JP3459142B2 - 駆動パルス出力制限回路 - Google Patents
駆動パルス出力制限回路Info
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- JP3459142B2 JP3459142B2 JP22275195A JP22275195A JP3459142B2 JP 3459142 B2 JP3459142 B2 JP 3459142B2 JP 22275195 A JP22275195 A JP 22275195A JP 22275195 A JP22275195 A JP 22275195A JP 3459142 B2 JP3459142 B2 JP 3459142B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
-
- H—ELECTRICITY
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種の電子機器に
おけるスイッチング電源や高周波インバータ回路などに
使用されているスイッチングコンバーター回路に関す
る。
おけるスイッチング電源や高周波インバータ回路などに
使用されているスイッチングコンバーター回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図５に、従来の技術の一例として複合電
流共振ブリッジコンバーター回路を示す。この図におい
て、１は入力電圧源、２および３はスイッチング素子、
４は共振コンデンサである。５および６は共振インダク
タンスであり、共振インダクタンス５は、例えば、トラ
ンスの漏れインダクタンスあるいは別個のインダクタン
ス素子により形成されており、また、インダクタンス６
はトランスの励磁インダクタンスから形成されている。
７は出力理想変圧器としての主トランス、８および９は
転流ダイオード、１０および１１はスイッチング素子両
端容量、１２および１３はインピーダンス素子、１４は
パルス駆動回路、１５は発振器である。
流共振ブリッジコンバーター回路を示す。この図におい
て、１は入力電圧源、２および３はスイッチング素子、
４は共振コンデンサである。５および６は共振インダク
タンスであり、共振インダクタンス５は、例えば、トラ
ンスの漏れインダクタンスあるいは別個のインダクタン
ス素子により形成されており、また、インダクタンス６
はトランスの励磁インダクタンスから形成されている。
７は出力理想変圧器としての主トランス、８および９は
転流ダイオード、１０および１１はスイッチング素子両
端容量、１２および１３はインピーダンス素子、１４は
パルス駆動回路、１５は発振器である。
【０００３】なお、各スイッチング素子両端容量１０お
よび１１は、スイッチング素子２および３自身の寄生容
量のみの場合もあるが、一般的には、スイッチング損失
低減のためや輻射及び誘導雑音妨害対策のために外付け
容量が付加されることが多い。ここでは、前記寄生容量
と該外部付加容量との合成容量をそれぞれ１０および１
１と表している。
よび１１は、スイッチング素子２および３自身の寄生容
量のみの場合もあるが、一般的には、スイッチング損失
低減のためや輻射及び誘導雑音妨害対策のために外付け
容量が付加されることが多い。ここでは、前記寄生容量
と該外部付加容量との合成容量をそれぞれ１０および１
１と表している。
【０００４】この図に示すコンバーターは、入力電圧源
１からの入力電圧をスイッチング素子２および３で交互
にスイッチングすることにより、接続された共振コンデ
ンサ４、共振インダクタンス５、共振インダクタンス
６、主トランス７、及び前記スイッチング素子両端容量
１０、１１の間に流れる電流を変化させて主トランス７
の出力側に接続された整流回路および負荷に所望のエネ
ルギーを伝達するものである。
１からの入力電圧をスイッチング素子２および３で交互
にスイッチングすることにより、接続された共振コンデ
ンサ４、共振インダクタンス５、共振インダクタンス
６、主トランス７、及び前記スイッチング素子両端容量
１０、１１の間に流れる電流を変化させて主トランス７
の出力側に接続された整流回路および負荷に所望のエネ
ルギーを伝達するものである。
【０００５】スイッチング素子２および３は位相の反転
した全く同じ動作を繰り返すため、ここでは、スイッチ
ング素子３の動作について説明する。図６は、図５中の
各部における電圧あるいは電流の波形を示す図である。
通常、スイッチング素子２および３のスイッチング時間
の遅れを考慮して、両方のスイッチング素子２および３
が同時に導通することを防ぐために、スイッチング素子
２および３は、時比率（duty ratio）５０％ではなく、
図６に示すように、ある休止期間（デッドタイム）Ａを
もって駆動される。
した全く同じ動作を繰り返すため、ここでは、スイッチ
ング素子３の動作について説明する。図６は、図５中の
各部における電圧あるいは電流の波形を示す図である。
通常、スイッチング素子２および３のスイッチング時間
の遅れを考慮して、両方のスイッチング素子２および３
が同時に導通することを防ぐために、スイッチング素子
２および３は、時比率（duty ratio）５０％ではなく、
図６に示すように、ある休止期間（デッドタイム）Ａを
もって駆動される。
【０００６】スイッチング素子２がターンオフした直後
においては、容量１０への充電電流および容量１１から
の放電電流が、共振コンデンサ４→共振インダクタンス
５→共振インダクタンス６（あるいは主トランス７へ分
流して）→入力電圧源１という経路で電流が流れる（図
６の期間ａ）。そして、容量１０および１１の充電およ
び放電が完了した後はダイオード９が導通し、該転流ダ
イオード９を経由した転流モードで共振コンデンサ４の
充電が完了する（図６の期間ｂ）。
においては、容量１０への充電電流および容量１１から
の放電電流が、共振コンデンサ４→共振インダクタンス
５→共振インダクタンス６（あるいは主トランス７へ分
流して）→入力電圧源１という経路で電流が流れる（図
６の期間ａ）。そして、容量１０および１１の充電およ
び放電が完了した後はダイオード９が導通し、該転流ダ
イオード９を経由した転流モードで共振コンデンサ４の
充電が完了する（図６の期間ｂ）。
【０００７】次いでスイッチング素子３が導通し、共振
