JP3191713B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマグネトロンを用い
た高周波加熱装置のマグネトロンの駆動用電源に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波加熱装置のマグネトロン駆
動用電源としては、特公平６−７７４７３号公報に記載
されている一石式電圧共振回路と呼ばれる回路構成が用
いられている。上記公報では電源回路図および駆動回路
図が示されている。以下、上記公報とは若干異なるが、
一般的な一石式電圧共振型回路を図１７を用いて説明す
る。

【０００３】５１は例えば６０Hzの商用電源、５２は全
波整流からなる整流器で商用電源を整流して直流電源を
構成する。５３は第３のコンデンサ、５４は第１のコン
デンサ、５５はリーケージ型トランス、５６は半導体ス
イッチング素子、５７はマグネトロン、５８は半導体ス
イッチング素子５６を駆動する発振器を備える駆動回路
である。リーケージ型トランス５５と第１のコンデンサ
５４とが共振回路を構成し、この作用により、半導体ス
イッチング素子５６の電圧波形が正弦波状になる。半導
体スイッチング素子５６のコレクタ電圧と電流波形は、
図１８（ａ）、（ｂ）に示されるようになる。

【０００４】この共振回路の効果は、電圧がゼロになっ
てから電流が流れ始めるので、オン時のスイッチング損
失が（電圧と電流とが重なり合う部分）低減される。オ
フ時には電流は急峻に切れるが、電圧が正弦波状に立上
るので、その傾きは緩やかになり、オフ時のスイッチン
グ損失が低減される。このように、共振型回路は半導体
スイッチング素子のスイッチング損失を低減する効果を
有する。

【０００５】図１７の駆動回路５８は半導体スイッチン
グ素子５６のコレクタ電圧が零になったタイミングでオ
ン信号を与える必要があるので、コレクタの電圧を検知
する電圧検知手段からの信号を受ける入力ポート６２と
第３のコンデンサ５３の電圧を検知する電圧検知手段か
らの信号を受ける入力ポート５９と、両者を比較する比
較手段６１とを設けて、コレクタ電圧とコンデンサ電圧
との交点の検知を行っている。この回路部は、コレクタ
電圧と第３のコンデンサの電圧とを比較することによ
り、コレクタ電圧の零電圧近傍を検知し、その信号を発
振回路部６０に伝えている。発振回路部６０は、この信
号に同期した発振を行い、半導体スイッチング素子５６
を駆動する駆動信号をつくる。

【０００６】たとえば、第１のコンデンサ５４は容量が
０．５μF、リーケージトランス５５の一次インダクタ
ンスは５０μH、２次インダクタンスは２０mH程度で、
駆動回路５８からは２０KHzから３０KHzの駆動信号を半
導体スイッチング素子５６に与えている。第２のコンデ
ンサ５３は容量が６μFで、第１のコンデンサ５４の約
１桁大きい容量値をもたせている。

【０００７】図１９において、半導体スイッチング素子
５６のオン期間（状態イ）にリーケージ型トランス５５
に電流が流れ、２次側に電圧が発生する。この電圧と半
波倍電圧整流回路のコンデンサに蓄えられた初期電圧と
が足し合わされマグネトロンを付勢し、マグネトロン５
７に電流が流れる。マグネトロン５７は、負の直流電圧
で付勢される。半導体スイッチング素子５６がオフする
とリーケージ型トランス５５を流れていた電流は、第１
のコンデンサ５４に向かって流れ始め共振動作を開始す
る（状態ロ）。このとき、リーケージ型トランス５５の
２次側は、半波倍電圧整流回路のコンデンサの充電を行
う。半導体スイッチング素子５６の電圧波形は同図
（ｄ）のように正弦波状となる。

【０００８】マグネトロン５７は約−４KV以上で発振を
開始するカットオフ電圧を持ち、発振すると約３００Ω
の低インピーダンスとなる。約−４KV以下の電圧では、
マグネトロンは発振せず、そのインピーダンスは１０M
Ω以上の値となる。

【０００９】図２０（ａ）は商用電源５１の波形で６０
Hzの周波数を持つ。同図（ｂ）は商用電源５１から供給
される入力電流波形で、同図（ｃ）は商用電源５１を整
流器５２で整流して得られる直流電源の出力電圧であ
る。

【００１０】第３コンデンサ５３は、前記直流電源の出
力電圧を整流する効果があるが、容量値が６μFと小さ
いので平滑度合いは小さく、同図（ｃ）に示されるよう
に、電圧Ｅの商用電源５１の周期と同じ周期で大きなリ
ップルを持つ波形となる。このような程度の平滑度合い
にすることにより、入力電流の波形歪みを少ないものと
することができる。

【００１１】半導体スイッチング素子は２０KHz程度の
周波数で動作しているので、第３のコンデンサには同図
（ｄ）で示される前記周波数の共振電流が流れる。しか
しながら、この周波数の電流は、第３のコンデンサとイ
ンダクタとのフィルタ作用により、入力電流には重畳し
ないようになっている。

【００１２】前述したように、本回路は一石式電圧共振
型回路を用いているの、半導体スイッチング素子５６の
零電圧のタイミングで駆動信号を与える必要がある。し
かしながら、図１８（ｃ）の波形図で示したように、第
１のコンデンサ５４とトランス５５とで構成される共振
回路と、半導体スイッチング素子５６の直列回路に印加
する電圧Ｖ１は、ほぼ零から

【００１３】

【数１】 Ｅ：商用電源電圧 まで変化する大きなリップルを持つものである。このよ
うな電圧Ｖ１の低いところは昇圧してもマグネトロンの
カットオフ電圧に達さない。このときのマグネトロンの
インピーダンスは前述したように、高いインピーダンス
を持つ。電圧Ｖ１の高いところはカットオフ電圧に達す
るので、マグネトロンのインピーダンスは低くなる。こ
のように、電圧Ｖ１の大きさにより、マグネトロンイン
ピーダンスが大きく変化するので、その影響は、零電圧
でのスイッチング動作に影響を与える。すなわち、零電
圧になるタイミングは電圧Ｖ１の大きさにより異なるの
で、電圧Ｖ１の大きさによって動作周波数が同図（ｅ）
のように変化することになる。

