JP2552275B2

JP2552275B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2552275B2
Application number: JP649787A
Authority: JP
Inventors: 啓泰竹内
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-01-14
Filing date: 1987-01-14
Publication date: 1996-11-06
Anticipated expiration: 2011-11-06
Also published as: JPS63175397A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、他励式の電流共振型インバータ回路を用い
て放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであ
る。

（背景技術）第５図はインバータ回路を用いた放電灯点灯装置の基
本構成を示す回路図である。直流電流Ｅの両端には、ス
イッチング素子Q₁,Q₂の直列回路と、コンデンサC₁,C₁′
の直列回路とが並列的に接続されている。スイッチング
素子Q₁,Q₂にはダイオードD₁,D₂が夫々逆並列に接続され
ている。スイッチング素子Q₁,Q₂の接続点と、コンデン
サC₁,C₁′の接続点との間には、負荷回路が接続されて
いる。負荷回路としては、非電源側に予熱用のコンデン
サC₂を並列接続された放電灯ｌとインダクタンスＬの直
列回路が接続されており、この負荷回路は一般に誘導性
リアクタンスを呈するように設計されている。放電灯ｌ
の非電源側に接続されたコンデンサC₂とインダクタンス
ＬとはLC共振回路を構成し、この共振回路を利用して放
電灯ｌの両端に高電圧を発生させ、放電灯ｌを始動及び
点灯維持させているものである。

従来、放電灯を点灯させる場合に、放電灯の寿命を長
くするという理由で、両極のフィラメントを十分に予熱
させてから高電圧を印加して点灯させる方法が広く用い
られている。この従来例にあっては、第６図（ａ）に示
すように、予熱時間t₁の間は周波数f₁でインバータ回路
を発振させて、コンデンサC₂の両端電圧V_C2を点灯電圧
以下に下げて放電灯ｌのフィラメントを十分に予熱し、
予熱時間t₁の経過後は周波数f₂でインバータ回路を発振
させて、コンデンサC₂の両端電圧V_C2を点灯電圧よりも
高くして、放電灯ｌを始動させるようにしている。

第６図（ｂ）はコンデンサC₂に流れる電流I_C2を示し
ており、同図（ｃ）は放電灯ｌに流れる電流Ilを示して
いる。同図（ｄ）は予熱時間t₁においてスイッチング素
子に流れる電流波形を示しており、同図（ｅ）は高電圧
をかけてから放電灯ｌが点灯するまでの時間t₂において
スイッチング素子に流れる電流波形を示している。さら
に、同図（ｆ）は、放電灯ｌが点灯した後にスイッチン
グ素子に流れる電流波形を示している。同図（ｇ）は、
コンデンサC₂の両端に生じる電圧V_C2と発振周波数ｆと
の関係を示している。

第６図（ａ）に示すように、予熱時間t₁の経過後に
は、周波数をf₁からf₂に変化させる。このときコンデン
サC₂に高電圧を発生させるために、発振周波数f₂をイン
ダクタンスＬとコンデンサC₂の固有振動周波数f₀よりも
低く設定することが多い。また、点灯した時に、所定の
放電灯電流を得るためには、f₂＜f₀になってしまうこと
がほとんどである。この場合に、周波数を切り替えてか
ら放電灯ｌが点灯するまでの間に、短い時間t₂ではある
が、同図（ｅ）に示すような進相電流がスイッチング素
子に流れて、同時オン状態のサージ電流が流れる。特に
電源電圧Ｅが低い場合においては、電流の実効値も大き
く、サージ電流も大きくなり、スイッチング素子のASO
領域（安全動作領域）を越えるというような問題があ
る。

