JP6470832B2 - 電力変換装置及びその初期充電方法 - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、電力変換装置及びその初期充電方法に関する。
電源から入力変圧器を介してインバータを初期充電する方法について、従来は、限流抵抗または限流リアクトルを用いる方法が採用されていた。しかし、装置のコンパクト化・低価格化の観点から、これら初期充電用部品を用いず、直接電源を投入して充電する方法が採用されている。
しかしながら、上記初期充電用部品を用いず、直接電源を投入してインバータを初期充電する方法では、入力変圧器の漏れインダクタンスに発生する逆起電力により、インバータの平滑コンデンサに、入力電圧の波高値以上の電圧が印加され、部品破損につながる課題があった。
本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、初期充電用部品を用いず、直接電源を投入してインバータを初期充電する方法において、電源投入時の投入位相を制御することにより、直流電圧の過電圧を抑制し、過電圧に伴う過充電を防止する充電方式を用いることができ、上記部品破壊につながる課題を解決することができる電力変換装置及びその初期充電方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、高圧電源をインバータ装置が要求する電源に変換する入力変圧器と、前記高圧電源と前記入力変圧器の間に配置され、前記高圧電源から供給される高圧電力を前記入力変圧器に供給する電路を投入する遮断器と、前記入力変圧器によって変換された交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、前記コンバータ部によって変換された前記直流電力を平滑する平滑コンデンサと、前記高圧電源の位相を検出し、所定の位相に到達したタイミングで、前記遮断器を投入する同期開閉制御装置と、を備え、前記同期開閉制御装置は、前記所定の位相が前記平滑コンデンサの最初の半波ピーク電圧値と前記入力変圧器の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値が一致する位相のときに、前記遮断器を投入制御することを特徴とする電力変換装置。
以下、図面を参照して本実施例に係る電力変換装置１００及びその充電方法の動作を説明する。
図１は、本実施例に係る電力変換装置１００の構成を説明する図である。電力変換装置１００は、遮断器１、計器用変圧器２、同期開閉制御装置３、入力変圧器１０及びインバータ装置２０などで構成される。
高圧電源は、遮断器１の入力端子に接続され、その出力端子は、入力変圧器１０の1次側端子に接続される。なお、本実施例においては、高圧電源が単相交流電源である場合について以下説明する。
遮断器１は、上記高圧電源から供給される高圧電力を入力変圧器１０に供給する電路を投入又は遮断する。
入力変圧器１０の２次側端子は、本実施例に係る電力変換装置１００を構成するインバータ装置２０の入力端子に接続される。
同期開閉制御装置３は、高圧電源の位相を検出して所定の位相角に到達したタイミングで遮断器１を投入又は遮断制御する。この結果、高圧電源から供給される高圧電力は、入力変圧器１０を介してインバータ装置２０に投入又は遮断される。
入力変圧器１０は、高圧電源を商用電源など低圧電源に変換する。このようにして変換された電力は、インバータ装置２０に供給される。
インバータ装置２０は、図示しない負荷に必要な電力を供給する。
図２は、入力変圧器１０の２次側等価回路及び当該入力変圧器１０の２次側端子に接続されたインバータ装置２０の回路構成を示す。
インバータ装置２０は、コンバータ部２１、平滑コンデンサＣ１・Ｃ２及びインバータ部２２を有して構成される。
コンバータ部２１は、複数のスイッチング素子で構成され、入力変圧器１０の２次側端子から供給された交流電力を直流電力に変換する。コンバータ部２１を構成する各スイッチング素子のゲート端子は、制御部３０に接続され、当該制御部３０によって制御され、直流電力が生成される。
平滑コンデンサＣ１・Ｃ２は、コンバータ部２１で生成された直流電力を平滑するためのコンデンサで、容量の大きなコンデンサが用いられる。上記コンバータ部２１は、交流電力を直流電力に変換する際、当該コンバータ部２１を構成する複数のスイッチング素子がスイッチングされるため、高調波が発生する。この高調波を平滑するために当該平滑コンデンサＣ１・Ｃ２が用いられる。
インバータ部２２は、コンバータ部２１と同様に複数のスイッチング素子で構成され、コンバータ部２１から出力された直流電力を交流電力に変換する。インバータ部２２を構成する各スイッチング素子のゲート端子は、制御部３０に接続され、当該制御部３０によって制御され、負荷に必要な交流電源が生成される。なお、当該インバータ部２２を構成するスイッチング素子を制御することにより、負荷に応じて、基本的には任意の周波数の交流電源を生成することが可能になる。
図３は、図２に示す電力変換装置１００のインバータ装置２０の初期充電を説明する図である。図３（１）は、入力変圧器１０の２次側等価回路及びインバータ装置２０の主要な回路図である。
図３（２）は、上記図３（１）をモデル化した場合の等価回路図である。入力変圧器１０の２次側漏れインピーダンスＺＬは、１次側及び２次側換算合計巻線抵抗Ｒ[Ω]並びに１次側及び２次側の合計漏れインダクタンスＬ[Ｈ]を用いて下記数式（１）で示すことができる。
また、コンバータ部２１は、ダイオードブリッジ２１ａを用いて表すことができる。
