JP2628204B2 - 直列共振コンバータの駆動方法 - Google Patents
直列共振コンバータの駆動方法Info
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- JP2628204B2 JP2628204B2 JP29785888A JP29785888A JP2628204B2 JP 2628204 B2 JP2628204 B2 JP 2628204B2 JP 29785888 A JP29785888 A JP 29785888A JP 29785888 A JP29785888 A JP 29785888A JP 2628204 B2 JP2628204 B2 JP 2628204B2
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- Japan
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- switching element
- circuit
- resonance
- output
- transformer
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はスイッチング素子の動作周波数を高めて共
振電流のピーク値を低減した低損失で低雑音な直列共振
コンバータの駆動方法に関するものである。
振電流のピーク値を低減した低損失で低雑音な直列共振
コンバータの駆動方法に関するものである。
「従来の技術」 直流電圧を極性の異なったあるいは電圧値の異なった
直流電圧に変換する回路には小形・軽量化、高効率化を
狙いとしてDC-DCコンバータが適用されている。DC-DCコ
ンバータでは変換周波数を高めることにより、トランス
や出力フィルタの小形・軽量化を図ることが可能であ
る。
直流電圧に変換する回路には小形・軽量化、高効率化を
狙いとしてDC-DCコンバータが適用されている。DC-DCコ
ンバータでは変換周波数を高めることにより、トランス
や出力フィルタの小形・軽量化を図ることが可能であ
る。
現在、最も多く使用されているDC-DCコンバータの回
路形式は、スイッチング素子を流れる電流をスイッチン
グ素子をオフさせることにより強制的に遮断するフォワ
ードタイプあるいはフライバックタイプである。これら
の回路形式では高周波化する際に以下のような問題があ
る。
路形式は、スイッチング素子を流れる電流をスイッチン
グ素子をオフさせることにより強制的に遮断するフォワ
ードタイプあるいはフライバックタイプである。これら
の回路形式では高周波化する際に以下のような問題があ
る。
（１）スイッチング素子のターンオン時は整流用ダイオ
ードのリカバリ電流によるスパイク状の電流が流れるた
め、ターンオン時の損失や雑音が大きい。
ードのリカバリ電流によるスパイク状の電流が流れるた
め、ターンオン時の損失や雑音が大きい。
（２）スイッチング素子のターンオフ時の負荷はトラン
スのリーケージインダクタンスや回路に分布するインダ
クタンス成分により誘導性となるため、スイッチング素
子やスナバ回路での損失が大きい。
スのリーケージインダクタンスや回路に分布するインダ
クタンス成分により誘導性となるため、スイッチング素
子やスナバ回路での損失が大きい。
これらの問題のため現状では出力容量が100W程度までは
スイッチング素子にMOS-FETを用いても、変換周波数は5
00kHz程度、1kW以上では100kHz程度が限界とされてい
る。さらに変換周波数を高めるためにはスイッチング素
子、整流素子の特性改善、リーケージインダクタンスの
少ないトランスの製造法、浮遊インダクタンスの少ない
部品の実装法、スナバ回路の低損失化など検討すべき項
目が多い。このためコンデンサとインダクタによりスイ
ッチング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッ
チング素子での損失を低減できるDC-DCコンバータの検
討が盛んに行われるようになった。このDC-DCコンバー
タの回路形式は直列共振コンバータと呼ばれている。一
般的に検討されている直列共振コンバータの回路構成を
第４図に示す。直流電源１の両端に、スイッチング素子
2,3（例としてIGBT:Insulated Gate Bipolar Transisto
r）の直列回路が接続され、更に帰還用ダイオード4,5の
