより確保され、ここでこれらの給電回路は、２つのポンピングダイオードＤＰ、ＤＮ及び別のチャージコンデンサＣｐの直列接続から成る。このチャージコンデンサは、一方では上記両ダイオードの接続点に接続され、他方ではハーフブリッジ回路の出力側に接続されている。即ち、両パワートランジスタＶ２、Ｖ３の接続点に接続されているのである。上記給電回路は通常動作中、集積回路ＩＣに対して給電電圧Ｖｃｃを送出する。
この給電電圧Ｖｃｃの安定化のため、別のコンパレータＴＰＲを有する制御回路が設けられている。この制御回路は、給電電圧Ｖｃｃの瞬時値を都度、上方又は下方の基準値と比較する。上記コンパレータＴＰＲの出力側は、電子スイッチＶＤの制御端子に接続されており、ここでこの電子スイッチは、トランジスタスイッチとして構成されており、そのスイッチング区間は、給電回路のチャージコンデンサＣｐとアースとの間に配置されている。コンパレータＴＰＲによって検出される給電電圧Ｖｃｃの瞬時値が所定の上方の限界値を越えると、コンパレータＴＰＲは出力信号を送出し、この出力信号によって電子スイッチＶＤが導通接続される。従ってこの電子スイッチにより、給電回路ＤＮ、ＤＰ、ＣｐのチャージコンデンサＣｐが放電される（可及的に無損失に動作するコンパレータＴＲＰが給電電圧Ｖｃｃの下限限界値を検出し、電子スイッチＶＤを再び遮断するまで）。要するに、これは給電電圧Ｖｃｃのハイロー（ｈｉｇｈ/ｌｏｗ）ないし高低制御である。
図２の詳細図に示すように、前述の給電回路のポンピングダイオードＤＮ、ＤＰ及び電子スイッチＶＤを、集積回路ＩＣ内に集積化してもよい。この際に上述の回路機能は変わらない。
更に、集積回路ＩＣ中には、力率（ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ）の制御のための装置構成部ＰＦＣが実現されている。この装置構成部の構成は、力率を改善する相応の公知の制御部に類似する。上記集積回路ＩＣにおけるその機能動作は、必要であるが、ここの関連では重要性が副次的であるので、ここでは単に言及するにとどめる。上記の装置構成部ＰＦＣは、補助コイルをも備えたチャージインダクタＬ１において、力率を求めるのに必要なすべてのパラメータを検出し、これらを評価し、第１のパワートランジスタＶ１を相応に制御する。
図１を用いて説明した回路装置の動作は、負荷回路における種々の動作状態を仮定すると、即ち、蛍光ランプＦＬについてシーケンスダイヤグラムの形態で行うと、最良に説明することができる。これらを図３〜図５を用いて示す。
図３のシーケンスダイヤグラムは、通常の始動過程を図解する。前記の電子的安定器に電源電圧Ｌ、Ｎが印加されると、直ちにターンオンコンパレータＵＶＬＯは、その入力側にて給電電圧Ｖｃｃが上昇するのを検出し、集積回路ＩＣのターンオン閾値に達すると直ちにこれを起動する。そこで電流依存発振器ＣＣＯは、先ず、所定の下限の遮断周波数（これはほぼ最大周波数の７５％である）でスタートする。電流依存発振器ＣＣＯのパルス列により作動された選択回路ＳＥＬを介し、ハーフブリッジ回路のパワートランジスタＶ２ないしＶ３に対するドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤのみならず、第２の内部電流源ＩＳＣも前述のように作動される。従ってこの第２内部電流源は、ローパスフィルタを成すＲｃ、ＣｃのコンデンサＣｃを相応に充電し始め、その結果、電流依存発振器ＣＣＯを介して、電子的安定器を周波数制御する前述の第１制御回路が作動開始される。同様に、タイマーＰＳＴに配属された第１内部電流源ＩＴは、外部コンデンサＣＴを充電し始める。監視回路ＭＯＮによって制御された第１内部電流源ＩＴが上記の外部チャージコンデンサを充電し続ける限り、先ず直線的に増大する電圧がタイマーＰＳＴの入力側に供給される。タイマーＰＳＴの所定の基準レベルにおいて、上記入力信号は、異なった動作条件下で、電子的安定器におけるすべての機能動作シーケンスを制御するためのタイムベースを形成する。