図３（３）は、上記図３（２）で示したダイオードブリッジを省略し、単純化した場合の等価回路図である。この等価回路を用いて入力変圧器１０の入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２は下記数式（２）で示すことができる。ここでＶ２ｍは入力変圧器１０の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値である。
コンデンサＣに流れる電荷ｑとコンデンサＣの電圧Ｖｃの関係は数式（３−１）で示され、当該関係式から、コンデンサＣに流れる電流ｉは、下記数式（３−２）で示される。
数式（３−２）を数式（２）に代入すると下記数式（４）が得られる。
数式（４）は、抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びコンデンサＣが直列に接続された場合のコンデンサＣの電圧Ｖｃに関する微分方程式を示しており、この微分方程式の解は、定常電圧Ｖｃ１及び過渡電圧Ｖｃ２を加算したものとなり、下記数式（５）で示される。
定常電圧Ｖｃ１は、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２に同期した振動電圧を示す。一方、過渡電圧Ｖｃ２は、振動しながら減衰する電圧である。コンデンサ電圧Ｖｃは、上記定常電圧Ｖｃ１と過渡電圧Ｖｃ２を加算した電圧で示され、下記数式（６）で示される。
数式（６）に示すＡ１、ｘ、ｙ、θ、α、βは、下記数式（７）で示される。
なお、数式（６）は、コンデンサ電圧Ｖｃを示しているが、この数式（６）から明らかなように、コンデンサ電圧Ｖｃは、後述する電源投入位相角（以下投入位相角と称する。）θの関数となっており、投入位相角θを可変することによりコンデンサ電圧Ｖｃが変化する。後述する図５〜図８などの説明において、投入位相角θによってコンデンサ電圧Ｖｃが異なる電圧値を示すのはそのためである。
図４は、図３（３）に示すモデルのシミュレーション波形である。シミュレーション条件は、下記の通りである。
Ｖ２ｍ＝８９４[Ｖｒｍｓ]
Ｒ＝４４．９[ｍΩ]
Ｌ＝１．２９[ｍＨ]
Ｃ＝３２００[μＦ]
ｆ＝５０[Ｈｚ]
θ＝０[ｄｅｇ]
図４（１）は、上記シミュレーション条件時の数式（４）に示すコンデンサ電圧Ｖｃの電圧波形であり、上述したように定常電圧Ｖｃ１と過渡電圧Ｖｃ２が加算された電圧波形となる。
Ｒ＝４４．９[ｍΩ]
Ｌ＝１．２９[ｍＨ]
Ｃ＝３２００[μＦ]
ｆ＝５０[Ｈｚ]
θ＝０[ｄｅｇ]
図４（１）は、上記シミュレーション条件時の数式（４）に示すコンデンサ電圧Ｖｃの電圧波形であり、上述したように定常電圧Ｖｃ１と過渡電圧Ｖｃ２が加算された電圧波形となる。
図４（２）は、上記シミュレーション条件時の数式（２）に示す入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２及び数式（６）に示す定常電圧Ｖｃ１を示す。
図４（３）は、上記シミュレーション条件時の数式（６）に示す過渡電圧Ｖｃ２を示す。
図４（４）は、図４（１）に示すコンデンサ電圧Ｖｃの充電開始直後の電圧波形の拡大図である。同図に関する説明は、後述する。
図５は、下記条件時のコンデンサ電圧Ｖｃ、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２及びコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃの関係を示す図である。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＞入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードにより、初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｃとなる最初の半波ピーク電圧値となり、そのまま保持されるため、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２よりも大きな電圧になる。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＞入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードにより、初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｃとなる最初の半波ピーク電圧値となり、そのまま保持されるため、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２よりも大きな電圧になる。
この時の入力電流ｉは、上記初期充電時のみ充電電流が流れるが、その後（ｔ１以降）は、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２がコンデンサＣの直流電圧Ｖｄｃ以下となるため流れない。
図６は、コンデンサ電圧Ｖｃと入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の関係を示す図で、下記条件の場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃを示す。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＝入力電圧Ｖ２の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値が一致する位相のとき