【００１４】従って、前述したように駆動回路５８は半
導体スイッチング素子５６のコレクタ電圧が零になった
タイミングでオン信号を与える必要があるので、コレク
タの電圧を検知する電圧検知手段からの信号を受ける入
力ポート６２と第３のコンデンサの電圧を検知する電圧
検知手段からの信号を受ける入力ポート５９と、両者を
比較する比較手段６１とを設けて、コレクタ電圧とコン
デンサ電圧との交点の検知を行うことにより、コレクタ
電圧の零電圧近傍を検知し、その信号を発振回路部６０
に伝え、発振回路部６０はこの信号に同期した周波数で
発振を行い、半導体スイッチング素子５６を駆動すると
いうことが不可欠である。その結果、動作周波数は電圧
Ｖ１によって図２０（ｅ）に示されるように変化するよ
うになる。

【００１５】図１８は電圧Ｖ１のピーク点での半導体ス
イッチング素子５６のコレクタ電圧とコレクタ電流の１
周期分を表した波形図である。同図（ａ）のコレクタ電
圧Ｖ２は商用電源電圧Ｅに対して、４倍程度の電圧とな
るが、これは共振回路の作用によるものである。この電
圧の値は、次のようにして求まる。半導体スイッチング
素子５６が動作している時に、リーケージ型トランスの
１次巻線に流れる電流をＩＬとすると、蓄えられるエネ
ルギーは ＷＬ＝ＩＬ2＊Ｌ１／２（Ｊ） （２） と表される（Ｊ：ジュール）。半導体スイッチング素子
５６がオフすると、１次巻線から第１のコンデンサに向
かって電流が流れ始め、一次巻線のエネルギーが第１の
コンデンサに移るので、次式が成り立つ。

【００１６】ＷＬ＝ＣＶ2／２＋α （３） Ｃ：第１のコンデンサの容量 α：半波倍電圧整流回路のコンデンサを充電するエネル
ギー この式から電圧Ｖは

【００１７】

【数２】 で求められる。

【００１８】付勢されたマグネトロン５７はマイクロ波
を発生し、このマイクロ波は食品の加熱を行う。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
マグネトロン駆動電源は一石式電圧共振型回路を用いて
いるので、共振回路の作用により、半導体スイッチング
素子に印加する電圧が電源電圧Ｅの４倍程度になる。こ
のため半導体スイッチング素子の耐電圧を十分高くしな
ければならないという課題がある。

【００２０】さらに、従来のマグネトロン駆動電源は一
石式電圧共振型回路を用い、かつ、商用電源を整流器で
整流し、ほとんど平滑しないリップルの大きい電圧で、
回路を動作させているので、半導体スイッチング素子の
零電圧スイッチングを実現するために、前記半導体スイ
ッチング素子の電圧と、第２のコンデンサの電圧とを検
知する検知手段と、これらを比較するため比較手段とが
必要になり、駆動回路には、これらの電圧信号の入力ポ
ートを２つ、かつ、比較手段とを設ける必要があり、回
路構成が複雑化するという問題がある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、直流電源と、前記直流電源に接続したリ ー
ケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１次
側巻線、第１のコンデンサ並びに直列に接続した第２の
コンデンサおよび第２の半導体スイッチング素子を並列
に結線した並列回路と前記並列回路に直列に接続した第
１の半導体素子とを有する回路と、前記第１の半導体ス
イッチング素子と第２の半導体スイッチング素子とを交
互に駆動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケー
ジトランスの２次側に接続される全波倍電圧の整流回路
と、前記整流回路に接続されるマグネトロンとを備え、
前記第２のコンデンサは前記第１のコンデンサよりも容
量を大きくする構成とすることにより、第１の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧が、第２のコンデンサの
持つ初期電圧と同等になると、第２の半導体スイッチン
グ素子を通して、第２のコンデンサをさらに充電するよ
うになる。このとき、第２のコンデンサの容量が第１の
コンデンサの容量に加えられることになるので、第１の
半導体スイッチング素子の電圧の上昇する傾きが緩やか
になり、電圧をクランプすることができる。

【００２２】さらに、第１の半導体スイッチと第２の半
導体スイッチとを用いる構成とすることにより、従来回
路では、共振回路によって決まり、調整できなかった第
１の半導体スイッチング素子のオフ時間を、任意に調整
できるようになるので、上記発明によれば、直流電源は
商用電源を整流する構成としたリップルの大きい電圧で
も、その電圧の大きさに応じて、動作周波数を変化させ
ることなく、第１の半導体スイッチング素子のコレクタ
電圧が零になった時点で、スイッチングさせる動作を実
現することができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】本発明は、直流電源と、前記直流
電源に接続したリーケージ型トランスと、前記リーケー
ジ型トランスの１次側巻線、第１のコンデンサ並びに直
列に接続した第２のコンデンサおよび第２の半導体スイ
ッチング素子を並列に結線した並列回路と前記並列回路
に直列に接続した第１の半導体素子とを有する回路と、
前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイ
ッチング素子とを交互に駆動する発振器を有する駆動回
路と、前記リーケージトランスの２次側に接続される全
波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続されるマグ
ネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは前記第１の
コンデンサよりも容量を大きくする構成とすることによ
り、第１の半導体スイッチング素子に印加する電圧を低
減（クランプ）することができる。

【００２４】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、前記リーケージ型トランス
の１次側巻線、第１のコンデンサ並びに直列に接続した
第２のコンデンサおよび第２の半導体スイッチング素子
を並列に結線した並列回路と前記並列回路に直列に接続
した第１の半導体素子とを有する回路と、前記第１の半
導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子
とを駆動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケー
ジトランスの２次側に接続される全波倍電圧の整流回路
と、前記整流回路に接続されるマグネトロンとを備え、
前記第２のコンデンサは前記第１のコンデンサよりも容
量を大きく、前記第１の半導体スイッチング素子に印加
される電圧が所定値以上になると前記第２の半導体スイ
ッチング素子が駆動することにより前記第２のコンデン
サの働きで前記第１の半導体スイッチング素子に印加さ
れる電圧のピーク値を低減させる構成とすることによ
り、第１の半導体スイッチング素子に印加する電圧を低
減（クランプ）することができる。

【００２５】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線および第１のコンデンサの並列回路と第１の半
導体スイッチング素子並びに直列に接続した第２のコン
デンサおよび第２の半導体スイッチ素子の並列回路とを
直列に接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング
素子と第２の半導体スイッチング素子とを交互に駆動す
る発振器を有する駆動回路と、前記リーケージトランス
の２次側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整
流回路に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２の
コンデンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きく
する構成とすることにより、第１の半導体スイッチング
素子に印加する電圧を低減（クランプ）することができ
る。