そこで、従来、第７図に示すような回路が提案されて
いる。この回路の詳細については後述するが、積分コン
デンサC₄の充電電圧の上昇に応じて、インバータ回路の
発振周波数ｆを予熱時周波数f₁から点灯時周波数f₂まで
滑らかに変化させるように構成されている。電源投入後
の一定時間は、タイマー回路４の出力によりトランジス
タQ₅がオンされて、コンデンサC₄の両端に抵抗R₄が接続
されているので、コンデンサC₄の電圧は低レベルであ
る。こときのインバータ回路の発振周波数は、予熱時周
波数f₁となる。タイマー回路４のタイマー時間t₁が経過
して、トランジスタQ₅がオフされると、コンデンサC₄は
トランジスタQ₃と抵抗R₅よりなる限流要素を介して充電
され、その充電電圧は徐々に上昇する。コンデンサC₄の
充電電圧の上昇につれてインバータ回路の発振周波数は
徐々に上昇し、最終的には点灯時周波数f₂に至る。

第８図（ａ）は、第７図回路における発振周波数ｆの
時間的変化とコンデンサの両端電圧V_C2との関係を示し
ている。発振周波数ｆは、予熱時間t₁の間は周波数f₁に
固定されており、この状態で放電灯ｌのフィラメントが
十分に予熱されるので、放電灯寿命が損なわれることは
ない。また、この例の場合、予熱時の周波数f₁と点灯時
の周波数f₂との間に共振点f₀が含まれるために、周波数
f₁でスイッチング素子に流れる遅相モードの電流波形と
同じ電流波形で点灯されることになり、進相モードの電
流は流れなくなる。なお、第８図（ｂ），（ｃ）はコン
デンサC₂に流れる電流I_C2及び放電灯ｌに流れる電流Il
の時間的変化をそれぞれ示す。

ところで、放電灯が寿命末期になると、半波放電を起
こしたり、フィラメント断線前に不点灯になることが有
り得る。このような状態においては、放電灯の等価抵抗
が大きくなるために、共振度合が深くなり、スイッチン
グ素子の電流が進相モードになり、そのピーク値が上昇
し、スイッチング素子のストレスが増大し、この状態で
長時間続くと、スイッチング素子Q₁,Q₂が破壊されると
いう問題が生じる。

そこで、第７図回路においては、放電灯ｌの寿命末期
にスイッチング素子Q₂に流れる過電流を検出し、所定レ
ベル以上の過電流が検出されたときには、タイマー回路
４をリセットし、トランジスタQ₅をオンにして、積分コ
ンデンサC₄を抵抗R₄を介して放電させることにより、イ
ンバータ回路の発振周波数を予熱時周波数f₁に戻すよう
にしている。そして、タイマー回路４のタイマー時間t₁
が経過すると、再びトランジスタQ₅をオフにして積分コ
ンデンサC₄を抵抗R₅を介して徐々に充電し、インバータ
回路の発振周波数を点灯時周波数まで滑らかに変化させ
る。この後、再び放電灯寿命末期の過電流が検出される
ことにより、以下、同じ動作を繰り返し、インバータ回
路の発振周波数は第９図に示すように変化する。これに
よって、放電灯ｌは点灯状態と予熱状態とを交互に繰り
返し、その出力光束が点滅することにより、放電灯の寿
命末期をユーザーに知らせて、回路が破損する前に電源
を遮断させるようにしている。

しかしながら、この方式では点灯状態と予熱状態とを
交互に繰り返す際に、インバータ回路の発振周波数を決
めるコンデンサC₄が所定の時定数をもって充放電を繰り
返すので、発振周波数は第９図に示すように、LC回路の
共振点f₀を通って変化する。したがって、特に、寿命末
期を検出した後、予熱モードに入るまでの間において、
スイッチング素子Q₁,Q₂に加えるストレスが非常に大き
くなり、放電灯ｌの点滅中にスイッチング素子Q₁,Q₂が
破壊するおそれがあった。

（発明の目的）本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、放電灯の始動時における
インバータ回路のスイッチング素子のストレスを軽減す
ることができると共に、放電灯の寿命末期には放電灯の
点滅によりユーザーに寿命末期であることを知らせるこ
とができ、この放電灯の点滅時におけるスイッチング素
子のストレスをも軽減できるようにした放電灯点灯装置
を提供するにある。