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードにより、初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｃとなる最初の半波ピーク電圧値となり、そのまま保持されるが、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２を超えない。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＝入力電圧Ｖ２の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値が一致する位相のとき
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、ダイオードブリッジを構成する整流ダイオードにより、初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ＝Ｖｃとなる最初の半波ピーク電圧値となり、そのまま保持されるが、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２を超えない。
この時の入力電流ｉは、図５の場合と同様、上記初期充電時のみ充電電流が流れるが、
その後（ｔ２以降）は、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２が、コンデンサＣの直流電圧Ｖｄｃ以下となるため流れない。
その後（ｔ２以降）は、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２が、コンデンサＣの直流電圧Ｖｄｃ以下となるため流れない。
図７は、コンデンサ電圧Ｖｃと入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の関係を示す図で、下記条件の場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃを示す。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＜入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、一旦、コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値（タイミングｔ３）まで充電されるが、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の値がコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ以上になった時（タイミングｔ３〜ｔ４）に再び充電される。この充電は、図７において、Ｖｄｃ及びＶｃが初期電圧を持った場合に相当するため、結局直流電圧Ｖｄｃは、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２以上に充電される。
条件：コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＜入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値
この場合のコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃは、一旦、コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値（タイミングｔ３）まで充電されるが、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の値がコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃ以上になった時（タイミングｔ３〜ｔ４）に再び充電される。この充電は、図７において、Ｖｄｃ及びＶｃが初期電圧を持った場合に相当するため、結局直流電圧Ｖｄｃは、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２以上に充電される。
なお、タイミングｔ３〜ｔ４の間は、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２が負電圧を示しているが、上述したダイオードブリッジにより、コンデンサＣに対しては、常に一方向の電圧に変換されるため、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の絶対値が直流電圧Ｖｄｃを超えたとき、当該入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２によってコンデンサＣは充電されることになる。
図８は、本実施例に係る電力変換装置１００において最適投入位相角θ１の求め方を示す図である。ここでは、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２の投入位相角θ[ｄｅｇ]に対するコンデンサ電圧Ｖｃ及びコンデンサＣの初期充電時の直流電圧Ｖｄｃを算出した図である。
以上から、直流電圧Ｖｄｃが最も低くなる場合は、図６に示すコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値=入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値の場合であることがわかる。コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値は、電源投入位相θによって変わる。よって、コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値＝入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値となる場合のθが最適投入位相となる。