直列回路が接続され、また共振用コンデンサ7,8の直列
回路が接続される。帰還用ダイオード4,5の接続点と、
共振用コンデンサ7,8の接続点との間に共振用インダク
タ６が接続され、スイッチング素子2,3の接続点と、帰
還用ダイオード4,5の接続点との間にトランス９が接続
される。トランス９の二次巻線の両端に整流用ダイオー
ド10,11の一端が接続され、整流用ダイオード10,11の他
端とトランス９の二次巻線の中点との間に平滑用コンデ
ンサ12が接続され、平滑用コンデンサ12と並列に負荷抵
抗13が接続される。
スイッチング素子にMOS-FETを用いても、変換周波数は5
00kHz程度、1kW以上では100kHz程度が限界とされてい
る。さらに変換周波数を高めるためにはスイッチング素
子、整流素子の特性改善、リーケージインダクタンスの
少ないトランスの製造法、浮遊インダクタンスの少ない
部品の実装法、スナバ回路の低損失化など検討すべき項
目が多い。このためコンデンサとインダクタによりスイ
ッチング素子を流れる電流波形を正弦波状にし、スイッ
チング素子での損失を低減できるDC-DCコンバータの検
討が盛んに行われるようになった。このDC-DCコンバー
タの回路形式は直列共振コンバータと呼ばれている。一
般的に検討されている直列共振コンバータの回路構成を
第４図に示す。直流電源１の両端に、スイッチング素子
2,3（例としてIGBT:Insulated Gate Bipolar Transisto
r）の直列回路が接続され、更に帰還用ダイオード4,5の
直列回路が接続され、また共振用コンデンサ7,8の直列
回路が接続される。帰還用ダイオード4,5の接続点と、
共振用コンデンサ7,8の接続点との間に共振用インダク
タ６が接続され、スイッチング素子2,3の接続点と、帰
還用ダイオード4,5の接続点との間にトランス９が接続
される。トランス９の二次巻線の両端に整流用ダイオー
ド10,11の一端が接続され、整流用ダイオード10,11の他
端とトランス９の二次巻線の中点との間に平滑用コンデ
ンサ12が接続され、平滑用コンデンサ12と並列に負荷抵
抗13が接続される。
スイッチング素子２をターンオンさせると、直流電源
１−スイッチング素子２−トランス９の一次巻線−共振
用インダクタ６−共振用コンデンサ８−直流電源１のル
ープと、共振用コンデンサ７−スイッチング素子２−ト
ランス９の一次巻線−共振用インダクタ６−共振用コン
デンサ７のループとで共振電流が流れる。スイッチング
素子３をターンオンさせた時は直流電源１−共振用コン
デンサ７−共振用インダクタ６−トランス９の一次巻線
−スイッチング素子３−直流電源１のループと、共振用
コンデンサ８−共振用インダクタ６−トランス９の一次
巻線−スイッチング素子３−共振用コンデンサ８のルー
プとで共振電流が流れる。トランス９の一次巻線数
（N1）と二次巻線数（N2）との比をｎ（＝N1/N2）とす
れば、トランスの二次巻線にはｎ倍の共振電流が流れる
ので、この共振電流を整流用ダイオード10及び11で整流
し平滑用コンデンサ12を充電して直流電圧を負荷抵抗13
に供給する。
１−スイッチング素子２−トランス９の一次巻線−共振
用インダクタ６−共振用コンデンサ８−直流電源１のル
ープと、共振用コンデンサ７−スイッチング素子２−ト
ランス９の一次巻線−共振用インダクタ６−共振用コン
デンサ７のループとで共振電流が流れる。スイッチング
素子３をターンオンさせた時は直流電源１−共振用コン
デンサ７−共振用インダクタ６−トランス９の一次巻線
−スイッチング素子３−直流電源１のループと、共振用
コンデンサ８−共振用インダクタ６−トランス９の一次
巻線−スイッチング素子３−共振用コンデンサ８のルー
プとで共振電流が流れる。トランス９の一次巻線数
（N1）と二次巻線数（N2）との比をｎ（＝N1/N2）とす
れば、トランスの二次巻線にはｎ倍の共振電流が流れる
ので、この共振電流を整流用ダイオード10及び11で整流
し平滑用コンデンサ12を充電して直流電圧を負荷抵抗13
に供給する。
「発明が解決しようとする課題」 このような直列共振コンバータでは出力電圧は、入力
電圧、直列共振用コンデンサのキャパシタンス、トラン
スの巻き数比ｎ、動作周波数、負荷抵抗で決まるので、
動作周波数を制御して、出力電圧を一定に保つのが一般
的である。たとえば入力電圧が低下した場合や負荷抵抗
