JP2006230124A

JP2006230124A - 着磁器用電源

Info

Publication number: JP2006230124A
Application number: JP2005042004A
Authority: JP
Inventors: Mitsutaka Hori; 充孝堀
Original assignee: Nihon Denji Sokki Co Ltd
Current assignee: Nihon Denji Sokki Co Ltd
Priority date: 2005-02-18
Filing date: 2005-02-18
Publication date: 2006-08-31
Anticipated expiration: 2025-02-18
Also published as: JP4667066B2

Abstract

【課題】昇圧トランス８の一次側に共振型インバータを設けることを前提に、その二次側の充電コンデンサＣ３に、高速で充電して高精度に安定化し得る着磁器用電源を提供する。
【解決手段】共振型インバータは、還流用ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子であるＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４によるスイッチング回路と、昇圧トランス８の漏洩インダクタンスとで共振する共振コンデンサＣ２とを備える。また、共振型インバータを共振周波数の半分の高速充電周波数でスイッチング制御し、充電コンデンサＣ３の充電電圧が所定電圧に達する前に低速充電周波数に切換るインバータ用スイッチング制御手段１３と、分圧器９により所定電圧に達したのが検知されるとスイッチング制御を中断させ、かつ所定電圧から所定量降下したのが検知されると低速充電周波数によるスイッチング制御を行う定電圧制御手段１２とが付属する。
【選択図】図１

Description

本発明は、着磁用スイッチング素子のオン制御に応答して着磁コイルに着磁電流を供給する充電コンデンサに、昇圧トランスの二次側の交流出力電圧を整流する両波整流回路の整流出力電圧を充電するようになった着磁器用電源に関するものである。

図７は、この種の従来の典型的な回路を示すもので、商用電源電圧の位相を制御する位相制御回路７と、これにより入力電力を調整された昇圧トランス８の昇圧電圧を両波整流する両波整流回路２と、その整流出力電圧で充電される充電コンデンサＣ３と、この充電コンデンサに並列に接続され、かつ着磁用スイッチング素子であるＳＣＲ１及び着磁コイルＬ１による直列回路で構成される。これにより、ＳＣＲ１を点弧パルスで導通させて着磁コイルＬ１に着磁電流を供給し、充電コンデンサＣ３の充電電圧が略ゼロになる時点から着磁コイルＬ１に発生する逆起電力でフライホイールダイオードＤ９に循環電流を流している。

一方、特許文献１によれば、直流電源に、還流用ダイオードがそれぞれ逆並列接続された第１及び第２の順方向に接続されたスイッチング素子及び第３及び第４の順方向に接続されたスイッチング素子で構成されるスイッチング回路を付設して、昇圧トランスの一次側に共振用コンデンサ及びトランスの漏洩インダクタンスによる共振型インバータを構成すると共に、二次側の整流出力でコンデンサを充電する電源装置が開示されている。
特開２００１−３３２４２３号公報

図７の回路によれば、位相制御回路７の位相制御により所望の充電電圧が得られるが、リップル電圧、或は複数台の着磁器を作動させると商用電源の変動の影響を被る。そこで、充電電圧を常時一定にするために、整流回路２及び充電コンデンサＣ３間に通常のフィードバック制御による電圧安定化回路を設けることが考えられるが、特に大電流を前提にする場合、電力損失及び回路構成の複雑さの点で困難である。また、位相制御回路７のスイッチング素子は、商用電源周波数に対応して１パルス当りの電流値が大きくなり、高価になる。さらに、生産タクトを短縮化されるために充電を高速化しようとしても商用電源の周波数で制限される。

一方、特許文献１による共振型インバータを前述の着磁器の充電コンデンサに充電に利用すると、高周波整流電圧による充電で、生産タクトが短縮化或は昇圧トランスの小型化が実現されるが、希土類磁石を大電流で高精度に着磁をするような場合、充電コンデンサの充電電圧を安定化する必要がある。しかしながら、前述のように通常のフィードバック制御で安定化しようとすると、電力損失が大きくなり、高周波共振型インバータにより高速で充電しようとすると、フィードバック制御の遅れに起因して着磁ごとに過渡的に充電電圧が過大になる可能性が残される。

本発明は、このような点に鑑みて、昇圧トランスの一次側に共振型インバータを設けることを前提に、その二次側の着磁電流源になる充電コンデンサに、高速で充電し、しかも充電電圧を電力損失を抑制して高精度に安定化し得る着磁器用電源を提供することを目的とする。