【００２６】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線および第１のコンデンサの並列回路と第１の半
導体スイッチング素子並びに直列に接続した第２のコン
デンサおよび第２の半導体スイッチ素子の並列回路とを
直列に接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング
素子と第２の半導体スイッチング素子とを駆動する発振
器を有する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次
側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路
に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデ
ンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きく、前記
第１の半導体スイッチング素子に印加される電圧が所定
値以上になると前記第２の半導体スイッチング素子が駆
動することにより前記第２のコンデンサの働きで前記第
１の半導体スイッチング素子に印加される電圧のピーク
値を低減させる構成とすることにより、第１の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧を低減（クランプ）する
ことができる。

【００２７】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線並びに直列に接続した第２のコンデンサおよび
第２の半導体スイッチ素子の並列回路と第１の半導体ス
イッチング素子および第１のコンデンサの並列回路とを
直列に接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング
素子と第２の半導体スイッチング素子とを交互に駆動す
る発振器を有する駆動回路と、前記リーケージトランス
の２次側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整
流回路に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２の
コンデンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きく
する構成とすることにより、第１の半導体スイッチング
素子に印加する電圧を低減（クランプ）することができ
る。

【００２８】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線並びに直列に接続した第２のコンデンサおよび
第２の半導体スイッチ素子の並列回路と第１の半導体ス
イッチング素子および第１のコンデンサの並列回路とを
直列に接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング
素子と第２の半導体スイッチング素子とを駆動する発振
器を有する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次
側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記 整流回路
に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデ
ンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きく、前記
第１の半導体スイッチング素子に印加される電圧が所定
値以上になると前記第２の半導体スイッチング素子が駆
動することにより前記第２のコンデンサの働きで前記第
１の半導体スイッチング素子に印加される電圧のピーク
値を低減させる構成とすることにより、第１の半導体ス
イッチング素子に印加する電圧を低減（クランプ）する
ことができる。

【００２９】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線と第１のコンデンサ、第１の半導体スイッチン
グ素子並びに直列に接続した第２のコンデンサと第２の
半導体スイッチ素子とを備えた並列回路とを直列に接続
する回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と第２
の半導体スイッチング素子とを交互に駆動する発振器を
有する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次側に
接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接
続されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデンサ
は前記第１のコンデンサよりも容量を大きくする構成と
することにより、第１の半導体スイッチング素子に印加
する電圧を低減（クランプ）することができる。

【００３０】また、直流電源と、前記直流電源に接続し
たリーケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１
次側巻線と第１のコンデンサ、第１の半導体スイッチン
グ素子並びに直列に接続した第２のコンデンサと第２の
半導体スイッチ素子とを備えた並列回路とを直列に接続
する回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と第２
の半導体スイッチング素子とを駆動する発振器を有する
駆動回路と、前記リーケージトランスの２次側に接続さ
れる全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続され
るマグネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは前記
第１のコンデンサよりも容量を大きく、前記第１の半導
体スイッチング素子に印加される電圧が所定値以上にな
ると前記第２の半導体スイッチング素子が駆動すること
により前記第２のコンデンサの働きで前記第１の半導体
スイッチング素子に印加される電圧のピーク値を低減さ
せる構成とすることにより、第１の半導体スイッチング
素子に印加する電圧を低減（クランプ）することができ
る。

【００３１】また、発振器は所定周波数のパルスを発生
し、第１のコンデンサに第１の半導体スイッチング素子
が零電圧スイッチングできるだけのエネルギーを蓄えて
おけるように、第１の半導体スイッチと第２の半導体ス
イッチとを駆動する構成とすることにより、従来回路で
は、共振回路によって決まり、調整できなかった第１の
半導体スイッチング素子のオフ時間を、任意に調整でき
るようになる。

【００３２】以下、本発明の実施例について図面を参照
して説明する。 （実施例１） 図１は本発明の実施例１のマグネトロン駆動用電源の回
路図である。

【００３３】図１において、１は直流電源、２はリーケ
ージ型トランス、３は第１の半導体スイッチング素子、
４は第１のコンデンサ、５は第２のコンデンサ、６は第
２の半導体スイッチング素子、７は駆動回路、８は全波
倍電圧整流回路、９はマグネトロンである。

【００３４】駆動回路７は、その内部に第１の半導体ス
イッチング素子３と第２の半導体スイッチング素子６の
駆動信号をつくるための発振部１１が構成されている。
この発振部で所定周波数とデューティーの信号が発生さ
れ、第１の半導体スイッチング素子３に駆動信号を与え
ている。第２の半導体スイッチング素子６には、第１の
半導体スイッチング素子３の駆動信号の反転信号に遅延
回路１２により遅れ時間を持たせた信号が与えられてい
る。

【００３５】この回路の動作について図２および図３を
参照して説明する。まず、第１の半導体スイッチング素
子３がオンしている場合、直流電源１以降の主要回路部
分の等価回路は図２（ａ）のようになり、コレクタ電流
Ｉｃがリーケージ型トランスの１次側を通って第３のコ
ンデンサ１１から供給される｛図３（ａ）状態
（イ）｝。この時、リーケージ型トランスの２次側出力
は全波倍電圧整流回路のコンデンサ１３を充電し始め
る。コンデンサ１４には初期電圧Ｖ２が蓄えられている
ので、コンデンサ１３の電圧Ｖ３とが Ｖ２＋Ｖ３＞Ｖｃｕｔ （５） Ｖｃｕｔ：マグネトロンのカットオフ電圧 の関係になるとマグネトロンを発振させることができマ
グネトロン９に図３（ｂ）のように電流Ｉａが流れ始め
る。

【００３６】第１の半導体スイッチがオフすると、等価
回路は図２（ｂ）のようになり、リーケージ型トランス
２の１次側に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向
かって流れ始める。このとき、リーケージ型トランス２
の２次側出力はコンデンサ１４の充電を始める（状態
ロ）。このとき、式（５）を満たすと、再びマグネトロ
ン９は発振を開始し、アノード電流が流れ始める。リー
ケージ型トランス２の１次側の電流は図３（ｃ）のよう
になる。第１の半導体スイッチング素子３の電圧は同図
（ｄ）のようになる。この電圧が第二のコンデンサ５の
初期電圧に到達すると、第２の半導体スイッチング素子
６を構成するダイオードがオンし、第２のコンデンサ５
の充電が開始される。このときの等価回路は図２（ｃ）
のようになる。