が小さくなった場合には動作周波数を高める必要があ
る。しかしスイッチング素子１に共振電流が流れている
間にスイッチング素子２をターンオンさせると電源１を
短絡することになるので、このような駆動条件が起こら
ないような対策が必要である。さらにスイッチング素子
1,2にバイポーラトランジスタやIGBTを用いる場合に
は、スイッチング素子１の共振電流が零となった直後に
駆動信号を取り除いてもスイッチング素子１の接合は直
ちに回復せずオン状態にあるので、スイッチング素子２
に駆動信号が与えられると電源短絡が発生することにな
る。従来は同時オンを避けるためスイッチング素子１ま
たは２の電流が零であるという条件とスイッチング素子
固有のターンオフタイム（フォールタイム＋ストレージ
タイム）を見込んでスイッチング素子をターンオンさせ
ている。このターンオフタイムは素子のバラツキや温度
による変化（温度が高い場合はターンオフタイムは大き
くなる）があるため最悪値を見込む必要がある。すなわ
ち共振電流が流れている時間をT0、ターンオフタイムの
最大値をT1とすると、最大動作周波数は1/〔２（T0＋
T1）〕となる。T1は一般的に安全設計のためマージンを
みるので、マージンの分だけ動作周波数を高めることが
できない。マージンによる動作周波数の低減分による出
力容量の減少をカバーするため、共振電流のピーク値を
大きくしなければならない。ピーク値が大きくなると配
線やトランス巻線での銅損、スイッチング素子オン損失
などの損失が増大すると言う問題に波及する。
電圧、直列共振用コンデンサのキャパシタンス、トラン
スの巻き数比ｎ、動作周波数、負荷抵抗で決まるので、
動作周波数を制御して、出力電圧を一定に保つのが一般
的である。たとえば入力電圧が低下した場合や負荷抵抗
が小さくなった場合には動作周波数を高める必要があ
る。しかしスイッチング素子１に共振電流が流れている
間にスイッチング素子２をターンオンさせると電源１を
短絡することになるので、このような駆動条件が起こら
ないような対策が必要である。さらにスイッチング素子
1,2にバイポーラトランジスタやIGBTを用いる場合に
は、スイッチング素子１の共振電流が零となった直後に
駆動信号を取り除いてもスイッチング素子１の接合は直
ちに回復せずオン状態にあるので、スイッチング素子２
に駆動信号が与えられると電源短絡が発生することにな
る。従来は同時オンを避けるためスイッチング素子１ま
たは２の電流が零であるという条件とスイッチング素子
固有のターンオフタイム（フォールタイム＋ストレージ
タイム）を見込んでスイッチング素子をターンオンさせ
ている。このターンオフタイムは素子のバラツキや温度
による変化（温度が高い場合はターンオフタイムは大き
くなる）があるため最悪値を見込む必要がある。すなわ
ち共振電流が流れている時間をT0、ターンオフタイムの
最大値をT1とすると、最大動作周波数は1/〔２（T0＋
T1）〕となる。T1は一般的に安全設計のためマージンを
みるので、マージンの分だけ動作周波数を高めることが
できない。マージンによる動作周波数の低減分による出
力容量の減少をカバーするため、共振電流のピーク値を
大きくしなければならない。ピーク値が大きくなると配
線やトランス巻線での銅損、スイッチング素子オン損失
などの損失が増大すると言う問題に波及する。
この発明の目的はスイッチング素子が同時にオン状態
にならないようにスイッチング素子の接合が完全に回復
してから駆動信号を与える駆動方法を提供することであ
る。
にならないようにスイッチング素子の接合が完全に回復
してから駆動信号を与える駆動方法を提供することであ
る。
「課題を解決するための手段」 この発明はスイッチング素子を流れる電流が零になっ
たことを検出するとともに、スイッチング素子の接合が
回復したことも検出してからスイッチング素子をターン
オンさせることにより直列共振コンバータの動作周波数
を高めることを最も主要な特徴とする。
たことを検出するとともに、スイッチング素子の接合が
回復したことも検出してからスイッチング素子をターン
オンさせることにより直列共振コンバータの動作周波数
を高めることを最も主要な特徴とする。
「実施例」 以下にこの発明の実施例について説明する。第１図は
この発明の実施例の接続図であって、第４図と対応する
部分には同一符号を付けてある。この実施例においては
スイッチング素子２と並列に、スイッチング素子２の接