（発明の開示）本発明に係る放電灯点灯装置の構成を、第１図及び第
２図に示す実施例について説明すると、他励式の電流共
振器インバータ回路の発振出力により放電灯ｌを点灯さ
せる放電灯点灯装置において、抵抗R₅のような限流要素
を介して充電される積分コンデンサC₄の充電電圧の上昇
に応じてインバータ回路の発振周波数を予熱時周波数f₁
から点灯時周波数f₂まで滑らかに変化させる周波数制御
回路５と、放電灯ｌの寿命末期を検出する寿命末期検出
回路６と、寿命末期検出回路６の検出出力が生じたとき
には、周波数制御回路５の積分コンデンサC₄を前記限流
要素を介して再充電させるように初期電圧まで急速放電
させる急速放電回路７とを備えて成るものである。

本発明にあっては、このように、放電灯ｌの寿命末期
検出出力が生じたときには、周波数制御用の積分コンデ
ンサC₄を急速放電させるようにしたから、第１図に示す
ように、点灯時周波数f₂から予熱時周波数f₁に復帰する
際には周波数が瞬時に変化し、予熱時周波数f₁から点灯
時周波数f₂に変化するときには周波数が徐々に変化する
ものであり、したがって、放電灯の始動時におけるイン
バータ回路のスイッチング素子のストレスを軽減するこ
とができると共に、放電灯の寿命末期には放電灯の点滅
によりユーザーに寿命末期であることを知らせることが
でき、この放電灯の点滅時におけるスイッチング素子の
ストレスをも軽減できるものである。

以下、本発明の実施例について説明する。

実施例１第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
において、従来例回路と同一の機能を有する部分には同
一の符号を付して重複する説明は省略する。負荷回路の
コンデンサの容量はC₁≫C₂となるように設定されてお
り、負荷回路の固有振動周波数は、インダクタンスＬと
コンデンサC₂とでほぼ定まる。

直流電源Ｅの両端には、抵抗R₂,コンデンサC₃の直列
回路よりなる制御部電源回路が接続されている。コンデ
ンサC₃の電圧は、抵抗R₇とツェナダイオードZDの直列回
路に印加されている。ツェナダイオードZDの両端に発生
した基準電圧は、コンパレータCP₂の反転入力端子に印
加されている。コンパレータCP₂の非反転入力端子には
コンデンサC₂の電圧が印加されている。コンデンサC₂は
トランジスタQ₄を介して、コンデンサC₃の充電電圧によ
り充電される。トランジスタQ₄には、カレントミラー回
路を構成するように、トランジスタQ₃が接続されてい
る。各トランジスタQ₃,Q₄の電流利得hfeが十分に大きい
とすると、トランジスタQ₄に流れる電流は、トランジス
タQ₃に流れる電流と同じになる。トランジスタQ₃は、抵
抗R₅,R₆の直列回路を介してコンデンサC₃の両端に接続
されている。抵抗R₆には、トランジスタQ₅と抵抗R₄の直
列回路と、コンデンサC₄と、トランジスタQ₆とが並列接
続されている。トランジスタQ₅のベースには、抵抗R₃を
介してタイマー回路４の出力が接続されている。タイマ
ー回路４は、予熱時間を設定するものであり、直流電源
Ｅが投入されて、コンデンサC₃の充電電圧が上昇してか
ら、所定の時間だけ高レベルの信号を出力する。したが
って、トランジスタQ₃に流れる電流は、電源投入後の一
定時間は抵抗R₅,R₄,R₆によって決まり、その後は、コン
デンサC₄の充電電圧の上昇につれて、徐々に減少し、最
終的には抵抗R₅,R₆の直列抵抗によって決まる一定値と
なる。このCR回路によって、周波数制御回路５が構成さ
れている。