図３のシーケンスダイヤグラムを用いて、通常動作のランプ始動時のシーケンスの詳細を示す。電源電圧の接続と共に前述のように集積回路ＩＣが所定のように作動開始される始動時点は、ｔ１で示されている。図３の最も上のダイヤグラムは、チャージコンデンサＣＴにおいて直線的に上昇する電圧を示し、この電圧は、タイマーＰＳＴの入力側に供給される。ｔ１より後の時点ｔ２では、タイマーＰＳＴに対する上記の入力電圧は、所定の下方の基準レベルに達する。この基準レベルは、予熱レベルＰｐと称される。ターンオン時点ｔ１から後の時点ｔ２までに経過する時間間隔は、電子的安定器に対する予熱フェーズ△ｐｔを形成する。従って時点ｔ２は、予熱フェーズ△ｐｔの終了の時点を表す。この予熱フェーズ期間中、タイマーＰＳＴの第１選択信号Ｓ１はリセットされており、これにより、監視回路ＭＯＮは、低い閾値である予熱閾値Ｍｐに調整されている。このため、この監視回路は、その入力側に接続されている前置抵抗Ｒｍを介して、２つのパワートランジスタＶ２、Ｖ３から成るハーフブリッジ回路におけるｅ−関数状の電流を検出する。このｅ関数状電流に相応する、監視回路ＭＯＮのｅ関数状入力信号は、Ｍで示されており、図３のシーケンスダイヤグラムの相応の部分に示されている。上記の監視回路に対する入力パルスが予熱フェーズにて予熱閾値Ｍｐに達すると直ちに、監視回路ＭＯＮは、その都度１つの短い制御パルスＱＭを送出する。監視回路ＭＯＮから送出されるこれらの制御パルスＱＭの各々により、第２内部電流源ＩＳＣがセットされ、また更にハーフブリッジ回路のパワートランジスタＶ２、Ｖ３のドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤに対して、フリップフロップ状に動作する選択回路ＳＥＬが切り換えられる。ドライバ回路ＨＳＤ、ＬＳＤから送出される、両パワートランジスタＶ２、Ｖ３に対する制御パルスＨＳＧ、ＬＳＧは、図３中最も下の２つのシーケンスダイヤグラムに示されている。
時点ｔ２での予熱フェーズ△ｐｔの終了は、タイマーＰＳＴにより、監視回路ＭＯＮに供給される第１選択信号Ｓ１の変化によってシグナリングされる。これにより、上記監視回路は、第２の比較的に高い閾値、即ち、点弧閾値Ｍｉに切り換えられる。監視回路ＭＯＮの応答閾値をこのように増大させることにより、２つのパワートランジスタＶ２、Ｖ３によって実現されたハーフブリッジ回路における電流が、制限された所定の値に増大し、この値が、蛍光ランプＦＬにおける電圧を通常の点弧電圧まで上昇させる。
従って時点ｔ２と共に電子的安定器の点弧フェーズが始まる。この点弧フェーズは、通常に動作をする蛍光ランプＦＬの場合、時点ｔ４までに終了されていなければならない。そうしないと電子的安定器は、自動的に遮断されるからである。図３では、１つの点弧フェーズの持続時間に対して、最大に設定された時間間隔を△ｉｔで示す。