コンデンサ４→導通したスイッチング素子３→共振イン
ダクタンス６（および主トランス７）→共振インダクタ
ンス５→共振コンデンサ４というように共振コンデンサ
４からの放電が行われる（図６の期間ｃ）。なお、この
期間ｃには、主トランス７の出力側に接続された整流用
ダイオードに電流が流れて実際に出力理想変圧器７を介
して出力側に電力が供給される電力伝達期間と、前記ダ
イオードが非導通となり、励磁電流のみが流れる電力非
伝達期間（期間ｃの後半部分）とが存在している。そし
て、今度は同様な動作がスイッチング素子２に対して行
われる。
コンデンサ４→導通したスイッチング素子３→共振イン
ダクタンス６（および主トランス７）→共振インダクタ
ンス５→共振コンデンサ４というように共振コンデンサ
４からの放電が行われる（図６の期間ｃ）。なお、この
期間ｃには、主トランス７の出力側に接続された整流用
ダイオードに電流が流れて実際に出力理想変圧器７を介
して出力側に電力が供給される電力伝達期間と、前記ダ
イオードが非導通となり、励磁電流のみが流れる電力非
伝達期間（期間ｃの後半部分）とが存在している。そし
て、今度は同様な動作がスイッチング素子２に対して行
われる。
【０００８】ここで、各スイッチング素子２あるいは３
が開放した直後、すなわち、容量１０および１１の充放
電時における各スイッチング素子２および３の両端電圧
の傾きについて検討すると、スイッチング素子２あるい
は３のオンまたはオフの直前の主電流の値をＩ１、容量
１０および１１の値をそれぞれＣ１およびＣ２とする
と、スイッチング素子２および３の両端電圧は、Ｉ１／
（Ｃ１＋Ｃ２）という傾きを持って、おのおの、立ち上
がりまたは立ち下がりを繰り返す。
が開放した直後、すなわち、容量１０および１１の充放
電時における各スイッチング素子２および３の両端電圧
の傾きについて検討すると、スイッチング素子２あるい
は３のオンまたはオフの直前の主電流の値をＩ１、容量
１０および１１の値をそれぞれＣ１およびＣ２とする
と、スイッチング素子２および３の両端電圧は、Ｉ１／
（Ｃ１＋Ｃ２）という傾きを持って、おのおの、立ち上
がりまたは立ち下がりを繰り返す。
【０００９】したがって、Ｉ１が小さいとき、つまり、
無負荷状態や軽負荷状態においては、図７に示すよう
に、スイッチング素子の両端電圧の立ち上がりまたは立
ち下がりの傾斜はかなり緩やかなものとなり、コンバー
ターの発振周波数が高い場合には、スイッチング素子の
許容駆動時比率がかなり小さな値となる。
無負荷状態や軽負荷状態においては、図７に示すよう
に、スイッチング素子の両端電圧の立ち上がりまたは立
ち下がりの傾斜はかなり緩やかなものとなり、コンバー
ターの発振周波数が高い場合には、スイッチング素子の
許容駆動時比率がかなり小さな値となる。
【００１０】すなわち、前述したように、スイッチング
素子両端電圧（ｈ点の電圧あるいは入力電圧源１の電圧
からｈ点の電圧を減算した電圧）は、一方のスイッチン
グ素子の開放により前記傾きをもって立ち下がり、スイ
ッチング素子又は転流ダイオードの飽和電圧の値に達す
るとその電圧で保持され、その後、他方のスイッチング
素子の開放と共に前記傾きをもって立ち上がり、今度は
入力電圧源の電圧値に達した段階でその値に保持され
る、という動作を繰り返すものであるから、スイッチン
グ素子両端のパルス電圧値が連続的に下降し飽和電圧値
に達した瞬間からスイッチング素子の開放にいたる期間
（図７に示す１６の期間）のみが他方のスイッチング素
子の導通が許容される期間である。
素子両端電圧（ｈ点の電圧あるいは入力電圧源１の電圧
からｈ点の電圧を減算した電圧）は、一方のスイッチン
グ素子の開放により前記傾きをもって立ち下がり、スイ
ッチング素子又は転流ダイオードの飽和電圧の値に達す
るとその電圧で保持され、その後、他方のスイッチング
素子の開放と共に前記傾きをもって立ち上がり、今度は
入力電圧源の電圧値に達した段階でその値に保持され
る、という動作を繰り返すものであるから、スイッチン
グ素子両端のパルス電圧値が連続的に下降し飽和電圧値
に達した瞬間からスイッチング素子の開放にいたる期間
（図７に示す１６の期間）のみが他方のスイッチング素
子の導通が許容される期間である。
【００１１】もしそれ以前に、すなわち、スイッチング
素子両端電圧が下降を始めてまだその電圧が残っている
ときに、スイッチング素子が駆動状態に入ってしまうな
らば、図８に示すようにその瞬間にその電圧源をスイッ
チング素子が短絡する状態となり、過大電流（図８にお
ける１７）が流れ、スイッチング素子は過大なストレス
を受けることになるからである。
素子両端電圧が下降を始めてまだその電圧が残っている
ときに、スイッチング素子が駆動状態に入ってしまうな
らば、図８に示すようにその瞬間にその電圧源をスイッ
チング素子が短絡する状態となり、過大電流（図８にお
ける１７）が流れ、スイッチング素子は過大なストレス
を受けることになるからである。
【００１２】これを防ぐために、駆動パルスの時比率を
小さくすればよいかというと、必ずしもそういう訳では
ない。重負荷時には、一次側からみたインピーダンスが
負荷抵抗と動作周波数の影響で誘導性から容量性へと変
化するために、一次側の共振回路に流れる共振電流は、
無負荷時や軽負荷時に比べ電流位相が進んだ状態とな
る。このときは、すぐにスイッチング素子に正方向に電
流が流れることが必要となり、転流期間である期間ｂが
短くなる。しかし、もし時比率を小さくして駆動パルス
幅が狭くされているときには、該転流後の電流は行き場
を失い、不連続モードの動作となってしまう。
小さくすればよいかというと、必ずしもそういう訳では
ない。重負荷時には、一次側からみたインピーダンスが
負荷抵抗と動作周波数の影響で誘導性から容量性へと変
化するために、一次側の共振回路に流れる共振電流は、
無負荷時や軽負荷時に比べ電流位相が進んだ状態とな
る。このときは、すぐにスイッチング素子に正方向に電
流が流れることが必要となり、転流期間である期間ｂが
短くなる。しかし、もし時比率を小さくして駆動パルス
幅が狭くされているときには、該転流後の電流は行き場
を失い、不連続モードの動作となってしまう。
【００１３】このことは共振モードを利用したゼロクロ
ススイッチング状態からの逸脱となり、これもスイッチ