コンデンサC₅の両端電圧は、タイマーICtmの２番,6
番，及び７番端子に接続されている。このタイマーICtm
は、汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）であり、周知
のように、トリガ端子（２番端子）が（1/3）Vcc以下に
なると、トリガされて出力端子（３番端子）が高レベル
となり、放電端子（７番端子）は高インピーダンスとな
る。また、スレショルド端子（６番端子）が（2/3）Vcc
になると出力端子（３番端子）が低レベルとなり、放電
端子（７番端子）も低レベルとなる。このため、コンデ
ンサC₅の両端には鋸歯状波電圧が発生する。この電圧が
コンパレータCP₂にて基準電圧と比較されて、コンパレ
ータCP₂からは矩形波の発振出力が得られる。

コンパレータCP₂の出力は、ＤフリップフロップFFに
より分周される。ＤフリップフロップFFの出力Q,は、
NANDゲートG₁,G₂の一方の入力にそれぞれ接続されてい
る。また、出力はデータ入力Ｄに接続されている。ク
ロック入力Ｃには、前述のコンパレータCP₂の出力が接
続されている。クロック入力Ｃが低レベルから高レベル
に立ち上がる度に、ＤフリップフロップFFの出力は反転
し、出力Q,からはコンパレータCP₂の出力を２分の１
の分周したデューティファクター50％の矩形波が得られ
る。一方、コンパレータCP₂の出力は、インバータゲー
トG₃,G₄と抵抗R₄を介して、NANDゲートG₁,G₂の他方の入
力に接続されている。各NANDゲートG₂,G₁の出力は、そ
れぞれ、スイッチング素子Q₁,Q₂の駆動回路1,2に入力さ
れている。したがって、スイッチング素子Q₁,Q₂の駆動
信号は、一方が高レベルで他方が低レベルである第１の
期間と、一方が低レベルで他方が高レベルである第２の
期間とが交番する信号となり、第１の期間と第２の期間
との間に、両方の出力が共に低レベルである第３の期間
が存在する。この第３の期間は、スイッチング素子Q₁,Q
₂が共にオンにならないようにするためのデッドオフタ
イムであり、オン状態のスイッチング素子の電荷蓄積時
間等を考慮した短い時間で良く、第２図回路では、コン
パレータCP₂の出力が低レベルである期間によって決定
されている。

スイッチング素子Q₂には、電流検出用の抵抗R₁が直列
接続されており、この抵抗R₁の両端には、コンデンサC₇
が接続されている。コンデンサC₇の両端電圧は、コンパ
レータCP₁の非反転入力端子に印加されている。コンパ
レータCP₁の反転入力端子には、基準電圧Vrが印加され
ている。スイッチング素子Q₂に流れる電流が所定のレベ
ルを越えると、抵抗R₁の電圧降下が増大し、コンデンサ
C₇の両端電圧が基準電圧Vrよりも高くなって、コンパレ
ータCP₁の出力が“Low"レベルから“High"レベルとな
る。コンパレータCP₁の出力は、出力禁止回路３を介し
てタイマー回路４のリセット入力に接続されている。出
力禁止回路３は電源投入後の一定時間は出力を“Low"レ
ベルに保持し、その後は、コンパレータCP₁の出力をそ
のまま出力する回路であり、放電灯ｌの始動時の過電流
を誤って検出することを防止するために設けられてい
る。以上の回路により、放電灯の寿命末期の過電流を検
出する寿命末期検出回路６が構成される。

以上の構成により、第１図に示すような周波数制御を
行うことができる。すなわち、直流電源Ｅを投入する
と、タイマー回路４の出力により一定時間トランジスタ
Q₅がオンする。従って、インバータ回路の発振周波数
は、コンデンサC₅と抵抗R₅,R₄,R₆の値によってほぼ定ま
った値となり、周波数f₁で予熱が行なわれる。次に、タ
イマー回路４のタイマー時間t₁が経過すると、その出力
が低レベルとなり、トランジスタQ₅がオフとなる。この
ため、コンデンサC₄が徐々に充電され、その充電電圧は
抵抗R₅,R₆の分圧電圧に至る。このとき、インバータ回
路の発振周波数は前述の予熱時の周波数f₁から、抵抗
R₅,R₆とコンデンサC₅により決まる周波数f₂へ徐々に変
化する。この周波数の変化の途中で放電灯ｌが点灯す
る。