予熱フェーズ△ｐｔの場合と同様に、監視回路ＭＯＮは引き続いてハーフブリッジ回路中を流れる電流を連続的に監視し、瞬時のハーフブリッジ電流に相応する入力信号Ｍと、いまや点弧閾値Ｍｉである瞬時に活性化されている閾値とが一致する毎に、制御パルスＱＭのうちの１つを選択回路ＳＥＬに送出する。これは蛍光ランプＦＬが点弧するまで行われる。図３に示す通常の点弧過程では、ｔ３にてそのような場合が起こる。蛍光ランプＦＬの点弧後、監視回路ＭＯＮはそれ以上制御パルスＱＭを送出しない。それは、ハーフブリッジ回路電流が、監視回路ＭＯＮにてなお活性化されている高い点弧閾値Ｍｉにもはや達しないからである。
それにも係わらず、タイマーＰＳＴに配属されたチャージコンデンサＣＴは、更に充電され、その結果、タイマーＰＳＴに供給される入力電圧が更に上昇する。所定の最大点弧フェーズ△ｉｔの終了には時点ｔ４で到達している。この時点にタイマーの入力信号は、所定の基準レベルのうちの別の基準レベル、即ち、点弧レベルＰｉを通過する。エラーの場合、即ち、なかなか点弧しない蛍光ランプＦＬの場合、電子的安定器の自動的リセットを導入しなければならなくなる。このため、タイマーＰＳＴは、この時点ｔ４以降、別の出力信号として第２選択信号Ｓ２を生成する。ここでこの選択信号は遮断フェーズ△ｓｔを表す。この選択信号は、遮断回路ＳＤをトリガするためにこれに供給される。しかしながら遮断機能は実行されない。それは、この時点で適時に蛍光ランプＦＬが点弧していれば、遮断回路ＳＤは、監視回路ＭＯＮから送出される制御パルスＱＭを更に受信しないからである。猶、監視回路ＭＯＮでは点弧閾値Ｍｉが引き続いて活性化状態のままである。
外部チャージコンデンサＣＴの充電状態は、時点ｔ５にて第３の基準レベルに相応する、即ちタイマーＰＳＴのリセットレベルＰｒに相応する値に達する。ここでタイマーＰＳＴの別の出力信号Ｓ３により、監視回路ＭＯＮにて、検出さるべき閾値が、予熱閾値Ｍｐと点弧閾値Ｍｉとの間、定常動作状態のための閾値Ｍｏに下げられる。要するに監視回路ＭＯＮは、通常に動作している蛍光ランプＦＬを仮定した場合には制御パルスを引き続き送出せず、その結果、イネーブリングされた遮断機能は活性化され得ないのである。しかしながらこの時点ｔ５にタイマーＰＳＴに所属する外部チャージコンデンサＣＴの放電が開始される。
この放電は、タイマーＰＳＴの入力信号が時点ｔ６にて点弧レベルＰｉ間で低下するまで継続される。これにより、タイマーＰＳＴは、第２出力信号Ｓ２をリセットして遮断回路ＳＤを遮断する。これに対して、監視回路ＭＯＮにて活性化されている定常動作状態のための閾値Ｍｏは、変わらないままである。引き続いての経過では、タイマーＰＳＴに配属された外部コンデンサＣＴのコンデンサ充電状態は更に低下され、これは、そこから導出されるタイマーＰＳＴの入力信号が定常状態における休止レベルＰｏに達するまで行われる。これにより、蛍光ランプＦＬが作動する場合の定常動作状態に達する。ここでタイマーＰＳＴ及び監視回路ＭＯＮはスタンバイ状態におかれ、またパワートランジスタＶ２、Ｖ３の駆動制御は、第１制御回路ＯＰＲ，ＣＣＯのみを介して制御される。
図４のシーケンスダイヤグラムでは、考えられ得る障害のケースのうちの第１のケースを図解する。ここで仮定するのは、蛍光ランプＦＬの定常動作中に障害が（例えば、ランプフィラメントが無傷でガスが損失するによって）発生して蛍光ランプＬが消弧することである。これは時点ｔ７にて起こるものとする。そこまでは集積回路ＩＣの状態及び機能は、通常動作フェーズ△ｏｔにおける前述のケースに相応する。監視回路ＭＯＮは、瞬時のハーフブリッジ回路電流に相応し、定常動作状態のための閾値Ｍｏを上回る入力信号Ｍをこの時点に検出し、制御パルスＱＭを送出する。これにより、殊に第２内部電流源ＩＴが再びターンオンされる。即ちタイムベースが（ここでは点弧フェーズ△ｉｔに対して直接）スタートされるのである。択一的には、複数の制御パルスＱＭが１所定期間中にカウントされる場合のみ電流源を再びターンオンすることも可能である。