ング素子に対して過大なストレスとなる。よって、電流
位相の進んだ動作状態においては、先に述べた状態とは
対照的に、時比率を大きくして充分なパルス幅で駆動す
る必要がある。
ススイッチング状態からの逸脱となり、これもスイッチ
ング素子に対して過大なストレスとなる。よって、電流
位相の進んだ動作状態においては、先に述べた状態とは
対照的に、時比率を大きくして充分なパルス幅で駆動す
る必要がある。
【００１４】以上の動作を鑑みて、これらの問題に対処
するために、（Ａ）図９に示すように時比率を動作状態
に応じて切り替える方法、（Ｂ）図１０に示すように前
記外づけ容量の充放電期間を検出してその間スイッチン
グ素子の駆動端子を強制的に引き抜く方法、（Ｃ）図１
２に示すように発振周波数に応じて時比率を変化させ休
止期間を確保する方法などが知られている。
するために、（Ａ）図９に示すように時比率を動作状態
に応じて切り替える方法、（Ｂ）図１０に示すように前
記外づけ容量の充放電期間を検出してその間スイッチン
グ素子の駆動端子を強制的に引き抜く方法、（Ｃ）図１
２に示すように発振周波数に応じて時比率を変化させ休
止期間を確保する方法などが知られている。
【００１５】図９に示す方法（Ａ）は、スタンバイトラ
ンス７’と主トランス７の２つのトランスを設け、スタ
ンバイ時には主トランス共振系をスイッチＳにより切り
放して待機状態とし、重負荷時等には主トランス７に発
生するパルスをパルス検出器（PULSE Det.）により検出
し、該検出出力に応じて、図１１に示すような電圧−時
比率特性を持つ時比率決定回路（Duty Limit）の入力電
圧ＶＡを切り替えることにより、軽負荷時および重負荷
時における各々の時比率を独立に設定するようにしたも
のである。このように構成することにより、軽負荷時に
は高い入力電圧ＶＡを選択して時比率決定回路に印加
し、スイッチング素子２および３の駆動パルスの時比率
を小さくし、重負荷時には、低い入力電圧ＶＡを時比率
決定回路に印加して時比率を大きくすることにより、前
述した問題点を回避するものである。
ンス７’と主トランス７の２つのトランスを設け、スタ
ンバイ時には主トランス共振系をスイッチＳにより切り
放して待機状態とし、重負荷時等には主トランス７に発
生するパルスをパルス検出器（PULSE Det.）により検出
し、該検出出力に応じて、図１１に示すような電圧−時
比率特性を持つ時比率決定回路（Duty Limit）の入力電
圧ＶＡを切り替えることにより、軽負荷時および重負荷
時における各々の時比率を独立に設定するようにしたも
のである。このように構成することにより、軽負荷時に
は高い入力電圧ＶＡを選択して時比率決定回路に印加
し、スイッチング素子２および３の駆動パルスの時比率
を小さくし、重負荷時には、低い入力電圧ＶＡを時比率
決定回路に印加して時比率を大きくすることにより、前
述した問題点を回避するものである。
【００１６】図１０に示す方法（Ｂ）は、スイッチング
素子両端容量１０および１１にそれぞれ直列接続された
インピーダンス素子１２および１３の両端電圧を検出
し、等価的に該容量の充放電期間を検出して、その間は
スイッチング素子２、３の駆動端子に接続されたパルス
制限スイッチング素子２２あるいは２２’を短絡させて
強制的にスイッチング素子２あるいは３の駆動を停止さ
せるというものである。すなわち、インピーダンス素子
１２あるいは１３に充電あるいは放電電流が流れている
ときにおけるスイッチング素子２あるいは３の駆動を停
止させることにより、図８に示すようなスイッチング素
子両端電圧が残っているときにおけるスイッチング素子
の駆動を防止しようというものである。
素子両端容量１０および１１にそれぞれ直列接続された
インピーダンス素子１２および１３の両端電圧を検出
し、等価的に該容量の充放電期間を検出して、その間は
スイッチング素子２、３の駆動端子に接続されたパルス
制限スイッチング素子２２あるいは２２’を短絡させて
強制的にスイッチング素子２あるいは３の駆動を停止さ
せるというものである。すなわち、インピーダンス素子
１２あるいは１３に充電あるいは放電電流が流れている
ときにおけるスイッチング素子２あるいは３の駆動を停
止させることにより、図８に示すようなスイッチング素
子両端電圧が残っているときにおけるスイッチング素子
の駆動を防止しようというものである。
【００１７】また、方法（Ｃ）は、図１２に示す周波数
−時比率特性を有する時比率決定回路の出力を用いて、
スイッチング素子２および３を駆動する方法である。す
なわち、スイッチング素子駆動信号を生成するための発
振器の発振周波数が高いときには時比率を小さくし、発
振周波数が低いときには時比率を大きくすることによ
り、前述したような問題点を回避しようとするものであ
る。
−時比率特性を有する時比率決定回路の出力を用いて、
スイッチング素子２および３を駆動する方法である。す
なわち、スイッチング素子駆動信号を生成するための発
振器の発振周波数が高いときには時比率を小さくし、発
振周波数が低いときには時比率を大きくすることによ
り、前述したような問題点を回避しようとするものであ
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、（Ａ）
の時比率を動作状態に応じて切り替える方法は、時比率
が連続的値をとることができないため、より広範囲な入
力電圧に対応することが難しいという問題点がある。
の時比率を動作状態に応じて切り替える方法は、時比率
が連続的値をとることができないため、より広範囲な入
力電圧に対応することが難しいという問題点がある。
【００１９】また、（Ｂ）の外付け容量の充放電期間を
検出してその間スイッチング素子の駆動端子を強制的に
引き抜く方法では、直接駆動端子電位を吸い込む為にあ
る程度のパワーが必要となり、部品の小型化及び損失の
面で不利である。また、その吸い込みにバイポーラトラ
ンジスタを用いた場合には、蓄積時間等によるスイッチ
ング時間の遅れあるいは飽和電圧による動作不確実性が
存在する。さらに、ブリッジコンバーターにおいては、
上下アームのスイッチング素子駆動電圧を独立に引き抜
く必要があり、上アーム駆動電圧引き抜き回路を設ける
ということは高電位部分でのスイッチングノイズ源が増
加することにほかならず、輻射妨害の点で不利になる。