【００３７】第２のコンデンサ５は第１のコンデンサ４
に比べて、その容量値を大きくしてあるので、第１の半
導体スイッチング素子３の電圧の傾きが、急激に緩やか
になり図３（ｄ）の状態（ハ）に移行する。リーケージ
型トランス２の一次側から第２のコンデンサ５に向かっ
て流れていた電流が、反対に、第２のコンデンサ５から
１次側に向かって流れるようになると、状態（ニ）に移
行する。この時点で、第２の半導体スイッチング素子６
を構成するトランジスタをオンさせておく必要がある。
任意の時間Ｔ１で第２の半導体スイッチング素子を構成
するトランジスタを遮断すると、第１のコンデンサ４か
らリーケージ型トランス２の１次側に向かって電流が流
れ始める状態（ホ）に移行する。この時の第１の半導体
スイッチング素子の電圧の傾きは急になり、第１のコン
デンサ４の持つエネルギーによって零に向かって下がっ
ていく。この電圧が零になった時点で、第１の半導体ス
イッチング素子３を再び駆動させると、状態（イ）から
同様な動作を繰り返すことになり、スイッチング損失を
低減させるスイッチング動作が実現できる。前述した第
２のコンデンサの初期電圧は、状態（ニ）で、第２の半
導体スイッチング素子６を任意の時間Ｔ１の間、オンる
ことにより決定される。すなわち、第２の半導体スイッ
チング素子６のオン時間を長くすればするほど、第２の
コンデンサ５の初期電圧が下がり、結果として第１の半
導体スイッチング素子３の電圧を下げる事ができる。こ
のように、従来の回路構成では実現できなかった、第１
の半導体スイッチング素子３のオフ時間、言い換えれ
ば、第２の半導体スイッチング素子６のオン時間を任意
に設定することができるようになり、さらに、第２のコ
ンデンサ５の容量を第１のコンデンサ４に比べて十分大
きな容量値とすることにより、第１の半導体スイッチン
グ素子３の電圧を低減（クランプ）することができる。

【００３８】（実施例２） 図４は本発明の実施例２のマグネトロン駆動用電源の回
路図である。

【００３９】図４において、実施例１と同等な構成要素
には同一符号を用い説明は省略する。

【００４０】実施例１と異なる点は直列接続された第２
の半導体スイッチング素子６と第２のコンデンサ５と
が、リーケージ型トランス２の一次側に直列に接続され
ていることである。この回路の動作について図５およ
び、波形は実施例１と同等なので図３を参照して説明す
る。まず、第１の半導体スイッチング素子３がオンして
いる場合、直流電源１以降の主要回路部分の等価回路は
図５（ａ）のようになり、コレクタ電流Ｉｃがリーケー
ジ型トランスの１次側を通って第３のコンデンサ１１か
ら供給される｛図３（ａ）状態（イ）｝。この時、リー
ケージ型トランスの２次側出力は全波倍電圧整流回路の
コンデンサ１３を充電し始める。コンデンサ１４には初
期電圧Ｖ２が蓄えられているので、コンデンサ１３の電
圧Ｖ３とが式（５）の関係になるとマグネトロンを発振
させることができマグネトロン９に図３（ｂ）のように
電流Ｉａが流れ始める。

【００４１】第１の半導体スイッチがオフすると、等価
回路は図５（ｂ）のようになり、リーケージ型トランス
２の１次側に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向
かって流れ始める。このとき、リーケージ型トランス２
の２次側出力はコンデンサ１４の充電を始める（状態
ロ）。このとき、式（５）を満たすと、再びマグネトロ
ン９は発振を開始し、アノード電流が流れ始める。リー
ケージ型トランス２の１次側の電流は図３（ｃ）のよう
になる。第１の半導体スイッチング素子３の電圧は同図
（ｄ）のようになる。この電圧が第二のコンデンサ５の
初期電圧に到達すると、第２の半導体スイッチング素子
６を構成するダイオードがオンし、第２のコンデンサ５
の充電が開始される。このときの等価回路は図２（ｃ）
のようになる。

【００４２】実施例１と異なるのは、第２のコンデンサ
５の充電電流が第３のコンデンサ１１を介して流れる点
である。このため、第３のコンデンサの電流は実施例１
より増加することになる。第２のコンデンサ５は第１の
コンデンサ４に比べて、その容量値を大きくしてあるの
で、第１の半導体スイッチング素子３の電圧の傾きが、
急激に緩やかになり図３（ｄ）の状態（ハ）に移行す
る。リーケージ型トランス２の一次側から第２のコンデ
ンサ５に向かって流れていた電流が、反対に、第２のコ
ンデンサ５から１次側に向かって流れるようになると、
状態（ニ）に移行する。この時の電流も第３のコンデン
サ１１を介して流れることになる。この時点で、第２の
半導体スイッチング素子６を構成するトランジスタをオ
ンさせておく必要がある。任意の時間Ｔ１で第２の半導
体スイッチング素子を構成するトランジスタを遮断する
と、第１のコンデンサ４からリーケージ型トランス２の
１次側に向かって電流が流れ始める状態（ホ）に移行す
る。この時の第１の半導体スイッチング素子の電圧の傾
きは急になり、第１のコンデンサ４の持つエネルギーに
よって零に向かって下がっていく。この電圧が零になっ
た時点で、第１の半導体スイッチング素子３を再び駆動
させると、状態（イ）から同様な動作を繰り返すことに
なり、スイッチング損失を低減させるスイッチング動作
が実現できる。

【００４３】前述した第２のコンデンサの初期電圧は、
状態（ニ）で、第２の半導体スイッチング素子６を任意
の時間Ｔ１の間、オンることにより決定される。すなわ
ち、第２の半導体スイッチング素子６のオン時間を長く
すればするほど、第２のコンデンサ５の初期電圧が下が
り、結果として第１の半導体スイッチング素子３の電圧
を下げる事ができる。

【００４４】このように、従来の回路構成では実現でき
なかった、第１の半導体スイッチング素子３のオフ時
間、言い換えれば、第２の半導体スイッチング素子６の
オン時間を任意に設定することができるようになり、さ
らに、第２のコンデンサ５の容量を第１のコンデンサ４
に比べて十分大きな容量値とすることにより、第１の半
導体スイッチング素子３の電圧を低減（クランプ）する
ことができる。