監視回路ＭＯＮでは点弧閾値Ｍｉが活性化され、またハーフブリッジ回路における過度の電流に基づき、監視回路ＭＯＮは、連続的に制御パルスＱＭを送出する。ここで点弧フェーズ△ｉｔに対して既述の過程が再び実行される。但し、この場合に蛍光ランプＦＬは、仮定した障害に起因して適時に点弧しない。点弧フェーズ△ｉｔが経過する際に既にタイマーＰＳＴの第２出力信号Ｓ２をセットすることによってイネーブルされた遮断回路ＳＤは、監視回路ＭＯＮによって送出された別の制御パルスＱＭにより起動される。これは、図３においてＳＤと記したパルスダイヤグラムにて示したのと同じである。ここでも択一的に遮断回路ＳＤが起動される前に複数のイベントをカウントし得る。遮断回路ＳＤは、選択回路ＳＥＬを非活性化し、また同時に入力側コンパレータＵＶＬＯをリセットする。図４にさらに示すように、遮断回路ＳＤを除けば、ランプ動作にとって重要なその他のすべての機能が所定の初期状態にリセットされる。ランプ交換後、又は電源電圧Ｌ、Ｎの再印加後、電子的安定器は新たに動作準備状態にされる。
これに対して時点ｔ７にて仮定した障害が、単に短時間の障害である場合には、この時点にて開始される上述の過程が始動されていたとしても、これが影響を及ぼすことはない。それというのは、障害が単に短時間生じる場合には、監視回路は、持続する障害から導出される制御パルスＱＭをさらに送出しないからである。
この場合に集積回路ＩＣでは、制御過程は、図３に基づいて蛍光ランプＦＬの点弧後について説明した如く、経過進行することとなる。
図５では図３のシーケンスダイヤグラムによる通常の点弧過程と異なり、異常な点弧をする蛍光ランプＦＬのケースが基礎になっている。この蛍光ランプではフィラメント欠陥は存在しないが、例えば、ガス損失に起因して、継続的に点弧が困難になっている。この場合、蛍光ランプＦＬは、最大に設定された点弧フェーズ△ｉｔが終了するまで点弧しない。このため、タイマーＰＳＴの第２選択信号Ｓ２によって遮断回路ＳＤがイネーブリングされ、監視回路ＭＯＮは、過度のハーフブリッジ回路電流を伴う更なる点弧試行を非活性化し、また別の制御パルスＱＭを送出する。これにより、遮断回路ＳＤが起動され、持続する動作障害について上述したように電子的安定器を停止する。この場合も遮断は、電流源Ｌ、Ｎが遮断されるか、又は蛍光ランプＦＬが交換されるまで維持される。
老朽化した蛍光ランプＦＬの場合、フィラメント抵抗が著しく増大され、上記蛍光ランプは、従って、通常通りには点弧しないということをも考慮しなければならない。この場合、始動過程は、予熱フェーズ△ｐｔの終わりまで通常通り点弧する蛍光ランプの場合（図３）と同じように経過するか、又はガス損失のため点弧が困難な蛍光ランプの場合（図５）と同じように経過する。図５に示す障害の事例とは異なり、フィラメント抵抗が許容されない程度に増大した場合、第１のパワートランジスタＶ１の制御を介して作用する上位の平均値電流制御が開始される。この平均値電流制御は、ハーフブリッジ回路電流を制限する。その結果、自動的に開始された点弧フェーズ△ｉｔにて、監視回路ＭＯＮは、制御パルスＱＭを発生しなくなるのである。それというのは、瞬時のハーフブリッジ回路電流から導出された入力側パルスＭが、点弧閾値Ｍｉに達しないからである。