検出してその間スイッチング素子の駆動端子を強制的に
引き抜く方法では、直接駆動端子電位を吸い込む為にあ
る程度のパワーが必要となり、部品の小型化及び損失の
面で不利である。また、その吸い込みにバイポーラトラ
ンジスタを用いた場合には、蓄積時間等によるスイッチ
ング時間の遅れあるいは飽和電圧による動作不確実性が
存在する。さらに、ブリッジコンバーターにおいては、
上下アームのスイッチング素子駆動電圧を独立に引き抜
く必要があり、上アーム駆動電圧引き抜き回路を設ける
ということは高電位部分でのスイッチングノイズ源が増
加することにほかならず、輻射妨害の点で不利になる。
【００２０】さらに、周波数によって時比率が固定され
てしまう（Ｃ）の方法では、動作周波数範囲を変えてし
まうと本来充分なパルス幅が必要となる重負荷時におい
てもパルス幅が制限されてしまうこととなるため、動作
周波数に対する汎用性が少なく、設計自由度が狭く、部
品共通化も阻害されることとなる。且つ、広い負荷範囲
で用いる場合、周波数が高い軽負荷モードでも最適なパ
ルス幅は得られないという問題点がある。
てしまう（Ｃ）の方法では、動作周波数範囲を変えてし
まうと本来充分なパルス幅が必要となる重負荷時におい
てもパルス幅が制限されてしまうこととなるため、動作
周波数に対する汎用性が少なく、設計自由度が狭く、部
品共通化も阻害されることとなる。且つ、広い負荷範囲
で用いる場合、周波数が高い軽負荷モードでも最適なパ
ルス幅は得られないという問題点がある。
【００２１】そこで、本発明は、全ての発振可能周波
数、かつ、いかなる共振インピーダンスにおいても損失
の増加しない、簡単な構成の、時比率をダイナミックに
最適化することができるパルス幅制限回路を提供するこ
とを目的とする。
数、かつ、いかなる共振インピーダンスにおいても損失
の増加しない、簡単な構成の、時比率をダイナミックに
最適化することができるパルス幅制限回路を提供するこ
とを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の駆動パルス出力制限回路は、入力電圧源か
らの入力電圧を接地側及び非接地側のスイッチング素子
で交互にスイッチングすることにより、変成器の出力側
に所望のエネルギーを伝達するスイッチングコンバータ
ーの駆動パルス出力制限回路において、前記スイッチン
グ素子のそれぞれの両端に接続された、コンデンサとイ
ンピーダンス素子とを直列に接続した接地側及び非接地
側のスナバ回路と、前記接地側のスナバ回路の前記接地
側のインピーダンス素子に流れる充電電流を該インピー
ダンス素子に発生する正電圧を検出することにより検出
して、検出信号を出力する比較器を備えた充電電流検出
回路と、前記接地側のスナバ回路の前記接地側のインピ
ーダンス素子に流れる放電電流を該インピーダンス素子
に発生する負電圧を検出することにより検出して、検出
信号を出力する比較器を備えた放電電流検出回路と、前
記充電電流検出回路及び放電電流検出回路の前記検出信
号の出力によって、パルス電圧が発生している側の前記
接地側又は非接地側のスイッチング素子に対する駆動回
路出力を禁止する駆動パルス制限手段とを有するもので
ある。さらに、前記インピーダンス素子の両端に発生す
る電圧をトランスによって任意の値に変換することがで
きるものである。
に、本発明の駆動パルス出力制限回路は、入力電圧源か
らの入力電圧を接地側及び非接地側のスイッチング素子
で交互にスイッチングすることにより、変成器の出力側
に所望のエネルギーを伝達するスイッチングコンバータ
ーの駆動パルス出力制限回路において、前記スイッチン
グ素子のそれぞれの両端に接続された、コンデンサとイ
ンピーダンス素子とを直列に接続した接地側及び非接地
側のスナバ回路と、前記接地側のスナバ回路の前記接地
側のインピーダンス素子に流れる充電電流を該インピー
ダンス素子に発生する正電圧を検出することにより検出
して、検出信号を出力する比較器を備えた充電電流検出
回路と、前記接地側のスナバ回路の前記接地側のインピ
ーダンス素子に流れる放電電流を該インピーダンス素子
に発生する負電圧を検出することにより検出して、検出
信号を出力する比較器を備えた放電電流検出回路と、前
記充電電流検出回路及び放電電流検出回路の前記検出信
号の出力によって、パルス電圧が発生している側の前記
接地側又は非接地側のスイッチング素子に対する駆動回
路出力を禁止する駆動パルス制限手段とを有するもので
ある。さらに、前記インピーダンス素子の両端に発生す
る電圧をトランスによって任意の値に変換することがで
きるものである。
【００２３】したがって、上記スイッチング素子の両端
におけるパルス電圧の存在を主スイッチング素子両端或
いはインピーダンス素子又はトランス巻線に発生するパ
ルス電圧を監視することによって検出し、駆動パルス出
力が出ている期間においても、スイッチング素子のパル
ス駆動を禁止することができる。
におけるパルス電圧の存在を主スイッチング素子両端或
いはインピーダンス素子又はトランス巻線に発生するパ
ルス電圧を監視することによって検出し、駆動パルス出
力が出ている期間においても、スイッチング素子のパル
ス駆動を禁止することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。この図において、図９に示した
従来技術と同じ構成要素については同一番号を付し、そ
の詳細な説明は省略する。図１において、３０は高圧側
パルス制限回路、３１は低圧側パルス制限回路であり、
いずれもＡＮＤ回路で構成されている。３２は容量１１
とインピーダンス素子１３とで構成されるスナバ回路に
おける充電電流を検出するための充電電流検出回路であ
り、コンパレーター３３と基準電圧源３４とから構成さ
れている。３５は前記スナバ回路における放電電流を検
出するための放電電流検出回路であり、コンパレーター
３６、基準電圧源３７、抵抗３８およびツェナーダイオ
ード３９とから構成されている。
態を示す回路図である。この図において、図９に示した
従来技術と同じ構成要素については同一番号を付し、そ
の詳細な説明は省略する。図１において、３０は高圧側
パルス制限回路、３１は低圧側パルス制限回路であり、
いずれもＡＮＤ回路で構成されている。３２は容量１１
とインピーダンス素子１３とで構成されるスナバ回路に