本発明は、この目的を達成するために、請求項１により、着磁用スイッチング素子のオン制御に応答して着磁コイルに着磁電流を供給する充電コンデンサに、昇圧トランスの二次側の両波整流回路の整流出力電圧により充電するようになった着磁器用電源において、昇圧トランスの一次側に、商用交流電源の整流回路と、その整流出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、共振型インバータとが設けられると共に、この共振型インバータが、第１のスイッチング素子の陰極に第２のスイッチング素子の陽極が接続された直列回路及び第３のスイッチング素子の陰極に第４のスイッチング素子の陽極が接続された直列回路が互いに並列接続され、第１乃至第４のスイッチング素子に還流用ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング回路と、第１及び第２の前記スイッチング素子間及び一次側の一方の端子間に接続され、かつ前記昇圧トランスの漏洩インダクタンスとで共振する共振コンデンサとを備え、またスイッチング回路が平滑コンデンサに並列に接続され、さらに一次側の他方の端子が、第３及び第４のスイッチング素子間に接続され、共振型インバータの共振周波数の一周期中の最初の半周期中にわたり第１及び第４のスイッチング素子をオン制御し、続く一周期中の最初の半周期にわたり第２及び第３のスイッチング素子をオン制御する一対のスイッチング信号を着磁周期に応じて共振周波数の半分の高速充電周波数で出力し、かつ充電コンデンサの充電電圧が所定電圧に達する前に高速充電周波数を相対的に低い低速充電周波数に切換るインバータ用スイッチング制御手段と、充電電圧を検知する充電電圧検知手段と、充電電圧が所定電圧に達したのが検知されると低速充電周波数による一対のスイッチング信号の出力を中断させ、かつ充電電圧が所定電圧から所定量降下したのが検知されると低速充電周波数による一対のスイッチング信号を再出力させる定電圧制御手段とが、共振型インバータに付属し、低速充電周波数に切換る充電電圧が、定電圧制御手段の応答遅れに起因して高速充電周波数により所定電圧を上廻る過充電が行われるのを抑制するように設定されることを特徴とする。

共振型インバータは、商用交流電源の整流回路の平滑コンデンサで平滑された整流出力電圧を、インバータ用スイッチング制御手段によるスイッチング制御により、還流用ダイオードが逆並列接続された第１及び第４のスイッチング素子をオン制御して共振周波数の正負のステップ充電電圧に変換して、二次側の両波整流回路を介して充電コンデンサを充電する。共振周波数の次の周期では第２及び第３のスイッチング素子がオン制御されて逆に負正のステップ充電電圧で充電コンデンサを充電する。充電速度は、充電途中で、このような共振周波数の半分の高速充電周波数から低速充電周波数に切換られる。低速充電により過電圧を発生することなく充電電圧が所定電圧に達すると、定電圧制御手段により、ステップ充電電圧の発生が中断され、所定量の電圧降下を生じると低速充電周波数で再充電されて定電圧が保持される。その際、高速充電から低速充電への切換は、請求項３によりインバータ用スイッチング制御手段が、高速充電周波数による一対のスイッチング信号の出力周期数に応答して、低速充電周波数による出力に切換るか、或は請求項４の発明によりインバータ用スイッチング制御手段が、充電電圧検知手段の検知電圧に応答して、高速充電周波数による一対のスイッチング信号の出力を低速充電周波数による出力に切換る。

本発明が適用される電力回生式の着磁器としては、請求項２により、昇圧トランスの二次側の交流出力電圧を整流する両波整流回路及び充電コンデンサ間に充電用スイッチング素子を介在させると共に、充電コンデンサに、回生用コイル及び回生用スイッチ素子で構成される回生用直列回路を並列に接続し、共振型インバータの作動及び充電用スイッチング素子のオン制御により整流出力電圧で充電コンデンサを充電し、次いでこの充電の終了状態で着磁用スイッチング素子をオン制御し、このオン制御時点から着磁コイルと充電コンデンサとによる共振電流の半周期の経過時点で回生用スイッチング素子をオン制御して、着磁コイルにより充電コンデンサに充電されている逆電圧を回生用コイルと充電コンデンサとによる共振電流により正電圧として充電コンデンサに回生する。