点弧フェーズ△ｉｔの終わりに遮断回路ＳＤは再びイネーブルされるが、起動はされ得ない。それは、なお点弧閾値Ｍｉに調整された監視回路ＭＯＮが制御パルスＱＭを発生しないからである。この際にタイムベースが経過するにつれて、タイマーＰＳＴは、その第３の閾値、すなわちセット限界値Ｐｒに相応する入力側信号を検出する。通常の始動過程の場合（図３）と同じように、この時点に監視回路ＭＯＮの基準レベルが定常動作状態のための閾値Ｍｏに低下され、またタイマーＰＳＴに所属する外部チャージコンデンサＣＴの放電が開始される。蛍光ランプＦＬのフィラメントの使い果たしたこのようなエラーの場合、平均値電流制御によって制限されたハーフブリッジ回路電流は、監視回路ＭＯＮに制御パルスＱＭを送出させるのに十分である。遮断回路ＳＤはいまなおイネーブルされているので、これは起動されて、前述の遮断機能を開始させる。電子的安定器は上述のように停止され、この遮断状態は、電源電圧Ｌ、Ｎが遮断されるか、又は蛍光ランプＦＬの交換されるまで維持される。
上述の実施例が図解するのは、ハーフブリッジ回路電流を適切に連続して監視すると共に所定のタイムベースを実現することによって、電子的安定器に自動的に経過する機能シーケンスを設定することが可能となり、作動すべき蛍光ランプの考えられ得るすべての動作状態がこのシーケンスによって検出され、また電子的安定器が、手動的介入操作なしでその都度適合した所定の状態に設定されることである。上記の機能シーケンスは、殊に高度に集積化され、耐電圧性の高い集積回路ＩＣにてこの機能シーケンスが要領よく実現されるように構成されている。ここで重要であるのは、ランプ作動回路全体の高い動作確実性を別にしても、量産における作製のコストが殊に有利なことである。それは、前述の形式の電子的安定器が、それ自体わずかな個数のディスクリート構成部品で実現できるからである。

Claims (17)

1. 少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を電子的安定器によって作動する方法であって、
   該電子的安定器は、電源交流電圧（Ｌ、Ｎ）の加わる整流器回路（ＧＬ）と、該整流器回路に結合されたハーフブリッジ回路と、制御回路（ＩＣ）とを有し、
   前記ハーフブリッジ回路は、相互に直列に接続され、択一的に作動可能な２つのパワートランジスタ（Ｖ２、Ｖ３）を有し、
   前記制御回路は、負荷電流を連続的に監視する監視回路（ＭＯＮ）と、パワートランジスタ（Ｖ２、Ｖ３）に対するドライバ励振回路（ＣＣＯ、ＳＥＬ、ＨＳＤ、ＬＳＤ）とを有し、
   該ドライバ励振回路は前記監視回路によって導かれて高周波数で制御され、
   前記安定器は、ハーフブリッジ回路の出力側に配置された負荷回路と接続されており、
   該負荷回路は、前記の少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を有し、当該負荷電流が監視されるようにした、当該の蛍光ランプ作動方法において、
   前記制御回路（ＩＣ）はタイマー（ＰＳＴ、ＩＴ、ＣＴ）を有し、
   前記タイマー（ＰＳＴ、ＩＴ、ＣＴ）はランプの始動毎に起動され、かつ、ランプ始動時（ｔ１）より後の所定時点である第１の時点（ｔ２）と、第１の時点（ｔ２）より後の所定時点である第２の時点（ｔ５）と、第２の時点（ｔ５）より後の所定時点である第３の時点（ｔ６）とを設定し、