おける充電電流を検出するための充電電流検出回路であ
り、コンパレーター３３と基準電圧源３４とから構成さ
れている。３５は前記スナバ回路における放電電流を検
出するための放電電流検出回路であり、コンパレーター
３６、基準電圧源３７、抵抗３８およびツェナーダイオ
ード３９とから構成されている。
【００２５】図２は図１に示した実施形態における各部
の動作波形図である。図２において、（イ）は図１にお
けるａ点の電圧、（ロ）はｂ点の電圧、（ハ）はスイッ
チング素子２の端子間電圧、（ニ）はスイッチング素子
３の端子間電圧、（ホ）はｃ点の電圧、（ヘ）はｄ点の
電圧、（ト）はｅ点の電圧、（チ）はｆ点の電圧、
（リ）はｇ点の電圧、（ヌ）は励磁インダクタンスであ
る共振インダクタンス６に流れる電流である。
の動作波形図である。図２において、（イ）は図１にお
けるａ点の電圧、（ロ）はｂ点の電圧、（ハ）はスイッ
チング素子２の端子間電圧、（ニ）はスイッチング素子
３の端子間電圧、（ホ）はｃ点の電圧、（ヘ）はｄ点の
電圧、（ト）はｅ点の電圧、（チ）はｆ点の電圧、
（リ）はｇ点の電圧、（ヌ）は励磁インダクタンスであ
る共振インダクタンス６に流れる電流である。
【００２６】この図２を参照しながら、図１の回路の動
作を説明する。スイッチング素子２が導通していて、そ
れが時刻ｔ１で開放される直前においては、入力電圧源
１からスイッチング素子２、共振コンデンサ４、共振イ
ンダクタンス５、共振インダクタンス６とトランス７の
並列回路を通り入力電圧源１に戻る経路で共振電流が流
れている。
作を説明する。スイッチング素子２が導通していて、そ
れが時刻ｔ１で開放される直前においては、入力電圧源
１からスイッチング素子２、共振コンデンサ４、共振イ
ンダクタンス５、共振インダクタンス６とトランス７の
並列回路を通り入力電圧源１に戻る経路で共振電流が流
れている。
【００２７】時刻ｔ１でスイッチング素子２が開放され
ると、共振電流は、共振コンデンサ４から共振インダク
タンス５、共振インダクタンス６（又は共振インダクタ
ンス６とトランス７の並列回路に分流しながら）、イン
ピーダンス素子１３、容量１１を通って共振コンデンサ
に戻る経路と、共振コンデンサ４から共振インダクタン
ス５、共振インダクタンス６（又は共振インダクタンス
６とトランス７の並列回路に分流しながら）、入力電圧
源１、容量１０、インピーダンス素子１２を通って共振
コンデンサ４に戻る経路とを流れ、容量１１の放電と容
量１０の充電とが行われる。このとき、ｈ点の電圧は電
源電圧から次第に低下し、これはダイオード９が順方向
にバイアスされて導通するｔ３の時刻まで続く。
ると、共振電流は、共振コンデンサ４から共振インダク
タンス５、共振インダクタンス６（又は共振インダクタ
ンス６とトランス７の並列回路に分流しながら）、イン
ピーダンス素子１３、容量１１を通って共振コンデンサ
に戻る経路と、共振コンデンサ４から共振インダクタン
ス５、共振インダクタンス６（又は共振インダクタンス
６とトランス７の並列回路に分流しながら）、入力電圧
源１、容量１０、インピーダンス素子１２を通って共振
コンデンサ４に戻る経路とを流れ、容量１１の放電と容
量１０の充電とが行われる。このとき、ｈ点の電圧は電
源電圧から次第に低下し、これはダイオード９が順方向
にバイアスされて導通するｔ３の時刻まで続く。
【００２８】このｔ１からｔ３までの期間のｈ点の電位
の低下に対応して、スイッチング素子２及びスイッチン
グ素子３の端子間電圧は図２の（ハ）及び（ニ）に示す
ようになる。また、このｔ１からｔ３の期間はインピー
ダンス素子１３に容量１１の放電電流が流れ、ｃ点には
図２の（ホ）に示すような負電圧が発生している。
の低下に対応して、スイッチング素子２及びスイッチン
グ素子３の端子間電圧は図２の（ハ）及び（ニ）に示す
ようになる。また、このｔ１からｔ３の期間はインピー
ダンス素子１３に容量１１の放電電流が流れ、ｃ点には
図２の（ホ）に示すような負電圧が発生している。
【００２９】そこでこのｃ点の電位を、スナバ回路の放
電電流検出回路３５の中で一方が適当なプラスの電位に
固定された抵抗３８とツェナーダイオード３９の直列回
路によって、正電位にレベルシフトしてコンパレーター
３６の非反転入力端子に接続し、同時にコンパレーター
３６の反転入力端子は適当な電位に設定された基準電圧
源３７に接続しておくことによって、ｅ点には図２の
（ト）に示すような信号が発生する。
電電流検出回路３５の中で一方が適当なプラスの電位に
固定された抵抗３８とツェナーダイオード３９の直列回
路によって、正電位にレベルシフトしてコンパレーター
３６の非反転入力端子に接続し、同時にコンパレーター
３６の反転入力端子は適当な電位に設定された基準電圧
源３７に接続しておくことによって、ｅ点には図２の
（ト）に示すような信号が発生する。
【００３０】そこで、図２の（ロ）に示すｂ点の電位、
すなわち、スイッチング素子３のパルス駆動信号とｅ点
の信号を低圧側パルス制限回路３１のＡＮＤゲートに入
力することによって、ｔ１からｔ３の期間にはスイッチ
ング素子３の駆動パルス出力は禁止され、ｇ点の電位は
図２の（リ）のようになる。
すなわち、スイッチング素子３のパルス駆動信号とｅ点
の信号を低圧側パルス制限回路３１のＡＮＤゲートに入
力することによって、ｔ１からｔ３の期間にはスイッチ
ング素子３の駆動パルス出力は禁止され、ｇ点の電位は
図２の（リ）のようになる。
【００３１】このような動作によって、時刻ｔ１にスイ
ッチング素子２が開放された後、時刻ｔ２にパルス駆動
回路１４から図２の（ロ）に示すようなスイッチング素
子３を駆動する信号は出力されていても、図２の（ト）
に示すｅ点の信号により該駆動信号は阻止されているた
めにスイッチング素子３はオンにされず、ｈ点の電位が
下がり、ダイオード９が順バイアスされる時刻ｔ３にな
るまではスイッチング素子３は導通されない。
ッチング素子２が開放された後、時刻ｔ２にパルス駆動
回路１４から図２の（ロ）に示すようなスイッチング素
子３を駆動する信号は出力されていても、図２の（ト）
に示すｅ点の信号により該駆動信号は阻止されているた
めにスイッチング素子３はオンにされず、ｈ点の電位が
下がり、ダイオード９が順バイアスされる時刻ｔ３にな
るまではスイッチング素子３は導通されない。
【００３２】このように、ｈ点の電位が充分に下がって