【００４５】（実施例３） 図６は本発明の実施例３のマグネトロン駆動用電源の回
路図である。

【００４６】図６において、実施例１と同等な構成要素
には同一符号を用い説明は省略する。

【００４７】実施例１と異なる点は第１のコンデンサ４
が、リーケージ型トランス２の一次側に直列に接続され
ていることである。この回路の動作について図７およ
び、波形は実施例１と同等なので図３を参照して説明す
る。まず、第１の半導体スイッチング素子３がオンして
いる場合、直流電源１以降の主要回路部分の等価回路は
図７（ａ）のようになり、コレクタ電流Ｉｃがリーケー
ジ型トランスの１次側を通って第３のコンデンサ１１か
ら供給される｛図３（ａ）状態（イ）｝。この時、リー
ケージ型トランスの２次側出力は全波倍電圧整流回路の
コンデンサ１３を充電し始める。コンデンサ１４には初
期電圧Ｖ２が蓄えられているので、コンデンサ１３の電
圧Ｖ３とが式５の関係になるとマグネトロンを発振させ
ることができマグネトロン９に図３（ｂ）のように電流
Ｉａが流れ始める。

【００４８】第１の半導体スイッチがオフすると、等価
回路は図７（ｂ）のようになり、リーケージ型トランス
２の１次側に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向
かって流れ始める。実施例１と異なるのは、第１のコン
デンサ４の充電電流が第３のコンデンサ１１を介して流
れる点である。このため、第３のコンデンサの電流は実
施例１より増加することになる。

【００４９】このとき、リーケージ型トランス２の２次
側出力はコンデンサ１４の充電を始める（状態ロ）。こ
のとき、式（５）を満たすと、再びマグネトロン９は発
振を開始し、アノード電流が流れ始める。リーケージ型
トランス２の１次側の電流は図３（ｃ）のようになる。
第１の半導体スイッチング素子３の電圧は同図（ｄ）の
ようになる。この電圧が第二のコンデンサ５の初期電圧
に到達すると、第２の半導体スイッチング素子６を構成
するダイオードがオンし、第２のコンデンサ５の充電が
開始される。このときの等価回路は図２（ｃ）のように
なる。。第２のコンデンサ５は第１のコンデンサ４に比
べて、その容量値を大きくしてあるので、第１の半導体
スイッチング素子３の電圧の傾きが、急激に緩やかにな
り図３（ｄ）の状態（ハ）に移行する。リーケージ型ト
ランス２の一次側から第２のコンデンサ５に向かって流
れていた電流が、反対に、第２のコンデンサ５から１次
側に向かって流れるようになると、状態（ニ）に移行す
る。この時点で、第２の半導体スイッチング素子６を構
成するトランジスタをオンさせておく必要がある。任意
の時間Ｔ１で第２の半導体スイッチング素子を構成する
トランジスタを遮断すると、第１のコンデンサ４からリ
ーケージ型トランス２の１次側に向かって電流が流れ始
める状態（ホ）に移行する。この時の電流も第３のコン
デンサ１１を介して流れることになる。この時の第１の
半導体スイッチング素子の電圧の傾きは急になり、第１
のコンデンサ４の持つエネルギーによって零に向かって
下がっていく。この電圧が零になった時点で、第１の半
導体スイッチング素子３を再び駆動させると、状態
（イ）から同様な動作を繰り返すことになり、スイッチ
ング損失を低減させるスイッチング動作が実現できる。

【００５０】前述した第２のコンデンサの初期電圧は、
状態（ニ）で、第２の半導体スイッチング素子６を任意
の時間Ｔ１の間、オンることにより決定される。すなわ
ち、第２の半導体スイッチング素子６のオン時間を長く
すればするほど、第２のコンデンサ５の初期電圧が下が
り、結果として第１の半導体スイッチング素子３の電圧
を下げる事ができる。このように、従来の回路構成では
実現できなかった、第１の半導体スイッチング素子３の
オフ時間、言い換えれば、第２の半導体スイッチング素
子６のオン時間を任意に設定することができるようにな
り、さらに、第２のコンデンサ５の容量を第１のコンデ
ンサ４に比べて十分大きな容量値とすることにより、第
１の半導体スイッチング素子３の電圧を低減（クラン
プ）することができる。

【００５１】（実施例４） 図８は本発明の実施例４のマグネトロン駆動用電源の回
路図である。

【００５２】図８において、実施例１と同等な構成要素
には同一符号を用い説明は省略する。

【００５３】実施例１と異なる点は直列接続された第２
の半導体スイッチング素子６と第２のコンデンサ５と
が、リーケージ型トランス２の一次側に直列に接続され
ていることと、第２のコンデンサ４がリーケージ型トラ
ンス２の一次側に直列に接続されていることである。こ
の回路の動作について図９および、波形は実施例１と同
等なので図３を参照して説明する。

【００５４】まず、第１の半導体スイッチング素子３が
オンしている場合、直流電源１以降の主要回路部分の等
価回路は図９（ａ）のようになり、コレクタ電流Ｉｃが
リーケージ型トランスの１次側を通って第３のコンデン
サ１１から供給される｛図３（ａ）状態（イ）｝。この
時、リーケージ型トランスの２次側出力は全波倍電圧整
流回路のコンデンサ１３を充電し始める。コンデンサ１
４には初期電圧Ｖ２が蓄えられているので、コンデンサ
１３の電圧Ｖ３とが式５の関係になるとマグネトロンを
発振させることができマグネトロン９に図３（ｂ）のよ
うに電流Ｉａが流れ始める。

【００５５】第１の半導体スイッチがオフすると、等価
回路は図９（ｂ）のようになり、リーケージ型トランス
２の１次側に流れていた電流は第１のコンデンサ４に向
かって流れ始める。実施例１と異なるのは、第１のコン
デンサ４の充電電流が第３のコンデンサ１１を介して流
れる点である。このため、第３のコンデンサの電流は実
施例１より増加することになる。

【００５６】このとき、リーケージ型トランス２の２次
側出力はコンデンサ１４の充電を始める（状態ロ）。式
（５）を満たすと、再びマグネトロン９は発振を開始
し、アノード電流が流れ始める。リーケージ型トランス
２の１次側の電流は図３（ｃ）のようになる。第１の半
導体スイッチング素子３の電圧は同図（ｄ）のようにな
る。この電圧が第二のコンデンサ５の初期電圧に到達す
ると、第２の半導体スイッチング素子６を構成するダイ
オードがオンし、第２のコンデンサ５の充電が開始され
る。このときの等価回路は図９（ｃ）のようになる。