次に、放電灯ｌが寿命末期になると、寿命末期検出回
路６がスイッチング素子Q₂に流れる過電流を検出し、所
定レベル以上の過電流が検出されたときには、寿命末期
検出回路６の出力が“High"レベルとなり、タイマー回
路４をリセットすると共に、抵抗R₉を介してトランジス
タQ₆にベース電流を流してトランジスタQ₆をオンにす
る。これによって、積分コンデンサC₄はトランジスタQ₆
を介して急速放電され、インバータ回路の発振周波数は
瞬時に予熱時周波数f₁に戻る。これによって、過電流が
抑制されるから、寿命末期検出回路６の出力は“Low"レ
ベルに戻り、トランジスタQ₆はオフする。その後、タイ
マー回路４のタイマー時間t₁が経過すると、トランジス
タQ₅がオフになり、再び積分コンデンサC₄を抵抗R₅を介
して徐々に充電し、インバータ回路の発振周波数を点灯
時周波数f₂まで滑らかに変化させる。この後、再び放電
灯寿命末期の過電流が検出されることにより、以下、同
じ動作を繰り返し、インバータ回路の発振周波数は第１
図に示すように変化する。したがって、放電灯ｌは点灯
状態と予熱状態とを交互に繰り返し、その出力光束が点
滅することにより、放電灯の寿命末期をユーザーに知ら
せることができる。しかも、点灯状態から予熱状態に復
帰する際には、周波数を瞬時に変化させるようにしてい
るので、従来例のようにスイッチング素子Q₁,Q₂に大き
なストレスが加わることは防止できるものである。

実施例２第３図は本発明の他の実施例の要部回路図であり、イ
ンバータ装置の主回路の構成は第２図回路と同様である
ので、図示を省略してある。本実施例にあっては、イン
バータ装置の制御回路の構成が前の実施例とは異なって
いる。tm₁は汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）であ
る。タイマーICtm₁の時定数回路を構成する抵抗R₁₂,
R₁₃,コンデンサC₈の直列回路には電源電圧Vccが印加さ
れている。抵抗R₁₂とR₁₃の接続点はタイマーICtm₁の放
電端子（７番端子）に接続され、抵抗R₁₃とコンデンサC
₈の接続点はタイマーICtm₁のスレショルド端子（６番端
子）及びトリガ端子（２番端子）に接続されている。こ
れによって、タイマーICtm₁は無安定マルチバイブレー
タとして動作する。その発振周波数は、抵抗R₁₂,R₁₃及
びコンデンサC₈の時定数と、制御端子（５番端子）の電
圧によって決まる。タイマーICtm₁の出力端子（３番端
子）は、フリップフロップFFよりなる分周回路に接続さ
れている。

周波数制御回路５の構成については、実施例１の場合
とほぼ同様である。電源投入後、一定時間はタイマー回
路４の出力が高レベルでトランジスタQ₅がオンであるの
で、オペアンプOPには抵抗R₁₁,R₄,R₅と抵抗R₁₀との分圧
電圧が入力され、オペアンプOPにて低インピーダンス化
されて、タイマーICtm₁の制御端子（５番端子）に入力
され、予熱時の発振周波数f₁が決定される。フリップフ
ロップFFによる分周回路の動作は実施例１と同様であ
る。

次にタイマー回路４のタイマー時間t₁の経過後におい
ては、トランジスタQ₅がオフし、抵抗R₅を介してコンデ
ンサC₄が充電されるので、オペアンプOPへの入力電圧
は、予熱時に比べて徐々に高くなり、それによってタイ
マーICtm₁の発振周波数が徐々に低くなる。この変化に
より、予熱時の発振周波数f₁から点灯時の発振周波数f₂
へとスムーズに移行するようになっている。