からスイッチング素子３が導通されるため、図８に示し
た従来例のように過電流が流れることはなく、安全にス
イッチング素子３を導通させることが出来る。
からスイッチング素子３が導通されるため、図８に示し
た従来例のように過電流が流れることはなく、安全にス
イッチング素子３を導通させることが出来る。
【００３３】次に、時刻ｔ３でダイオード９が導通し同
時にスイッチング素子３が導通すると、回路には共振コ
ンデンサ４、共振インダクタンス５、共振インダクタン
ス６とトランス７の並列回路、スイッチング素子３を通
って共振コンデンサ４に戻る経路で電流が流れる。次
に、ｔ３からｔ４の期間に前記電流は共振動作によって
反転し、同じ経路を逆方向に流れる。
時にスイッチング素子３が導通すると、回路には共振コ
ンデンサ４、共振インダクタンス５、共振インダクタン
ス６とトランス７の並列回路、スイッチング素子３を通
って共振コンデンサ４に戻る経路で電流が流れる。次
に、ｔ３からｔ４の期間に前記電流は共振動作によって
反転し、同じ経路を逆方向に流れる。
【００３４】次に、時刻ｔ４でスイッチング素子３が開
放されると、共振電流は、共振コンデンサ４からインピ
ーダンス素子１２、容量１０、入力電圧源１、共振イン
ダクタンス６とトランス７の並列回路、共振インダクタ
ンス５を通って、共振コンデンサに戻る経路と、共振コ
ンデンサ４から容量１１、インピーダンス素子１３、共
振インダクタンス６とトランス７の並列回路、共振イン
ダクタンス５を通って共振コンデンサ４に戻る経路とを
流れるようになり、容量１０の放電と容量１１の充電と
が行われる。これにより、ｈ点の電圧は次第に上昇し、
これはダイオード８が順方向にバイアスされて導通する
時刻ｔ６まで続く。
放されると、共振電流は、共振コンデンサ４からインピ
ーダンス素子１２、容量１０、入力電圧源１、共振イン
ダクタンス６とトランス７の並列回路、共振インダクタ
ンス５を通って、共振コンデンサに戻る経路と、共振コ
ンデンサ４から容量１１、インピーダンス素子１３、共
振インダクタンス６とトランス７の並列回路、共振イン
ダクタンス５を通って共振コンデンサ４に戻る経路とを
流れるようになり、容量１０の放電と容量１１の充電と
が行われる。これにより、ｈ点の電圧は次第に上昇し、
これはダイオード８が順方向にバイアスされて導通する
時刻ｔ６まで続く。
【００３５】また、このｔ４からｔ６までの期間のｈ点
の電圧の上昇に対応して、スイッチング素子２及びスイ
ッチング素子３の端子間電圧は図２の（ハ）及び（ニ）
に示すようになる。
の電圧の上昇に対応して、スイッチング素子２及びスイ
ッチング素子３の端子間電圧は図２の（ハ）及び（ニ）
に示すようになる。
【００３６】また、このｔ４からｔ６の期間には、イン
ピーダンス素子１３に容量１１の充電電流が流れ、ｃ点
には図２の（ホ）に示すような正電圧が発生している。
そこで、このｃ点の電位をスナバ回路の充電電流検出回
路３２の中のコンパレータ３３の反転入力端子に接続
し、同時にコンパレータ３３の非反転入力端子は適当な
電圧に設定された基準電圧源３４に接続しておくことに
よって、コンパレーター３３の出力ｄ点には図２の
（ヘ）に示すような信号が発生する。
ピーダンス素子１３に容量１１の充電電流が流れ、ｃ点
には図２の（ホ）に示すような正電圧が発生している。
そこで、このｃ点の電位をスナバ回路の充電電流検出回
路３２の中のコンパレータ３３の反転入力端子に接続
し、同時にコンパレータ３３の非反転入力端子は適当な
電圧に設定された基準電圧源３４に接続しておくことに
よって、コンパレーター３３の出力ｄ点には図２の
（ヘ）に示すような信号が発生する。
【００３７】そこで、図２の（イ）に示すａ点の電位、
すなわち、スイッチング素子２のパルス駆動信号とｄ点
の信号とを、高圧側パルス制限回路３０のＡＮＤゲート
に入力することによって、ｔ４からｔ６の期間にはスイ
ッチング素子２のパルス駆動信号が禁止され、ｆ点の電
位は図２の（チ）に示すようになる。このような動作に
よって、時刻ｔ４にスイッチング素子３が開放された後
に、時刻ｔ５でパルス駆動回路１４から図２の（イ）に
示すようなスイッチング素子２を駆動する信号は出力さ
れているが、図２の（ヘ）に示すｄ点の信号により阻止
されるため、ｈ点の電位が上昇してダイオード８が順バ
イアスされる時刻ｔ６になるまでスイッチング素子２は
導通されない。
すなわち、スイッチング素子２のパルス駆動信号とｄ点
の信号とを、高圧側パルス制限回路３０のＡＮＤゲート
に入力することによって、ｔ４からｔ６の期間にはスイ
ッチング素子２のパルス駆動信号が禁止され、ｆ点の電
位は図２の（チ）に示すようになる。このような動作に
よって、時刻ｔ４にスイッチング素子３が開放された後
に、時刻ｔ５でパルス駆動回路１４から図２の（イ）に
示すようなスイッチング素子２を駆動する信号は出力さ
れているが、図２の（ヘ）に示すｄ点の信号により阻止
されるため、ｈ点の電位が上昇してダイオード８が順バ
イアスされる時刻ｔ６になるまでスイッチング素子２は
導通されない。
【００３８】このように、ｈ点の電位が上昇してスイッ
チング素子２の端子間電圧が充分に下がってからスイッ
チング素子２は導通されるため、図８に示す従来例のよ
うな過電流が流れることはなく、安全にスイッチング素
子２は導通状態に入ることができる。
チング素子２の端子間電圧が充分に下がってからスイッ
チング素子２は導通されるため、図８に示す従来例のよ
うな過電流が流れることはなく、安全にスイッチング素
子２は導通状態に入ることができる。
【００３９】次に、時刻ｔ６でダイオード８が導通し、
同時にスイッチング素子２が導通すると、回路には、共
振コンデンサ４、スイッチング素子２、入力電圧源１、
共振インダクタンス６とトランス７の並列回路、共振イ
ンダクタンス５を通って共振コンデンサ４に戻る経路
で、電流が流れる。次に、ｔ６からｔ７の期間に、前記
共振電流は共振動作によって反転し、同じ経路を逆方向
に流れる。以後、ｔ１からｔ７の動作が繰り返されるこ
ととなる。
同時にスイッチング素子２が導通すると、回路には、共
振コンデンサ４、スイッチング素子２、入力電圧源１、
共振インダクタンス６とトランス７の並列回路、共振イ
ンダクタンス５を通って共振コンデンサ４に戻る経路
で、電流が流れる。次に、ｔ６からｔ７の期間に、前記