【００５７】実施例１と異なるのは、第２のコンデンサ
５の充電電流が第３のコンデンサ１１を介して流れる点
である。このため、第３のコンデンサの電流は実施例１
よりさらに増加することになる。第２のコンデンサ５は
第１のコンデンサ４に比べて、その容量値を大きくして
あるので、第１の半導体スイッチング素子３の電圧の傾
きが、急激に緩やかになり図３（ｄ）の状態（ハ）に移
行する。リーケージ型トランス２の一次側から第２のコ
ンデンサ５に向かって流れていた電流が、反対に、第２
のコンデンサ５から１次側に向かって流れるようになる
と、状態（ニ）に移行する。この時の電流も第３のコン
デンサ１１を介して流れることになる。この時点で、第
２の半導体スイッチング素子６を構成するトランジスタ
をオンさせておく必要がある。任意の時間Ｔ１で第２の
半導体スイッチング素子を構成するトランジスタを遮断
すると、第１のコンデンサ４からリーケージ型トランス
２の１次側に向かって電流が流れ始める状態（ホ）に移
行する。この電流も第３のコンデンサ１１を介して流れ
ることになる。この時の第１の半導体スイッチング素子
の電圧の傾きは急になり、第１のコンデンサ４の持つエ
ネルギーによって零に向かって下がっていく。この電圧
が零になった時点で、第１の半導体スイッチング素子３
を再び駆動させると、状態（イ）から同様な動作を繰り
返すことになり、スイッチング損失を低減させるスイッ
チング動作が実現できる。

【００５８】前述した第２のコンデンサの初期電圧は、
状態（ニ）で、第２の半導体スイッチング素子６を任意
の時間Ｔ１の間、オンることにより決定される。すなわ
ち、第２の半導体スイッチング素子６のオン時間を長く
すればするほど、第２のコンデンサ５の初期電圧が下が
り、結果として第１の半導体スイッチング素子３の電圧
を下げる事ができる。このように、従来の回路構成では
実現できなかった、第１の半導体スイッチング素子３の
オフ時間、言い換えれば、第２の半導体スイッチング素
子６のオン時間を任意に設定することができるようにな
り、さらに、第２のコンデンサ５の容量を第１のコンデ
ンサ４に比べて十分大きな容量値とすることにより、第
１の半導体スイッチング素子３の電圧を低減（クラン
プ）することができる。

【００５９】（参考例１） 図１０において、図１と同等な要素には同一符号を用い
ている。

【００６０】リーケージ型トランス２の２次側出力は半
波倍電圧整流回路１５により整流され、この直流電圧で
マグネトロン９を付勢する。図１１（ａ）は第１の半導
体スイッチング素子３の電流波形、同図（ｂ）はマグネ
トロン９のアノード電流波形、同図（ｃ）はリーケージ
型トランス２の１次側電流、同図（ｄ）は第１の半導体
スイッチング素子３の電圧波形である。第１の半導体ス
イッチング素子３がオンしているとき｛図１１の状態
（イ）｝リーケージ型トランス２の１次側に電流が流
れ、２次側に図１０の矢印の向きに電圧が発生し、この
電圧と、半波倍電圧整流回路のコンデンサに蓄えられて
いる電圧とがたされてマグネトロン９を付勢する。第１
の半導体スイッチング素子３がオフすると、リーケージ
型トランス２の１次側に流れていた電流が、第１のコン
デンサ４に向かって流れ始め｛図１１の状態（ロ）｝、
このコンデンサの電圧が第２のコンデンサ５の初期電圧
に達したら、第２のコンデンサ５にも電流が流れ始める
ことにより｛図１１の状態（ハ）｝、第１の半導体スイ
ッチング素子３に印加する電圧がクランプすることは、
第１の実施例と同様である。第２のコンデンサ５からリ
ーケージ型トランス２の１次巻線に向かって電流が流れ
始め｛図１１の状態（ニ）｝、任意の時間Ｔ１で第２の
半導体スイッチング素子６をオフさせると、第１のコン
デンサ４からだけの電流となり、第１の半導体スイッチ
ング素子３の電圧が急な傾きで、零に向かって下がる
｛図１１の状態（ホ）｝。この状態（ロ）から（ホ）の
期間に、リーケージ型トランスの２次側に発生する電圧
により、半波倍電圧整流回路１５のコンデンサが充電さ
れる。

【００６１】（参考例２） 図１２において、図１と同等な要素には同一符号を用い
ている。

【００６２】リーケージ型トランス２の２次巻線出力は
全波整流回路１６により整流され、この直流電圧でマグ
ネトロン９を付勢する。図１３（ａ）は第１の半導体ス
イッチング素子３の電流波形、同図（ｂ）はマグネトロ
ン９のアノード電流波形、同図（ｃ）はリーケージ型ト
ランス２の１次巻線電流、同図（ｄ）は第１の半導体ス
イッチング素子３の電圧波形である。第１の半導体スイ
ッチング素子３がオンしているとき｛図１３の状態
（イ）｝リーケージ型トランス２の１次側に電流が流
れ、２次側に図１２の矢印の向きに電圧が発生し、マグ
ネトロン９を付勢する。第１の半導体スイッチング素子
３がオフすると、リーケージ型トランス２の１次巻線に
流れていた電流が、第１のコンデンサ４に向かって流れ
始め｛図１３の状態（ロ）｝、このコンデンサの電圧が
第２のコンデンサ５の初期電圧に達したら、第２のコン
デンサ５にも電流が流れ始めることにより｛図１３の状
態（ハ）｝、第１の半導体スイッチング素子３に印加す
る電圧がクランプすることは、第１の実施例と同様であ
る。第２のコンデンサ５からリーケージ型トランス２の
１次側に向かって電流が流れ始め｛図１３の状態
（ニ）｝、任意の時間で第２の半導体スイッチング素子
６をオフさせると、第１のコンデンサ４からだけの電流
となり、第１の半導体スイッチング素子３の電圧が急な
傾きで、零に向かって下がる｛図１３の状態（ホ）｝。
この状態（ロ）から（ホ）の期間に、リーケージ型トラ
ンスの２次側に発生する電圧により、全波整流回路１６
で整流されマグネトロン９を付勢する。