これを解析的に求めることは困難であるため、０[ｄｅｇ]≦θ≦１８０[ｄｅｇ]において、投入位相角θを５[ｄｅｇ]刻みごとに上記数式（６）を用いてコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値を計算し、グラフから最適投入位相を求める。なお、シミュレーション条件は、下記の通りである。
Ｖ２ｍ＝８９４[Ｖｒｍｓ]
Ｒ＝４４．９[ｍΩ]
Ｌ＝１．２９[ｍＨ]
Ｃ＝３２００[μＦ]
ｆ＝５０[Ｈｚ]
θ＝０〜１８０[ｄｅｇ]
本実施例の場合、上記数式（６）を用いて計算した各投入位相におけるコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値と、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値が交差する点（タイミングｔ５）が最適投入位相角θ１となる。図示した例の場合は最適投入位相角θ１（＝１０３[ｄｅｇ]）となる。具体的には下記の通りである。
Ｒ＝４４．９[ｍΩ]
Ｌ＝１．２９[ｍＨ]
Ｃ＝３２００[μＦ]
ｆ＝５０[Ｈｚ]
θ＝０〜１８０[ｄｅｇ]
本実施例の場合、上記数式（６）を用いて計算した各投入位相におけるコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値と、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値が交差する点（タイミングｔ５）が最適投入位相角θ１となる。図示した例の場合は最適投入位相角θ１（＝１０３[ｄｅｇ]）となる。具体的には下記の通りである。
入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値=√２×Ｖ２=１２６４[Ｖ]
コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波（θ=０〜１８０[ｄｅｇ]）でのピーク電圧値をプロットしたグラフとの交点（タイミングｔ５）の位相角θ１が最適投入位相角となる。本実施例の場合、上述したように最適投入位相角θ１は１０３[ｄｅｇ]となる。
コンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波（θ=０〜１８０[ｄｅｇ]）でのピーク電圧値をプロットしたグラフとの交点（タイミングｔ５）の位相角θ１が最適投入位相角となる。本実施例の場合、上述したように最適投入位相角θ１は１０３[ｄｅｇ]となる。
図９は、本実施例において設定した最適投入位相角θ１で投入するための動作を説明するフローチャートである。
最初に、上記数式（６）に入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値Ｖ２ｍ[Ｖ]、入力変圧器１０の１次側及び２次側の２次側換算合計巻線抵抗Ｒ[Ω]並びに１次側及び２次側の合計漏れインダクタンスＬ[Ｈ]、コンデンサＣ[Ｆ]、電源周波数ｆ[Ｈｚ]を代入し、投入位相角θ[ｄｅｇ]を０〜１８０[ｄｅｇ]まで５〜１０[ｄｅｇ]間隔で可変し、投入位相角θ[ｄｅｇ]に対するコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波ピーク電圧値を求める（Ｓ１）。なお、投入位相角θ[ｄｅｇ]とは、数式（６）におけるθ[ｄｅｇ]のことである。
次に、横軸に投入位相角θ、縦軸にコンデンサ電圧Ｖｃの最初の半波のピーク電圧値のグラフを描き、入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２のピーク電圧値との交点を求める。交点の投入位相角θが最適投入位相角θ１となる（Ｓ２）。
次に、同期開閉制御装置３を用いて、最適投入位相角θ１にて入力変圧器１０の1次側に接続された遮断器１を投入する。同期開閉制御装置３は投入指令を受けた後、遮断器１の温度・制御電圧などの状態から遅延時間・閉極動作時間を加味して遮断器１を投入する（Ｓ３）。
以上の処理を経て、最適投入位相角θ１で遮断器１が閉じ入力変圧器１０に入力電圧が供給される。
以上説明したように、本実施例によれば、直流電圧Ｖｄｃが入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２を超えることによる過充電を防止することができ、「発明が解決しようとする課題」を解決することができる電力変換装置及びその初期充電方法を提供することができる。
実施例１は、遮断器１に供給される高圧電源が単相交流の場合について説明した。しかしながら、上記高圧電源が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相交流電源であって、実施例１で説明した上記遮断器１、入力変圧器１０、インバータ装置２０、同期開閉制御装置３及び制御部３０を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに備えた電力変換装置に適用可能である。
この場合、上記同期開閉制御装置３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごと高圧電源の位相を検出し、相ごとに、所定の位相に到達したタイミングで上記相ごとに備えられた遮断器１の投入又は遮断を制御する。
遮断器１の制御方法は、実施例１同様である。すなわち、相ごと、上述した最適投入位相角θ１にて入力変圧器１０の1次側に接続された遮断器１を投入する。