共振電流は共振動作によって反転し、同じ経路を逆方向
に流れる。以後、ｔ１からｔ７の動作が繰り返されるこ
ととなる。
【００４０】このようにして、パルス駆動回路１４から
スイッチング素子を導通させる駆動パルスが出力されて
も、容量１１の充電電流あるいは放電電流が流れている
期間中は当該スイッチング素子の導通を阻止し、容量１
１の充電あるいは放電が終了してダイオード８あるいは
９がオン状態となりスイッチング素子の端子間電圧が充
分に低下した後に、当該スイッチング素子を導通させる
ことができる。したがって、発振周波数や負荷インピー
ダンスの大きさに関わらず、常に、スイッチング損失を
非常に小さいものとすることができる。
スイッチング素子を導通させる駆動パルスが出力されて
も、容量１１の充電電流あるいは放電電流が流れている
期間中は当該スイッチング素子の導通を阻止し、容量１
１の充電あるいは放電が終了してダイオード８あるいは
９がオン状態となりスイッチング素子の端子間電圧が充
分に低下した後に、当該スイッチング素子を導通させる
ことができる。したがって、発振周波数や負荷インピー
ダンスの大きさに関わらず、常に、スイッチング損失を
非常に小さいものとすることができる。
【００４１】なお、上述した実施形態においては、スナ
バコンデンサに直列に接続されたインピーダンス素子に
発生する電圧により、充放電期間であることを検出して
いるが、これに限られることはなく、他の方法によって
も行うことができる。例えば、スイッチング素子の両端
の電圧を直接に充電電流検出回路３２および放電電流検
出回路３５に印加するようにしてもよい。
バコンデンサに直列に接続されたインピーダンス素子に
発生する電圧により、充放電期間であることを検出して
いるが、これに限られることはなく、他の方法によって
も行うことができる。例えば、スイッチング素子の両端
の電圧を直接に充電電流検出回路３２および放電電流検
出回路３５に印加するようにしてもよい。
【００４２】また、図３に示すように、トランスを有す
るインピーダンス素子を前記充放電期間の検出に用いる
こともできる。この図において、４０はトランスを有す
るインピーダンス素子、４１はトランスである。この回
路において、インピーダンス素子１３に発生する電圧は
トランス４１の１次側に印加され、トランス４１の２次
側には、巻線比に対応した電圧が発生される。この２次
側の電圧をインピーダンス素子を介して、充電電流検出
回路３２および放電電流検出回路３５に入力することに
より、前述した場合と同様に動作させることができる。
この場合、トランス４１の１次２次巻線比を変化させる
ことによって、インピーダンス素子に発生した電圧を任
意の値に変換することができ、その後の信号処理を容易
に行うことが可能となる。
るインピーダンス素子を前記充放電期間の検出に用いる
こともできる。この図において、４０はトランスを有す
るインピーダンス素子、４１はトランスである。この回
路において、インピーダンス素子１３に発生する電圧は
トランス４１の１次側に印加され、トランス４１の２次
側には、巻線比に対応した電圧が発生される。この２次
側の電圧をインピーダンス素子を介して、充電電流検出
回路３２および放電電流検出回路３５に入力することに
より、前述した場合と同様に動作させることができる。
この場合、トランス４１の１次２次巻線比を変化させる
ことによって、インピーダンス素子に発生した電圧を任
意の値に変換することができ、その後の信号処理を容易
に行うことが可能となる。
【００４３】さらに、図４に示すように、出力トランス
巻線により充放電電圧を検出することもできる。すなわ
ち、実験から、出力トランスの巻線にはｈ点の電位と同
様のパルス電圧が発生していることが確認されており、
図４に示すように、出力トランスに設けた巻線から検出
した電圧を３２または３５の検出回路に入力することに
よって、図１に示した第１の実施形態の場合と同等の効
果を得ることが出来るものである。
巻線により充放電電圧を検出することもできる。すなわ
ち、実験から、出力トランスの巻線にはｈ点の電位と同
様のパルス電圧が発生していることが確認されており、
図４に示すように、出力トランスに設けた巻線から検出
した電圧を３２または３５の検出回路に入力することに
よって、図１に示した第１の実施形態の場合と同等の効
果を得ることが出来るものである。
【００４４】なお、今までの説明においては他励式のコ
ンバータ回路を例にとって説明してきたが、これに限ら
れることはなく、自励式のコンバータ回路にも全く同様
に適用することができる。同様に、ハーフブリッジ方式
に限らず、フルブリッジ方式のコンバータ回路にも適用
することができる。
ンバータ回路を例にとって説明してきたが、これに限ら
れることはなく、自励式のコンバータ回路にも全く同様
に適用することができる。同様に、ハーフブリッジ方式
に限らず、フルブリッジ方式のコンバータ回路にも適用
することができる。
【００４５】
【発明の効果】本発明は、上記のように構成されている
ので、スイッチングコンバーター回路において、全ての
発振可能周波数および全てのインピーダンス条件に対し
てスイッチング素子をその端子間電圧が約０ボルトまで
下がってから導通させるようなスイッチング動作にする
ことが出来るため、過大サージ電流によるスイッチング
素子への電気的ストレスを追放することができ、あらゆ
る条件においてスイッチング損失の非常に小さな理想的
な動作を安価に実現することができる。
ので、スイッチングコンバーター回路において、全ての
発振可能周波数および全てのインピーダンス条件に対し
てスイッチング素子をその端子間電圧が約０ボルトまで
下がってから導通させるようなスイッチング動作にする
ことが出来るため、過大サージ電流によるスイッチング
素子への電気的ストレスを追放することができ、あらゆ
る条件においてスイッチング損失の非常に小さな理想的
な動作を安価に実現することができる。
【００４６】また、動作可能周波数範囲が飛躍的に広が
り、スイッチングレギュレーターにおいては、広大な制
御範囲つまり広い入力電圧範囲及び広い負荷電流変化範
囲に対応することが可能となる。特に、電流共振ブリッ
ジコンバーターのような共振モードを積極的に用いたコ
ンバーターにおいては、前記スイッチング素子へのスト
レス低減化の達成及び動作可能周波数範囲の拡大によ