   前記監視回路（ＭＯＮ）は、ランプ始動時（ｔ１）と第１の時点（ｔ２）との間の期間に第１の基準レベル（Ｍｐ）を、第１の時点（ｔ２）と第２の時点（ｔ５）との間の期間に第２の基準レベル（Ｍｉ）を、第２の時点（ｔ５）後に第３の基準レベル（Ｍｏ）を設定し、なお、前記各基準レベルは所定値であって互いに異なり、第１の基準レベル（Ｍｐ）は予熱のための閾値であり、第２の基準レベル（Ｍｉ）は点弧のための閾値であり、第３の基準レベル（Ｍｏ）は定常動作状態のための閾値であり、
   かつ、前記監視開路（ＭＯＮ）は、前記負荷電流の瞬時値と前記第１、第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）とをそれぞれ比較し、前記負荷電流の瞬時値が、前記第１、第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）にそれぞれ制限制御され、
   かつ、前記タイマー（ＰＳＴ，ＩＴ，ＣＴ）は、前記第３の時点（ｔ６）後に前記負荷電流が前記第３の基準レベル（Ｍｏ）に達する毎に、異常状態として第２の時点（ｔ２）後から再起動されることを特徴とする、
   少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を電子的安定器によって作動する方法。
2. 前記タイマー（ＰＳＴ，ＩＴ，ＣＴ）は、前記第１の時点（ｔ２）、第２の時点（ｔ５）および第３の時点（ｔ６）の他に、前記第１の時点（ｔ２）より後で第２の時点（ｔ５）より前の第４の時点（ｔ４）を設定し、
   前記タイマーは、前記第３の時点（ｔ６）後に前記負荷電流が前記第３の基準レベル（Ｍｏ）に達する毎に、前記第１の時点（ｔ２）後で第４の時点（ｔ４）前の期間（点弧期間）に再起動する、
   請求項１記載の方法。
3. 前記第２の基準レベルは（Ｍｉ）は前記第１の基準レベル（Ｍｐ）より大きく、前記第３の基準レベルは（Ｍｏ）は前記第１の基準レベル（Ｍｉ）より大きく第２の基準レベル（Ｍｉ）より小さい、
   請求項２に記載の方法。
4. 前記第４の時点（ｔ４）から前記第３の時点（ｔ６）までの期間（遮断を判定する期間Δｓｔ）中に、前記負荷電流が前記第２の基準レベル（Ｍｉ）に達した場合に、前記負荷電流を遮断停止する、
   請求項２または３に記載の方法。
5. 前記負荷電流が所定の電流設定値（Ｖｒｅｆ）より小さい場合（Ｓ４）は、前記各基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）を、前記負荷電流が前記電流設定値（Ｖｒｅｆ）より大きい場合の各基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）より小さい値にそれぞれ設定する、
   請求項１ないし４のいずれか１項に記載の方法。
6. 負荷電流が遮断停止された場合、前記安定装置への電源電圧が遮断されるまで、または前記蛍光ランプが交換されるまで、負荷電流の遮断状態が維持される、
   請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
7. 少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を作動するための電子的安定器装置であって、
   該電子的安定器装置は、電源交流電源（Ｌ、Ｎ）の加わる整流器回路（ＧＬ）と、該整流器回路の出力側に結合されたハーフブリッジ回路と、制御回路（ＩＣ）とを有し、
   前記ハーフブリッジ回路は、相互に直列に接続され、択一的に作動可能な２つのパワートランジスタ（Ｖ２、Ｖ３）を有し、