請求項１の発明によれば、商用電源電圧の整流・平滑電圧を変換する高周波共振型インバータを昇圧トランスの一次側に設けることにより、昇圧トランスの小型化、インバータのスイッチング素子の電流容量の低減化、高速充電による生産タクトの短縮化が可能になると共に、３相又は単相の商用電源の電圧変動或は重畳するノイズの影響を回避できる。加えて、インバータのスイッチング速度の切換により、充電電圧の安定化制御の遅れに起因する充電コンデンサの過充電を抑制し得ると共に、充電ステップ電圧の入力の遮断により電力損失無しで定電圧制御される。請求項２の発明によれば、着磁電流を着磁コイルと充電コンデンサとによる共振電流とすると共に、その半周期の経過時点で、着磁コイルにより充電コンデンサに充電されている逆電圧を回生用コイルと充電コンデンサとによる共振電流により反転して充電コンデンサに回生する着磁器の電源にも利用できる。また、回生用共振周波数の充分高く設定することにより、インバータの充電ステップ電圧による充電量を低減して生産タクトを一層短縮化することが可能になる。高速充電から低速充電への切換は、請求項３の発明によれば簡単な回路構成で行われ、請求項４の発明によれば充電電圧に応じて高精度に行われる。

図１乃至図４は本発明の実施の形態による着磁器用電源を説明するもので、図７を基に既述したものと同一もしくは同等部分は同一符号で説明する。昇圧トランス８の二次側には、両波整流回路２及びその整流出力電圧で充電される充電コンデンサＣ３に、着磁用スイッチング素子であるＳＣＲ１及び着磁コイルＬ１の直列回路と、充電電圧の分圧器９と、動作終了時点で充電電圧を放電させる放電用抵抗器Ｒ１とが並列接続されると共に、着磁コイルＬ１には充電コンデンサＣ３の充電電圧が略ゼロになる時点から着磁コイルＬ１に発生する逆起電力による残留電流を循環させるフライホイールダイオードＤ９が並列接続されている。ＳＣＲ１には、例えば２.５秒周期の生産タクトで点弧パルスを供給する着磁用スイッチング制御手段１０が付属している。

昇圧トランス８の一次側には、充電コンデンサＣ３を充電するための着磁器用電源として、例えば三相の商用交流電源の両波整流を行う整流回路１と、その整流出力電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１と、共振型インバータとが設けられている。この共振型インバータは、スイッチング素子としての第１のＩＧＢＴ１の陰極に第２のＩＧＢＴ２の陽極が接続された直列回路及び第３のＩＧＢＴ３の陰極に第４のＩＧＢＴ４の陽極が接続された直列回路が平滑コンデンサＣ１の並列接続されると共に、ＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４に還流用ダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ逆並列接続されたスイッチング回路と、ＩＧＢＴ１、２間及び昇圧トランス８の一次側の一方の端子間に接続され、かつ昇圧トランス８の漏洩インダクタンスとで共振する共振コンデンサＣ２とを備え、一次側の他方の端子は、ＩＧＢＴ３、４間に接続されている。

このスイッチング回路には、図２に示すように、ＩＧＢＴ１，４及びＩＧＢＴ２，３にそれぞれ例えば１００ｋＨｚの共振周波数に対応してその半周期よりも僅かに広めの一対のゲート状スイッチング信号を５０ｋＨｚ又は５ｋＨｚの周期で出力するインバータ用スイッチング制御手段１３と、充電コンデンサＣ３の充電電圧を分圧してＡ／Ｄコンバータ１１でディジタル化させる充電電圧検知手段としての分圧器９と、所定電圧２．５ｋＶに対して充電電圧がその９８％に達したのが検知されると５０ｋＨｚのスイッチング信号（図２Ｂ）を間欠的にブランキングして５ｋＨｚのスイッチング信号出力（図２Ｃ）に切換え、所定電圧に達したのが検知されると、そのスイッチング信号の出力を停止させ、さらに所定電圧に達した後に例えばその０．１％に相当する２．５Ｖの電圧低下を検知されると、所定電圧が得られるように低速充電周波数５ｋＨｚのスイッチング信号を再出力させる定電圧制御手段１２とが付属している。これらの制御手段１０，１２，１３はマイクロコンピュータ或はハード回路により構成される。尚、高速充電から低速充電への切換は、インバータ用スイッチング制御手段１３が、所定電圧の９８％に達する高速充電周波数のスイッチング信号の出力周期数を予め想定しておき、その出力周期数達した時点で低速充電周波数に切換るようにもできる。