り、制御範囲の拡大を達成することが可能となる。
り、スイッチングレギュレーターにおいては、広大な制
御範囲つまり広い入力電圧範囲及び広い負荷電流変化範
囲に対応することが可能となる。特に、電流共振ブリッ
ジコンバーターのような共振モードを積極的に用いたコ
ンバーターにおいては、前記スイッチング素子へのスト
レス低減化の達成及び動作可能周波数範囲の拡大によ
り、制御範囲の拡大を達成することが可能となる。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１の回路における動作波形タイミング図であ
る。
る。
【図３】トランスを有するインピーダンス素子を説明す
るための図である。
るための図である。
【図４】出力トランス巻線による電圧検出方法を説明す
るための図である。
るための図である。
【図５】電流共振ブリッジコンバーターの原理を示す図
である。
である。
【図６】図５の原理図の動作波形タイミング図である。
【図７】軽負荷時の動作波形タイミング図である。
【図８】パルス幅過剰の時の軽負荷時動作波形タイミン
グ図である。
グ図である。
【図９】第１の従来技術を示すブロック図である。
【図１０】第２の従来技術の電圧検出・パルス幅制限回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図１１】第１の従来技術におけるパルス幅と電圧の関
係図である。
係図である。
【図１２】第３の従来技術におけるパルス幅と周波数の
関係図である。
関係図である。
１ 入力電圧源
２、３ 主スイッチング素子
４ 共振コンデンサ
５ 共振インダクタンス
６ 共振インダクタンス
７ 主理想トランス
８、９ 転流ダイオード
１０、１１ 両端容量
１２、１３ インピーダンス素子
１４ パルス駆動回路
１５ 発振器
１６ スイッチング素子の許容導通期間
１７ 過大電流
１８ 共振コンデンサ
１９、２０ 共振インダクタンス
２２ パルス制限スイッチング素子
３０ 高圧側パルス制限回路
３１ 低圧側パルス制限回路
３２ スナバ回路の充電電流検出回路
３３、３６ コンパレーター
３４、３７ 基準電圧源
３５ スナバ回路の放電電流検出回路
３８ 抵抗
３９ ツェナーダイオード
４０ トランスを有するインピーダンス素子
４１ トランス
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｍ 7/537 Ｈ０２Ｍ 7/537 Ｃ
(72)発明者 渡辺 晴夫
東京都千代田区大手町２丁目２番１号
新大手町ビル 新電元工業株式会社内
(72)発明者 狩井 健
東京都千代田区大手町２丁目２番１号
新大手町ビル 新電元工業株式会社内
(72)発明者 堀口 健治
東京都千代田区大手町２丁目２番１号
新大手町ビル 新電元工業株式会社内
(72)発明者 小林 義則
東京都千代田区大手町２丁目２番１号
新大手町ビル 新電元工業株式会社内
(56)参考文献 特開 平６−22549（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−253536（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
G05F 1/10
H02M 3/335
H02M 7/48
H02M 7/537
Claims (2)
- 【請求項１】 入力電圧源からの入力電圧を接地側及び
非接地側のスイッチング素子で交互にスイッチングする
ことにより、変成器の出力側に所望のエネルギーを伝達
するスイッチングコンバーターの駆動パルス出力制限回
路において、 前記スイッチング素子のそれぞれの両端に接続された、
コンデンサとインピーダンス素子とを直列に接続した接
地側及び非接地側のスナバ回路と、 前記接地側のスナバ回路の前記接地側のインピーダンス
素子に流れる充電電流を該インピーダンス素子に発生す
る正電圧を検出することにより検出して、検出信号を出
力する比較器を備えた充電電流検出回路と、 前記接地側のスナバ回路の前記接地側のインピーダンス
素子に流れる放電電流を該インピーダンス素子に発生す
る負電圧を検出することにより検出して、検出信号を出
力する比較器を備えた放電電流検出回路と、 前記充電電流検出回路及び放電電流検出回路の前記検出
信号の出力によって、パルス電圧が発生している側の前
記接地側又は非接地側の スイッチング素子に対する駆動
回路出力を禁止する駆動パルス制限手段と、 を有することを特徴とする駆動パルス出力制限回路。 - 【請求項２】 前記インピーダンス素子の両端に発生す
る電圧をトランスによって任意の値に変換することがで
きるようになされていることを特徴とする請求項１記載
の駆動パルス出力制限回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22275195A JP3459142B2 (ja) | 1995-08-09 | 1995-08-09 | 駆動パルス出力制限回路 |
| DE69618870T DE69618870T2 (de) | 1995-08-09 | 1996-07-23 | Treiberimpuls-Begrenzerschaltung |
| EP96111847A EP0758160B1 (en) | 1995-08-09 | 1996-07-23 | Driving pulse limiting circuit |
| ES96111847T ES2168416T3 (es) | 1995-08-09 | 1996-07-23 | Circuito limitador de impulsos de activacion. |
| US08/690,933 US5761055A (en) | 1995-08-09 | 1996-08-01 | Driving pulse output limiting circuit |
| KR1019960032970A KR970013697A (ko) | 1995-08-09 | 1996-08-08 | 구동 펄스 출력 제한 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
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