以上の処理を経て、最適投入位相角θ１で遮断器１が閉じ入力変圧器１０に入力電圧が供給される。
以上説明したように、本実施例２によれば、直流電圧Ｖｄｃが入力電圧の２次側換算電圧Ｖ２を超えることによる過充電を防止することができ、「発明が解決しようとする課題」を解決することができる電力変換装置及びその初期充電方法を提供することができる。
１ 遮断器
２ 計器用変圧器
３ 同期開閉制御装置
１０ 入力変圧器
２０ インバータ装置
２１ コンバータ部
２２ インバータ部
３０ 制御部
１００ 電力変換装置
２ 計器用変圧器
３ 同期開閉制御装置
１０ 入力変圧器
２０ インバータ装置
２１ コンバータ部
２２ インバータ部
３０ 制御部
１００ 電力変換装置
Claims (4)
- 高圧電源をインバータ装置が要求する電源に変換する入力変圧器と、
前記高圧電源と前記入力変圧器の間に配置され、前記高圧電源から供給される高圧電力を前記入力変圧器に供給する電路を投入する遮断器と、
前記入力変圧器によって変換された交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
前記コンバータ部によって変換された前記直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
前記高圧電源の位相を検出し、所定の位相に到達したタイミングで、前記遮断器を投入する同期開閉制御装置と、
を備え、
前記同期開閉制御装置は、
前記所定の位相が前記平滑コンデンサの最初の半波ピーク電圧値と前記入力変圧器の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値が一致する位相のときに、前記遮断器を投入制御することを特徴とする電力変換装置。 - 高圧電源がＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相交流電源であって、
前記高圧電源をインバータ装置が要求する電源に変換する入力変圧器と、
前記高圧電源と前記入力変圧器の間に配置され、当該高圧電源から供給される高圧電力を前記入力変圧器に供給する電路を投入する遮断器と、
前記入力変圧器によって変換された交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、
前記コンバータ部によって変換された前記直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
前記高圧電源の位相を検出し、所定の位相に到達したタイミングで、前記遮断器を投入制御する同期開閉制御装置と、
を、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに備え、
前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに備えられた前記同期開閉制御装置は、
前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに検出された前記高圧電源の前記所定の位相が、前記平滑コンデンサの最初の半波ピーク電圧値と前記入力変圧器の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値が一致する位相のときに、当該相に備えられた前記遮断器を投入制御することを特徴とする電力変換装置。 - 高圧電源をインバータ装置が要求する電源に変換する入力変圧器と、前記高圧電源と前記入力変圧器の間に配置され、当該高圧電源から供給される高圧電力を前記入力変圧器に供給する電路を投入または遮断する遮断器と、前記入力変圧器によって変換された交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、前記コンバータ部によって変換された前記直流電力を平滑する平滑コンデンサと、前記高圧電源の位相を検出し、所定の位相に到達したタイミングで、前記遮断器を投入又は遮断制御する同期開閉制御装置と、を備えた電力変換装置であって、
前記入力変圧器の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値と、前記入力変圧器の１次側及び２次側の２次側換算巻線抵抗Ｒ並びに１次側及び２次側の合計漏れインダクタンスと、前記平滑コンデンサの容量と、前記高圧電源の角周波数を用い、所定の演算式に基づいて、投入位相角をパラメータとして、０〜１８０[ｄｅｇ]の間、所定の間隔で前記投入位相角を変化させたときの前記平滑コンデンサの電圧を算出し、
前記入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値と、前記平滑コンデンサの電圧が一致する投入位相角θ１を算出し、
前記同期開閉制御装置は、前記投入位相角θ１のタイミングで前記遮断器を投入することを特徴とする電力変換装置の初期充電方法。 - 前記入力変圧器の入力電圧の２次側換算電圧のピーク電圧値をＶ２ｍ、前記入力変圧器の１次側及び２次側の２次側換算巻線抵抗をＲ、並びに１次側及び２次側の合計漏れインダクタンスをＬ、前記平滑コンデンサの容量をＣ、前記高圧電源の角周波数をω、前記平滑コンデンサの電圧をＶｃ、前記パラメータとする前記投入位相角をθ、時間をｔとするとき、
前記所定の演算式は、下式（８）で与えられることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置の初期充電方法。
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