   該制御回路は、負荷電流を連続的に監視する監視回路（ＭＯＮ）と、パワートランジスタ（Ｖ２、Ｖ３）に対するドライバ励振回路（ＣＣＯ、ＳＥＬ、ＨＳＤ、ＬＳＤ）とを有し、
   該ドライバ励振回路は前記監視回路によって高周波で制御され、
   前記の少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を有する負荷回路がハーフブリッジ回路の出力側に設けられており、前記負荷回路の負荷電流が監視されるように構成されている電子的安定器装置において、
   前記制御回路（ＩＣ）は、タイマー（ＰＳＴ、ＩＴ、ＣＴ）を有し、
   前記タイマー（ＰＳＴ、ＩＴ、ＣＴ）はランプの始動毎に起動され、かつ、ランプ始動時（ｔ１）より後の所定時点である第１の時点（ｔ２）と、第１の時点（ｔ２）より後の所定時点である第２の時点（ｔ５）と、第２の時点（ｔ５）より後の所定時点である第３の時点（ｔ６）とを設定し、
   前記監視回路（ＭＯＮ）は、第１のコンパレータを有し、
   前記監視回路（ＭＯＮ）は、ランプ始動時（ｔ１）と第１の時点（ｔ２）との間の期間に第１の基準レベル（Ｍｐ）を、第１の時点（ｔ２）と第２の時点（ｔ５）との間の期間に第２の基準レベル（Ｍｉ）を、第２の時点（ｔ５）以降に第３の基準レベル（Ｍｏ）を設定し、なお、前記各基準レベルは所定値であって互いに異なり、第１の基準レベル（Ｍｐ）は予熱のための閾値であり、第２の基準レベル（Ｍｉ）は点弧のための閾値であり、第３の基準レベル（Ｍｏ）は定常動作状態のための閾値であり、
   かつ、前記監視回路（ＭＯＮ）は、前記負荷電流の瞬時値と前記第１、第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）とをそれぞれ比較し、前記負荷電流の瞬時値が、前記ドライバ励振回路（ＣＣＯ、ＳＥＬ、ＨＳＤ、ＬＳＤ）により前記第１、第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）にそれぞれ制限制御され、
   かつ、前記タイマー（ＰＳＴ，ＩＴ，ＣＴ）は、前記第３の時点（ｔ６）後に前記負荷電流が前記第３の基準レベル（Ｍｏ）に達する毎に、異常状態として第２の時点（ｔ２）後から再起動されることを特徴とする、
   少なくとも１つの蛍光ランプ（ＦＬ）を作動するための電子的安定器装置。
8. 前記タイマー（ＰＳＴ、ＩＴ、ＣＴ）は、制御可能な電流源（ＩＴ）と、コンデンサ（ＣＴ）と、４つの閾値（Ｐｐ、Ｐｏ、Ｐｉ、Ｐｒ）を有する第２のコンパレータ（ＰＳＴ）とを有しており、
   なお、前記４つの閾値の大きさは、第１の閾値（Ｐｐ）＜第２の閾値（Ｐｏ）＜第３の閾値（Ｐｉ）＜第４の閾値（Ｐｒ）であり、
   前記電流源（ＩＴ）の出力は、前記コンデンサ（ＣＴ）に接続されており、
   前記第２のコンパレータ（ＰＳＴ）の入力は、前記内部電流源（ＩＴ）と前記コンデンサ（ＣＴ）との接続点に接続されており、
   前記第２のコンパレータ（ＰＳＴ）は、前記コンデンサ（ＣＴ）の電圧と前記第１の閾値（Ｐｐ）、第３の閾値（Ｐｉ）および第４の閾値（Ｐｒ）とをそれぞれ比較し、前記コンデンサ（ＣＴ）の電圧が前記第１の閾値（Ｐｐ）、第３の閾値（Ｐｉ）および第４の閾値（Ｐｒ）に達した時に、前記第１の時点（ｔ２）、前記第４の時点（ｔ４）および前記第２の時点（ｔ５）をそれぞれ設定し、
   前記コンデンサの電圧は、前記第４の閾値（Ｐｒ）に達した場合は、第２の閾値（Ｐｏ）まで放電され、かつその電圧（Ｐｏ）に維持され、
   前記負荷電流を遮断する場合は、前記コンデンサは完全に放電される、