さらに、放電灯ｌが寿命末期になると、寿命末期検出
回路６がスイッチング素子Q₂に流れる過電流を検出し、
所定レベル以上の過電流が検出されたときには、寿命末
期検出回路６の出力が“High"レベルとなり、タイマー
回路４をリセットすると共に、抵抗R₉を介してトランジ
スタQ₆にベース電流を流してトランジスタQ₆をオンにす
る。これによって、積分コンデンサC₄はトランジスタQ₆
を介して急速放電され、インバータ回路の発振周波数は
瞬時に予熱時周波数f₁に戻る。

なお、第２図及び第３図回路において周波数スイープ
用の積分コンデンサC₄の種類は特に限定する必要はない
が、アルミ電解コンデンサを用いた場合には、その漏れ
電流の温度特性が第４図に示すようになり、高温になる
程、指数関数的に増加する特性を示す。したがって、こ
の特性を利用してコンデンサC₄に流れる電流を高温時に
多くして、低温時に少なくすれば、IC等は温度による影
響を受けにくいように設計されているので、発振周波数
は低温時には低く、高温時には高くなる温度特性とな
り、放電灯に流れる電流は低温時には増加する。したが
って、低温時の調光点灯状態からの立ち消えや、低温時
の光束低下等の放電灯特有の問題を解消することができ
る。

また、実施例の説明においては、寿命末期検出回路６
は放電灯の寿命末期の過電流を検出する回路を例示した
が、放電灯の半波放電状態を検出するものであっても良
い。

（発明の効果）本発明は上述のように、限流要素を介して充電される
積分コンデンサの充電電圧の上昇に応じて発振周波数を
予熱時周波数から点灯時周波数まで滑らかに変化させる
ようにして他励式の電流共振器インバータ回路により放
電灯を点灯させる装置において、放電灯の寿命末期検出
出力が生じたときには、周波数制御用の積分コンデンサ
を、前記限流要素を介して再充電させるように初期電圧
まで急速放電させるようにしたから、点灯時周波数から
予熱時周波数に瞬時に復帰させることができ、また、予
熱時周波数から点灯時周波数に変化するときには周波数
を徐々に変化させることができ、したがって、放電灯の
始動時におけるインバータ回路のスイッチング素子のス
トレスを軽減することができると共に、放電灯の寿命末
期には放電灯の点滅によりユーザーに寿命末期であるこ
とを知らせることができ、この放電灯の点滅時における
スイッチング素子のストレスをも軽減でき、信頼性の高
い点灯装置を実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の動作説明図、第２図は本発明の一実施
例の回路図、第３図は本発明の他の実施例の要部回路
図、第４図は同上の動作説明図、第５図は従来例の回路
図、第６図は同上の動作説明図、第７図は他の従来例の
回路図、第８図及び第９図は同上の動作説明図である。 C₄は積分コンデンサ、R₅は抵抗、Ｅは直流電源、Q₁,Q₂
スイッチング素子、ｌは放電灯、５は周波数制御回路、
６は寿命末期検出回路、７は急速放電回路である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】他励式の電流共振型インバータ回路の発振
出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置におい
て、限流要素を介して充電される積分コンデンサの充電
電圧の上昇に応じてインバータ回路の発振周波数を予熱
時周波数から点灯時周波数まで滑らかに変化させる周波
数制御回路と、放電灯の寿命末期を検出する寿命末期検
出回路と、寿命末期検出回路の検出出力が生じたときに
は、周波数制御回路の積分コンデンサを前記限流要素を
介して再充電させるように初期電圧まで急速放電させる
急速放電回路とを備えて成ることを特徴とする放電灯点
灯装置。
【請求項２】予熱時周波数は共振回路の固有共振周波数
よりも高く設定され、点灯時周波数は共振回路の固有共
振周波数よりも低く、且つ、点灯時の負荷回路の共振周
波数よりも高く設定されていることを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。