【００６３】（参考例３） 図１４において、図１と同等な要素には同一符号を用い
ている。

【００６４】リーケージ型トランス１８は２次側に中点
タップを持つ２巻線式の構成をしている。２次側出力は
ダイオードを介してマグネトロン９に接続される。図１
５（ａ）は第１の半導体スイッチング素子３の電流波
形、同図（ｂ）はマグネトロン９のアノード電流波形、
同図（ｃ）はリーケージ型トランス２の１次側電流、同
図（ｄ）は第１の半導体スイッチング素子３の電圧波形
である。第１の半導体スイッチング素子３がオンしてい
るとき｛図１５の状態（イ）｝リーケージ型トランス２
の１次側に電流が流れ、２つの２次側巻線に、それぞれ
図１４の矢印の向きに電圧が発生する、このときダイオ
ード１９は順方向になるのでオンし、マグネトロン９が
付勢される。ダイオード２０は逆方向なのでオフしてい
る。第１の半導体スイッチング素子３がオフすると、リ
ーケージ型トランス２の１次側に流れていた電流が、第
１のコンデンサ４に向かって流れ始め｛図１５の状態
（ロ）｝、このコンデンサの電圧が第２のコンデンサ５
の初期電圧に達したら、第２のコンデンサ５にも電流が
流れ始めることにより｛図１５の状態（ハ）｝、第１の
半導体スイッチング素子３に印加する電圧がクランプす
ることは、第１の実施例と同様である。第２のコンデン
サ５からリーケージ型トランス２の１次巻線に向かって
電流が流れ始め｛図１５の状態（ニ）｝、任意の時間Ｔ
１で第２の半導体スイッチング素子６をオフさせると、
第１のコンデンサ４からだけの電流となり、第１の半導
体スイッチング素子３の電圧が急な傾きで、零に向かっ
て下がる｛図１５の状態（ホ）｝。この状態（ロ）から
（ホ）の期間に、リーケージ型トランス２の２つの２次
側巻線に発生する電圧する電圧は、先ほどの方向とは逆
になり、ダイオード２０が順方向となってオンし、マグ
ネトロン９を付勢する。ダイオード１９は逆バイアスと
なってオフする。

【００６５】以下、本発明の回路動作について図１６の
波形図を参照して実施例５について説明する。

【００６６】図１６（ａ）は商用電源の電圧波形で６０
Hzの周波数を持つ。同図（ｂ）は商用電源から供給され
る入力電流波形で、同図（ｃ）は商用電源を整流器で整
流して得られる直流電源１の出力電圧である。

【００６７】第３のコンデンサ１１は、前記直流電源の
出力電圧を整流する効果があるが、容量値が小さいので
平滑度合いは小さく、同図（ｃ）に示されるように、電
圧Ｅの商用電源の周期と同じ周期で大きなリップルを持
つ波形Ｖ１となる。このような程度の平滑度合いにする
ことにより、入力電流の波形歪みを少ないものとするこ
とができる。

【００６８】第１の半導体スイッチング素子３は数１０
KHz程度の周波数で動作しているので、第３のコンデン
サ１４には同図（ｄ）で示される前記周波数の振動電流
が流れる。しかしながら、この周波数の電流は、第３の
コンデンサ１４とインダクタとのフィルタ作用により、
入力電流には重畳しないようになっている。

【００６９】前述したように、本回路は第２の半導体ス
イッチング素子６を構成するトランジスタのオン時間Ｔ
１を任意に設定することができることを特長としてい
る。第１の半導体スイッチング素子３の零電圧でのスイ
ッチングを実現するには、たとえば図３における領域
（ホ）の動作が重要となってくる。第１の半導体スイッ
チング素子３の電圧が零に向かって下がっていくのは、
第１のコンデンサ４の持つエネルギーによって決まって
くるので、第１の半導体スイッチング素子３の電圧が零
に到達するだけのエネルギーを第１のコンデンサに蓄え
ておく必要がある。エネルギーは式（３）で表されるが
容量値Ｃは不変であるので、エネルギーを電圧に置き換
えることができる。第１のコンデンサ４の電圧は第２の
コンデンサ５の電圧によって決まる。すなわち、第２の
半導体スイッチング素子６を構成するトランジスタのオ
ン時間で決定することができる。従って、第１の半導体
スイッチング素子３を電圧Ｖ１の変化に対して一定周波
数で動作させても、第２の半導体スイッチング素子６を
構成するトランジスタのオン時間を調整することによ
り、第１のコンデンサに第１の半導体スイッチング素子
３が零電圧ができるだけのエネルギーを蓄えておくこと
ができる。

【００７０】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、第１の半
導体スイッチング素子に印加する電圧が、第２のコンデ
ンサの持つ初期電圧と同等になると、第２の半導体スイ
ッチング素子を通して、第２のコンデンサをさらに充電
するようになる。このとき、第２のコンデンサの容量が
第１のコンデンサの容量に加えられることになるので、
第１の半導体スイッチング素子の電圧の上昇する傾きが
緩やかになり、電圧を低減（クランプ）することができ
るという効果を有する。

【００７１】また、従来回路では、共振回路によって決
まり、調整できなかった第１の半導体スイッチング素子
のオフ時間を、任意に調整できるようになるので、直流
電源は商用電源を整流する構成としたリップルの大きい
電圧でも、その電圧の大きさに応じて、動作周波数を変
化させることなく、第１の半導体スイッチング素子のコ
レクタ電圧が零になった時点で、スイッチングさせるこ
とができ、スイッチング損失を低減することができると
いう効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図２】（ａ）同高周波加熱装置の主要回路部の動作状
態の等価回路図 （ｂ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図 （ｃ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図

【図３】同高周波加熱装置の主要回路部の波形図

【図４】本発明の実施例２の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図５】（ａ）同高周波加熱装置の主要回路部の動作状
態の等価回路図 （ｂ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図 （ｃ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図

【図６】本発明の実施例３の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図７】（ａ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回
路図 （ｂ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図 （ｃ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図

【図８】本発明の実施例４の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図９】（ａ）同高周波加熱装置の主要回路部の動作状
態の等価回路図 （ｂ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図 （ａ）同高周波加熱装置の主要回路部の等価回路図