これにより、３.５秒周期の着磁用点弧パルスの発生に応答して、ＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４は５０ｋＨｚ又は５ｋＨｚの一対のゲート状スイッチング信号によりインバータ制御が行われる。即ち、図２Ａに示すように、平滑コンデンサＣ１の平滑された整流電圧により、共振周波数１００ｋＨｚの一周期の最初の半周期に共振電流がＩＧＢＴ１→共振用コンデンサＣ２→昇圧トランス８→ＩＧＢＴ４に流れ、共振用コンデンサＣ２が整流電圧の２倍まで充電される。次の半周期で、この充電電圧が、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ４が電流ゼロでオフすると共に、共振用コンデンサＣ２→還流用ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→還流用ダイオードＤ４→昇圧トランス８に流れる。共振周波数の続く一周期の最初の半周期で、共振電流がＩＧＢＴ２→昇圧トランス８→共振用コンデンサＣ２→ＩＧＢＴ３に逆方向へ流れ、さらに次の半周期で共振用コンデンサＣ２→還流用ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣ１→還流用ダイオードＤ３→昇圧トランス８に流れる。

共振周波数１００ｋＨｚを得るように、昇圧トランス８の漏洩インダクタンスに対応して共振コンデンサＣ２の容量Ｃｓは、例えば０．１μＦに設定されている。一方、共振周波数の一周期１０μｓごとの充電ステップ電圧（半周期５μｓごとの充電ステップ電圧の２倍）△Ｖｃｏは、充電コンデンサＣ３の容量ＣｏがＣｓより充分大きいのを前提に下記の式（１）で規定される。

△Ｖｃｏ＝４×（Ｃｓ／ｎＣｏ）×（Ｖｃｅ−Ｖｃｒ／ｎ）・・・・（１）
ここで、容量Ｃｏを３，０００μＦ、所定電圧Ｖｃｅを２．５ｋＶ、昇圧トランス８の昇圧比ｎを十数倍とすると、充電コンデンサＣ３の各着磁ごとの残留電圧ＶｃｒをＶｃｅに対して大幅に小さいのを前提に、充電ステップ電圧△Ｖｃｏは１０ｍＶ程度に設定される。

要するに、着磁電流が大きな通常の着磁器では、Ｃｏが相応に大きくなり、容量比Ｃｓ／Ｃｏが自ずと極めて小さくなることにより、所定電圧Ｖｃｅに対して充電ステップ電圧△Ｖｃｏは充分小さく設定可能になる。また、共振周期の１０μｓごとに１０ｍＶステップで２．５ｋＶを充電するのに要する時間は２．５ｓとなる。また、２％の５０Ｖを低速充電の２００μｓ周期で充電するのに要する時間は、０．５秒になる。定電圧制御の対象になる誤差電圧２．５Ｖを低速充電の２００μｓ周期で充電するのに要する時間は２５ｍｓになる。したがって、高速充電の２０μｓ周期の場合２５ｍｓの間に２５Ｖの充電電圧が発生して、定電圧制御の遅れにより過電圧にある可能性があるが、充電速度が１／１０に減速することにより、定電圧制御の応答遅れが２５ｍｓより充分小さいことを前提に、誤差電圧２．５Ｖ、即ち０．１％程度の誤差内で定電圧制御が可能になる。

このように構成された着磁器用電源の動作を図２乃至図４を参照して説明する。スタート信号又は例えば３．５秒周期の着磁用点弧パルスに応答して、ＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４は高速充電周波数５０ｋＨｚの一対のゲート状スイッチング信号によりインバータ制御される。これにより、共振周波数１００ｋＨｚの半周期ごとに正→負→負→正の充電ステップ電圧が、両波整流回路２で両波整流されて充電コンデンサＣ３に逐次充電される。その際、昇圧トランス８には、共振周波数約１００ｋＨｚの１周期と次の１周期とで同じ動作モードで交互に逆の共振電圧が供給されるために、残留磁気の発生を抑制して高周波の昇圧特性が確保される。

所定電圧の９８％が検知された時点で、一対のゲート状スイッチング信号の出力周波数が、過渡的に過充電が行われないように、定電圧制御を有効に機能させる低速充電周波数５ｋＨｚに低減されて充電が継続される。１００％が検知された時点で、実質上遅延無くスイッチング信号の出力が停止される。この状態で、着磁開始まで主に充電コンデンサＣ３の漏洩抵抗で所定電圧２．５ｋＶに対して０．１％、即ち２．５Ｖの電圧降下が検知されるごとに、低速充電周波数で充電電圧の補充が高精度に繰返される。