合の回復状態を検出する検出回路14が接続され、同様に
スイッチング素子３と並列に、スイッチング素子３の接
合の回復状態を検出する検出回路15が接続される。スイ
ッチング素子２と直列に、スイッチング素子２を流れる
電流を検出する検出回路16が挿入され、スイッチング素
子３と直列に、スイッチング素子３を流れる電流を検出
する検出回路17が挿入される。
この発明の実施例の接続図であって、第４図と対応する
部分には同一符号を付けてある。この実施例においては
スイッチング素子２と並列に、スイッチング素子２の接
合の回復状態を検出する検出回路14が接続され、同様に
スイッチング素子３と並列に、スイッチング素子３の接
合の回復状態を検出する検出回路15が接続される。スイ
ッチング素子２と直列に、スイッチング素子２を流れる
電流を検出する検出回路16が挿入され、スイッチング素
子３と直列に、スイッチング素子３を流れる電流を検出
する検出回路17が挿入される。
次に回路の動作を説明する。スイッチング素子２をタ
ーンオンさせると、直流電源１−スイッチング素子２−
トランス９の一次巻線−共振用インダクタ６−共振用コ
ンデンサ８−直流電源１のループと、共振用コンデンサ
７−スイッチング素子２−トランス９の一次巻線−共振
用インダクタ６−共振用コンデンサ７のループで共振電
流が流れる。共振電流が流れている間はスイッチング素
子２に駆動信号を与えておく必要がある。この発明によ
る駆動信号発生回路のブロック図を第２図に、駆動信号
波形を第３図に示す。第２図において発振回路18の出力
ｅは振り分け回路19でe1とe2とに分けられ、それらはAN
D1回路及びAND2回路へ供給される。検出回路14,15の検
出出力c,dはAND1回路、AND2回路へそれぞれ供給され、A
ND1回路の出力ｇ、AND2回路の出力ｆはOR1回路、OR2回
路へ供給される。検出回路16,17の出力a,bはOR1回路、O
R2回路へ供給される。OR1回路の出力ｈ、OR2回路の出力
ｉがそれぞれスイッチング素子2,3の駆動信号となる。
ーンオンさせると、直流電源１−スイッチング素子２−
トランス９の一次巻線−共振用インダクタ６−共振用コ
ンデンサ８−直流電源１のループと、共振用コンデンサ
７−スイッチング素子２−トランス９の一次巻線−共振
用インダクタ６−共振用コンデンサ７のループで共振電
流が流れる。共振電流が流れている間はスイッチング素
子２に駆動信号を与えておく必要がある。この発明によ
る駆動信号発生回路のブロック図を第２図に、駆動信号
波形を第３図に示す。第２図において発振回路18の出力
ｅは振り分け回路19でe1とe2とに分けられ、それらはAN
D1回路及びAND2回路へ供給される。検出回路14,15の検
出出力c,dはAND1回路、AND2回路へそれぞれ供給され、A
ND1回路の出力ｇ、AND2回路の出力ｆはOR1回路、OR2回
路へ供給される。検出回路16,17の出力a,bはOR1回路、O
R2回路へ供給される。OR1回路の出力ｈ、OR2回路の出力
ｉがそれぞれスイッチング素子2,3の駆動信号となる。
まずｔ＝t0で発振回路18の出力ｅが発生したとする
と、振り分け回路19によりe1が得られ、この信号e1と検
出回路15をAND1回路に入力し信号ｆを作る。この信号ｆ
でスイッチング素子２のターンオンさせる。振り分け回
路19の出力e1の幅は共振電流の幅より短かいことが必要
である。スイッチング素子２をターンオンさせることに
より共振電流が流れ出すので、この共振電流を検出回路
16で検出し、検出回路16の出力ａと信号ｆをOR1回路に
入力して信号ｈをつくり、この信号ｈで引き続きスイッ
チング素子２を駆動する。検出回路16の出力ａは共振電
流が流れている間は得られるので、スイッチング素子２
は共振電流が流れている間は駆動信号ｈによりオンし続
ける。この共振電流はほぼ正弦波であり、共振電流が流
れ出してから約π（LC）１ ］ ２（Ｌは直列共振用インダ
クタのインダクタンス、Ｃは共振用コンデンサのキャパ
シタンス）後に零となる。
と、振り分け回路19によりe1が得られ、この信号e1と検
出回路15をAND1回路に入力し信号ｆを作る。この信号ｆ
でスイッチング素子２のターンオンさせる。振り分け回
路19の出力e1の幅は共振電流の幅より短かいことが必要
である。スイッチング素子２をターンオンさせることに
より共振電流が流れ出すので、この共振電流を検出回路
16で検出し、検出回路16の出力ａと信号ｆをOR1回路に