【図１０】本発明の参考例１の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源装置の回路図

【図１１】同高周波加熱装置の主要回路部の波形図

【図１２】本発明の参考例２の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源装置の回路図

【図１３】同高周波加熱装置の主要回路部の波形図

【図１４】本発明の参考例３の高周波加熱装置のマグネ
トロン駆動用電源装置の回路図

【図１５】同高周波加熱装置の主要回路部の波形図

【図１６】本発明の実施例５の回路動作を説明する波形
図

【図１７】従来の高周波加熱装置のマグネトロン用駆動
用電源装置の回路図

【図１８】従来の半導体スイッチング素子の電圧と電流
の波形図

【図１９】同高周波加熱装置の主要回路部の波形図

【図２０】従来の回路動作を説明する波形図

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ リーケージ型トランス ３ 第１の半導体スイッチング素子 ４ 第１のコンデンサ ５ 第２のコンデンサ ６ 第２の半導体スイッチング素子 ７ 駆動回路 ８ 整流回路 ９ マグネトロン １５ 半波倍電圧整流回路 １６ 全波整流回路 １７ 中点タップ方式整流回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石尾 嘉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 大森 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−199758（ＪＰ，Ａ) 特開 昭49−70503（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１次
   側巻線、第１のコンデンサ並びに直列に接続した第２の
   コンデンサおよび第２の半導体スイッチング素子を並列
   に結線した並列回路と前記並列回路に直列に接続した第
   １の半導体素子とを有する回路と、前記第１の半導体ス
   イッチング素子と第２の半導体スイッチング素子とを交
   互に駆動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケー
   ジトランスの２次側に接続される全波倍電圧の整流回路
   と、前記整流回路に接続されるマグネトロンとを備え、
   前記第２のコンデンサは前記第１のコンデンサよりも容
   量を大きくする構成とした高周波加熱装置。
2. 【請求項２】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１次
   側巻線、第１のコンデンサ並びに直列に接続した第２の
   コンデンサおよび第２の半導体スイッチング素子を並列
   に結線した並列回路と前記並列回路に直列に接続した第
   １の半導体素子とを有する回路と、前記第１の半導体ス
   イッチング素子と第２の半導体スイッチング素子とを駆
   動する発振器を有する駆動回路と、前記リーケージトラ
   ンスの２次側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前
   記整流回路に接続されるマグネトロンとを備え、前記第
   ２のコンデンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大
   きく、前記第１の半導体スイッチング素子に印加される
   電圧が所定値以上になると前記第２の半導体スイッチン
   グ素子が駆動することにより前記第２のコンデンサの働
   きで前記第１の半導体スイッチング素子に印加される電
   圧のピーク値を低減させる構成とした高周波加熱装置。
3. 【請求項３】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線および第１のコンデンサの並列回路と第１の半導体ス
   イッチング素子並びに直列に接続した第２のコンデンサ
   および第２の半導体スイッチ素子の並列回路とを直列に
   接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と
   第２の半導体スイッチング素子とを交互に駆動する発振
   器を有する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次
   側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路
   に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデ
   ンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きくする構
   成とした高周波加熱装置。
4. 【請求項４】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線および第１のコンデンサの並列回路と第１の半導体ス
   イッチング素子並びに直列に接続した第２のコンデンサ
   および第２の半導体スイッチ素子の並列回路とを直列に
   接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と
   第２の半導体スイッチング素子とを駆動する発振器を有
   する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次側に接
   続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続
   されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは
   前記第１のコンデンサよりも容量を大きく、前記第１の
   半導体スイッチング素子に印加される電圧が所定値以上
   になると前記第２の半導体スイッチング素子が駆動する
   ことにより前記第２のコンデンサの働きで前記第１の半
   導体スイッチング素子に印加される電圧のピーク値を低
   減させる構成とした高周波加熱装置。
5. 【請求項５】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線並びに直列に接続した第２のコンデンサおよび第２の
   半導体スイッチ素子の並列回路と第１の半導体スイッチ
   ング素子および第１のコンデンサの並列回路とを直列に
   接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と
   第２の半導体スイッチング素子とを交互に駆動する発振
   器を有する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次
   側に接続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路
   に接続されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデ
   ンサは前記第１のコンデンサよりも容量を大きくする構
   成とした高周波加熱装置。
6. 【請求項６】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線並びに直列に接続した第２のコンデンサおよび第２の
   半導体スイッチ素子の並列回路と第１の半導体スイッチ
   ング素子および第１のコンデンサの並列回路とを直列に
   接続した回路と、前記第１の半導体スイッチング素子と
   第２の半導体スイッチング素子とを駆動する発振器を有
   する駆動回路と、前記リーケージトランスの２次側に接
   続される全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続
   されるマグネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは
   前 記第１のコンデンサよりも容量を大きく、前記第１の
   半導体スイッチング素子に印加される電圧が所定値以上
   になると前記第２の半導体スイッチング素子が駆動する
   ことにより前記第２のコンデンサの働きで前記第１の半
   導体スイッチング素子に印加される電圧のピーク値を低
   減させる構成とした高周波加熱装置。
7. 【請求項７】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線と第１のコンデンサ、第１の半導体スイッチング素子
   並びに直列に接続した第２のコンデンサと第２の半導体
   スイッチ素子とを備えた並列回路とを直列に接続する回
   路と、前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導
   体スイッチング素子とを交互に駆動する発振器を有する
   駆動回路と、前記リーケージトランスの２次側に接続さ
   れる全波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続され
   るマグネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは前記
   第１のコンデンサよりも容量を大きくする構成とした高
   周波加熱装置。
8. 【請求項８】直流電源と、前記直流電源に接続したリー
   ケージ型トランスと、リーケージ型トランスの１次側巻
   線と第１のコンデンサ、第１の半導体スイッチング素子
   並びに直列に接続した第２のコンデンサと第２の半導体
   スイッチ素子とを備えた並列回路とを直列に接続する回
   路と、前記第１の半導体スイッチング素子と第２の半導
   体スイッチング素子とを駆動する発振器を有する駆動回
   路と、前記リーケージトランスの２次側に接続される全
   波倍電圧の整流回路と、前記整流回路に接続されるマグ
   ネトロンとを備え、前記第２のコンデンサは前記第１の
   コンデンサよりも容量を大きく、前記第１の半導体スイ
   ッチング素子に印加される電圧が所定値以上になると前
   記第２の半導体スイッチング素子が駆動することにより
   前記第２のコンデンサの働きで前記第１の半導体スイッ
   チング素子に印加される電圧のピーク値を低減させる構
   成とした高周波加熱装置。
9. 【請求項９】直流電源は商用電源を整流する構成とし、
   発振器は所定周波数のパルスを発生し、第１のコンデン
   サに第１の半導体スイッチング素子が零電圧スイッチン
   グできるだけのエネルギーを蓄えておけるように、第１
   の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを駆動する
   構成とした請求項１ないし８のいずれか１項に記載の高
   周波加熱装置。