ＳＣＲ１が点弧すると、着磁コイルＬ１へ充電コンデンサＣ３との共振による例えば１０ｋＡ程度の着磁電流が供給され、ピーク電流に達した後は逆電圧によりＳＣＲ１は消弧すると共に、フライホイールダイオードＤ９を通して放電が行われる。３．５秒の生産タクトで着磁コイルＬ１内に磁石が順に搬送され、その都度充電コンデンサＣ３が２．５ｋＶに高精度に充電された状態で、着磁用点弧パルスが出力される。

このように交流電圧を整流回路１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑して電圧変動、重畳ノイズの影響を回避した直流電圧を変換した高周波の微小電圧ステップにより高い分解能で高速充電されると共に、充電電圧が安定化制御されることにより、均一な保持力を有する磁石が短い生産タクトで製作可能になる。また、高周波インバータにより、昇圧トランス８のコアが小型化されると共に、１パルス当りのＩＧＢＴの電流量もしくはスイッチング損失を抑制でき、スイッチング素子のコストを低減でき、充電効率も向上する。

尚、本発明の共振型インバータ式の電源は、本願出願人による特願２００４−３６５８６２による次の構成の着磁器にも適用される。即ち、図５に示すように、昇圧トランス８の昇圧交流出力を整流する両波整流回路２と、その整流出力電圧で充電される充電コンデンサＣ３と、この充電コンデンサに並列に接続され、かつ着磁用ＳＣＲ１及び着磁コイルＬ１で構成される直列回路とを備えると共に、両波整流回路２及び充電コンデンサＣ３間に充電用ＳＣＲ３が接続され、その出力側において、充電コンデンサＣ３に、回生用コイルＬ２及び回生用ＳＣＲ２で構成される回生用直列回路が並列に接続される。ＳＣＲ１〜３は、周知のスイッチング素子として、オン制御で導通し、導通電流が所定レベルを下廻ると自動的に非導通になる。

これにより、図６に示すように、付属のスイッチング制御回路５により、着磁用ＳＣＲ１が点弧パルスＰ１でオン制御されることにより、着磁コイルＬ１には、充電コンデンサＣ３の充電電圧により着磁電流が供給される。この着磁電流は、着磁コイルＬ１と充電コンデンサＣ３との共振電流として供給され、その共振周波数の着磁電流が略ゼロになる半周期Ｔ１を経過する時点でＳＣＲ１は消弧する。この間、充電コンデンサＣ３の充電電圧は徐々に放電し、ピーク電流に達した時点で着磁コイルＬ１に発生する逆電圧で充電され、着磁コイルＬ１等の電力損失を伴って逆電圧として充電コンデンサＣ３に保持される。次いで、回生用ＳＣＲ２が点弧パルスＰ２でオン制御されると、充電コンデンサＣ３には、回生用コイルＬ２との共振により、所定量の減衰を伴って、その半周期Ｔ２の間に正電圧が充電され、したがって着磁コイルＬ１の逆電圧により一旦充電コンデンサＣ３に充電された逆電圧が、回生用コイルＬ２により再度反転されて正電圧に回生され、共振周波数の半周期Ｔ２に達して回生電流が略ゼロになる時点で、ＳＣＲ２は消弧して充電コンデンサＣ３に回生電圧が保持される。

即ち、充電電圧により惹起される共振周波数の減衰振動中、その最初の半波が着磁電流として利用され、残りの振動エネルギは回生される。この各回生動作後に、点弧パルスＰ３でインバータ用スイッチング制御手段１３及び定電圧制御手段１２を作動させると共に、充電用ＳＣＲ３はインバータ共振周波数の半周期よりも幅広の一対のゲート状スイッチング信号によりオン制御されることにより、充電期間Ｔ３中オン状態で両波整流回路２により回生電圧を補充するように充電される。充電用ＳＣＲ３は、着磁及び回生動作中ステップ充電電圧もしくはスイッチング信号を生じないことにより非導通状態になる。尚、この実施の形態の場合、回生用共振周波数による高速充電が可能となり、しかもインバータによる充電量を回生電圧に応じて低減できるために、生産タクトを一層短くすることが可能になる。