入力して信号ｈをつくり、この信号ｈで引き続きスイッ
チング素子２を駆動する。検出回路16の出力ａは共振電
流が流れている間は得られるので、スイッチング素子２
は共振電流が流れている間は駆動信号ｈによりオンし続
ける。この共振電流はほぼ正弦波であり、共振電流が流
れ出してから約π（LC）１ ］ ２（Ｌは直列共振用インダ
クタのインダクタンス、Ｃは共振用コンデンサのキャパ
シタンス）後に零となる。
ｔ＝t1で零になったことは検出回路16により検出され
るので、スイッチング素子２の駆動信号ｈは零となる。
しかしスイッチング素子２から駆動信号ｈを取り除いて
もスイッチング素子２の接合は直ちに回復せず、第３図
に示すようにT2後にターンオフする。スイッチング素子
２の接合がｔ＝t2で回復しスイッチング素子２に電圧が
現れると、検出回路14の出力ｃは反転し、スイッチング
素子３をオンさせる条件が整う。ｔ＝t3で発振回路18の
出力ｅが発生したとすると、振り分け回路19によりe2が
得られ、この信号e2と検出回路14の出力ｃをAND2回路に
入力して信号ｇを作る。この信号ｇでスイッチング素子
３をターンオンさせる。スイッチング素子３をターンオ
ンさせることにより共振電流が流れ出すので、この共振
電流を検出回路17で検出し、検出回路17の出力ｂと信号
ｇをOR2回路に入力して信号ｉをつくり、この信号ｉで
引き続きスイッチング素子３を駆動する。検出回路17の
出力は共振電流が流れている間は得られるので、スイッ
チング素子３は共振電流が流れている間は駆動信号ｉに
よりオンし続ける。ｔ＝t4で共振電流が零になると、検
出回路17の出力は零となり、したがって駆動信号ｉは零
となる。しかし駆動信号ｉが無くなっても、スイッチン
グ素子３の接合は直ちに回復せず、T3（T3は一般にT2と
等しくない）後にターンオフとなる。スイッチング素子
３がｔ＝t5で回復しスイッチング素子３に電圧が現れる
と、検出回路15の出力ｄは反転し、スイッチング素子２
をオンさせる条件が整う。
るので、スイッチング素子２の駆動信号ｈは零となる。
しかしスイッチング素子２から駆動信号ｈを取り除いて
もスイッチング素子２の接合は直ちに回復せず、第３図
に示すようにT2後にターンオフする。スイッチング素子
２の接合がｔ＝t2で回復しスイッチング素子２に電圧が
現れると、検出回路14の出力ｃは反転し、スイッチング
素子３をオンさせる条件が整う。ｔ＝t3で発振回路18の
出力ｅが発生したとすると、振り分け回路19によりe2が
得られ、この信号e2と検出回路14の出力ｃをAND2回路に
入力して信号ｇを作る。この信号ｇでスイッチング素子
３をターンオンさせる。スイッチング素子３をターンオ
ンさせることにより共振電流が流れ出すので、この共振
電流を検出回路17で検出し、検出回路17の出力ｂと信号
ｇをOR2回路に入力して信号ｉをつくり、この信号ｉで
引き続きスイッチング素子３を駆動する。検出回路17の
出力は共振電流が流れている間は得られるので、スイッ
チング素子３は共振電流が流れている間は駆動信号ｉに
よりオンし続ける。ｔ＝t4で共振電流が零になると、検
出回路17の出力は零となり、したがって駆動信号ｉは零
となる。しかし駆動信号ｉが無くなっても、スイッチン
グ素子３の接合は直ちに回復せず、T3（T3は一般にT2と
等しくない）後にターンオフとなる。スイッチング素子
３がｔ＝t5で回復しスイッチング素子３に電圧が現れる
と、検出回路15の出力ｄは反転し、スイッチング素子２
をオンさせる条件が整う。
いま仮に第３図の点線で示すようにｔ＝t4で発振回路
18の出力ｅが発生したとすると、振り分け回路19により
e1が得られるが、t4からt5まではスイッチング素子３の
接合は回復していないので、検出回路15の出力ｄとのAN
Dは成立しない。このため駆動信号ｈは得られないので
スイッチング素子２はオンしない。ｔ＝t5でスイッチン
グ素子３の接合は回復するので、検出回路15の出力ｄと
のANDは成立し、駆動信号ｈが得られる。すなわちスイ
ッチング素子２と３が同時にオン状態になることはな
い。
18の出力ｅが発生したとすると、振り分け回路19により
e1が得られるが、t4からt5まではスイッチング素子３の
接合は回復していないので、検出回路15の出力ｄとのAN
Dは成立しない。このため駆動信号ｈは得られないので
スイッチング素子２はオンしない。ｔ＝t5でスイッチン