   請求の範囲７記載の装置。
9. 前記第２の基準レベルは（Ｍｉ）は前記第１の基準レベル（Ｍｐ）より大きく、前記第３の基準レベルは（Ｍｏ）は前記第１の基準レベル（Ｍｉ）より大きく第２の基準レベル（Ｍｉ）より小さい、請求項７または８に記載の装置。
10. 前記電流源（ＩＴ）の入力は前記監視回路（ＭＯＮ）の出力に接続されており、前記電流源（ＩＴ）は前記監視回路（ＭＯＮ）の出力する制御パルス（ＱＭ）によって起動される、
    請求の範囲８または９記載の装置。
11. 前記監視回路（ＭＯＮ）は、次の各基準レベルと負荷電流をそれぞれ比較し、前記制御パルス（ＱＭ）を出力する、
    前記基準レベルは、前記コンデンサ電圧が第１の閾値（Ｐｐ）以下の場合、第１の基準レベル（Ｍｐ）であり、
    前記基準レベルは、前記コンデンサ電圧が第１の閾値（Ｐｐ）以上、かつ第４の閾値（Ｐｒ）以下の場合、第２の基準レベル（Ｍｉ）であり、
    前記基準レベルは、前記コンデンサ電圧が前記第２の閾値（Ｐｏ）である場合、第３の基準レベル（Ｍｏ）である、
    請求の範囲１０記載の装置。
12. 前記制御回路（ＩＣ）は、遮断回路（ＳＤ）を備え、
    前記コンデンサの電圧が前記第３の閾値（Ｐｉ）以上のとき（遮断期間）に、前記監視回路（ＭＯＮ）が前記制御パルス（ＱＭ）を出力した場合、前記遮断回路（ＳＤ）によって前記負荷電流が遮断停止される、
    請求の範囲１０または１１に記載の装置。
13. 前記ドライバ励振回路（ＣＣＯ、ＳＥＬ、ＨＳＤ、ＬＳＤ）は、フリップフロップ状に動作し、かつ互いに反対の関係となる２つの２値出力を有する選択回路（ＳＥＬ）を備え、
    前記選択回路の前記２つの出力に基づき前記２つのパワートランジスタ（Ｖ２、Ｖ３）が交互にオン、オフするように制御され、
    前記選択回路（ＳＥＬ）が前記制御パルス（ＱＭ）によりリセットされることにより、前記負荷電流が前記第１，第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）にそれぞれ制限される、
    請求の範囲１０ないし１２いずれか１項に記載の装置。
14. 前記制御回路（ＩＣ）は第３のコンパレータ（ＣＯＭＰ）を有し、
    前記第３のコンパレータは、前記負荷電流と電流設定値（Ｖｒｅｆ）とを比較し、前記負荷電流が前記電流設定値（Ｖｒｅｆ）以下の場合は、制御信号（Ｓ４）を前記監視回路へ出力し、
    前記監視回路は、前記制御信号（Ｓ４）が入力されると、前記第１，第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）を、前記負荷電流が前記電流設定値（Ｖｒｅｆ）より大きい場合の前記第１，第２および第３の基準レベル（Ｍｐ、Ｍｉ、Ｍｏ）より小さい値にそれぞれ設定する、
    請求の範囲１０ないし１３いずれか１項に記載の装置。
15. 前記制御回路（ＩＣ）の制御電源の入力部（Ｖｃｃ）に、高抵抗値と低抵抗値をとる可変抵抗回路（ＵＶＬＯ）が設置され、前記可変抵抗回路（ＵＶＬＯ）は、前記遮断回路（ＳＤ）の遮断信号（ＥＮ）が入力されると、高抵抗値となる、
    請求の範囲７ないし１４いずれか１項に記載の装置。
16. 前記制御電源の電圧（ＶＣＣ）が所定の始動電圧になると、前記可変抵抗回路（ＵＶＬＯ）が低抵抗値となる、
    請求の範囲１５に記載の装置。
17. 前記制御電源の電圧（ＶＣＣ）が所定の電圧範囲に制御される、
    請求の範囲７ないし１６いずれか１項に記載の装置。

Images