本発明の実施の形態による着磁器電源の回路構成を示す図である。同装置の動作のタイミング及び動作波形を説明する図である。同着磁器電源の充電コンデンサの充電過程を説明する図である。同着磁器電源の着磁動作を説明するもので、同図Ａは充電コンデンサの電圧波形、同図Ｂは着磁コイルの電流波形を説明する図である。本発明が適用される別の着磁器の構成を示す図である。図５による着磁器の動作を説明する図である。従来の着磁器の着磁回路の構成を示す図である。

符号の説明

１商用交流電源の整流回路
２昇圧電圧の両波整流回路
８昇圧トランス
９充電電圧の分圧器
Ｃ１平滑コンデンサ
Ｃ２共振コンデンサ
Ｃ３充電コンデンサ
Ｌ１着磁コイル
Ｌ２回生用コイル
ＳＣＲ１着磁用ＳＣＲ
ＳＣＲ２回生用ＳＣＲ
ＳＣＲ３充電用ＳＣＲ

Claims

着磁用スイッチング素子のオン制御に応答して着磁コイルに着磁電流を供給する充電コンデンサに、昇圧トランスの二次側の両波整流回路の整流出力電圧により充電するようになった着磁器用電源において、
昇圧トランスの一次側に、商用交流電源の整流回路と、その整流出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、共振型インバータとが設けられると共に、この共振型インバータが、第１のスイッチング素子の陰極に第２のスイッチング素子の陽極が接続された直列回路及び第３のスイッチング素子の陰極に第４のスイッチング素子の陽極が接続された直列回路が互いに並列接続され、第１乃至第４の前記スイッチング素子に還流用ダイオードがそれぞれ逆並列接続されたスイッチング回路と、第１及び第２の前記スイッチング素子間及び一次側の一方の端子間に接続され、かつ前記昇圧トランスの漏洩インダクタンスとで共振する共振コンデンサとを備え、また前記スイッチング回路が前記平滑コンデンサに並列に接続され、さらに前記一次側の他方の端子が、第３及び第４の前記スイッチング素子間に接続され、
前記共振型インバータの共振周波数の一周期中の最初の半周期中にわたり第１及び第４のスイッチング素子をオン制御し、続く前記一周期中の最初の半周期にわたり第２及び第３の前記スイッチング素子をオン制御する一対のスイッチング信号を着磁周期に応じて前記共振周波数の半分の高速充電周波数で出力し、かつ充電コンデンサの充電電圧が所定電圧に達する前に前記高速充電周波数を相対的に低い低速充電周波数に切換るインバータ用スイッチング制御手段と、前記充電電圧を検知する充電電圧検知手段と、前記充電電圧が前記所定電圧に達したのが検知されると前記低速充電周波数による一対の前記スイッチング信号の出力を中断させ、かつ前記充電電圧が前記所定電圧から所定量降下したのが検知されると前記低速充電周波数による一対の前記スイッチング信号を再出力させる定電圧制御手段とが、前記共振型インバータに付属し、
前記低速充電周波数に切換る前記充電電圧が、前記定電圧制御手段の応答遅れに起因して前記高速充電周波数により前記所定電圧を上廻る過充電が行われるのを抑制するように設定されることを特徴とする着磁器用電源。
昇圧トランスの二次側の交流出力電圧を整流する両波整流回路及び充電コンデンサ間に充電用スイッチング素子を介在させると共に、前記充電コンデンサに、回生用コイル及び回生用スイッチング素子で構成される回生用直列回路を並列に接続し、
共振型インバータの作動及び前記充電用スイッチング素子のオン制御により前記整流出力電圧で前記充電コンデンサを充電し、次いでこの充電の終了状態で着磁用スイッチング素子をオン制御し、このオン制御時点から前記着磁コイルと前記充電コンデンサとによる共振電流の半周期の経過時点で前記回生用スイッチング素子をオン制御して、前記着磁コイルにより前記充電コンデンサに充電されている逆電圧を前記回生用コイルと前記充電コンデンサとによる共振電流により正電圧として前記充電コンデンサに回生することを特徴とする請求項１記載の着磁器用電源。
インバータ用スイッチング制御手段が、高速充電周波数による一対のスイッチング信号の出力周期数に応答して、低速充電周波数による出力に切換ることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の着磁器用電源。
インバータ用スイッチング制御手段が、充電電圧検知手段の検知電圧に応答して、高速充電周波数による一対のスイッチング信号の出力を低速充電周波数による出力に切換ることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の着磁器用電源。