グ素子３の接合は回復するので、検出回路15の出力ｄと
のANDは成立し、駆動信号ｈが得られる。すなわちスイ
ッチング素子２と３が同時にオン状態になることはな
い。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明による直列共振コンバ
ータの駆動方法はスイッチング素子を同時にオンさせる
ことなしに動作周波数を高めることができる。この結
果、共振電流のピーク値を低減できるのでスイッチング
素子などでの損失が少なくなり、効率の高い直列共振コ
ンバータを実現できる利点がある。
ータの駆動方法はスイッチング素子を同時にオンさせる
ことなしに動作周波数を高めることができる。この結
果、共振電流のピーク値を低減できるのでスイッチング
素子などでの損失が少なくなり、効率の高い直列共振コ
ンバータを実現できる利点がある。
第１図はこの発明を適用する代表的な直列共振コンバー
タを示す接続図、第２図は駆動信号発生回路のブロック
図、第３図は第２図の各部の信号波形図、第４図は従来
の直列共振コンバータを示す接続図である。 1:直流電源、2,3:スイッチング素子、4,5:帰還用ダイオ
ード、6:共振用インダクタ、7,8:共振用コンデンサ、9:
トランス、10,11:整流用ダイオード、12:平滑用コンデ
ンサ、13:負荷抵抗、14,15:スイッチング素子の電圧を
検出する回路、16,17:スイッチング素子の電流を検出す
る回路。
タを示す接続図、第２図は駆動信号発生回路のブロック
図、第３図は第２図の各部の信号波形図、第４図は従来
の直列共振コンバータを示す接続図である。 1:直流電源、2,3:スイッチング素子、4,5:帰還用ダイオ
ード、6:共振用インダクタ、7,8:共振用コンデンサ、9:
トランス、10,11:整流用ダイオード、12:平滑用コンデ
ンサ、13:負荷抵抗、14,15:スイッチング素子の電圧を
検出する回路、16,17:スイッチング素子の電流を検出す
る回路。
Claims (1)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子と複数の帰還用ダ
イードと直列共振回路とトランスと全波整流回路と平滑
回路で構成されている直列共振コンバータにおいて、上
記スイッチング素子を流れる電流と上記スイッチング素
子の印加電圧の有無を判別して上記スイッチング素子を
駆動することを特徴とする直列共振コンバータの駆動方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29785888A JP2628204B2 (ja) | 1988-11-24 | 1988-11-24 | 直列共振コンバータの駆動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29785888A JP2628204B2 (ja) | 1988-11-24 | 1988-11-24 | 直列共振コンバータの駆動方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02146958A JPH02146958A (ja) | 1990-06-06 |
| JP2628204B2 true JP2628204B2 (ja) | 1997-07-09 |
Family
ID=17852058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29785888A Expired - Lifetime JP2628204B2 (ja) | 1988-11-24 | 1988-11-24 | 直列共振コンバータの駆動方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2628204B2 (ja) |
-
1988
- 1988-11-24 JP JP29785888A patent/JP2628204B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02146958A (ja) | 1990-06-06 |
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Legal Events
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