JP6824479B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

整流回路（４）と、整流回路（４）に接続されるインダクタ（３）と、整流回路（４）の出力端に接続される平滑コンデンサ（６）と、直流出力を交流変換するインバータ（７）とを有する電力変換回路、整流回路（４）の入力側と出力側のいずれか一方と、交流電源（８０）との間に設けられたリレー（２）、およびインバータ（７）とリレー（２）の動作を制御する制御部（２０）、を備え、平滑コンデンサ（６）は小容量コンデンサであり、制御部（２０）は、位相に伴い変化する交流電源電圧（Ｖｓ）を、素子の定格電圧（Ｖｒ）に基づいて設定した基準電圧（Ｖｔｈ１）と比較した比較結果に応じて、リレー（２）の開から閉への切り替えの可否を判断するように構成した。

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

モータを駆動する電力変換装置として、様々な回路方式が提案されているが、小型化のため、コンデンサレスインバータと称される平滑コンデンサの容量が小さな電力変換装置が用いられることがある。しかし、平滑コンデンサの容量が小さくなることで、電源投入時にコンデンサ電圧が過大となって素子耐圧を超え、破壊してしまう可能性がある。

そこで、直列接続されたダイオード、抵抗、コンデンサを、平滑コンデンサに対して並列接続することで、平滑コンデンサの見掛け上の容量を増加させ、突入電流におけるコンデンサ電圧の増大を抑制する方式が提案されている（例えば特許文献１参照。）。

特開２００５−２０８３６号公報（段落００２３〜００３７、図１〜図６）

しかしながら、その構成では、位相に伴う電源電圧の変化を考慮しておらず、電源投入のタイミングによって、平滑コンデンサにかかる電圧に変動が生じ、その最大値に合わせて高耐圧の素子を選定する必要が生じ、過剰な仕様の素子で装置を構成する必要がある。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、最小限の仕様で信頼性の高い小型の電力変換装置を得ることができる。

本願に開示される電力変換装置は、単相の交流電源からの交流出力を全波整流する整流回路と、前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタと、前記整流回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータとを有する電力変換回路、前記整流回路の入力側と出力側のいずれか一方と、前記交流電源との間に設けられた開閉器、および前記インバータと前記開閉器の動作を制御する制御部、を備え、前記平滑コンデンサの両端電圧は、前記交流出力の周波数の２倍の周波数で脈動し、前記両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であり、前記制御部は、前記交流出力の位相に伴い変化する電圧が前記電力変換回路を構成する素子の定格電圧に基づいて設定した電圧の基準値以下、または前記交流出力の位相が前記定格電圧に基づいて設定した前記位相の基準値以下、となる場合に前記開閉器を開から閉へ切り替えることを特徴とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、交流電源の位相に伴う状態に応じて電力を投入するタイミングを制御して、素子にかかる電圧を抑制するようにしたので、最小限の仕様で信頼性の高い小型の電力変換装置を得ることを目的とする。

実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の交流電源電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。 図３Ａ〜図３Ｄそれぞれは、コンデンサレスインバータにおいて、電源投入時の、リレー信号、交流電源電圧、コンデンサ電圧、およびコンデンサ電流の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の交流電源位相に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。 図５Ａ〜図５Ｄそれぞれは、コンデンサレスインバータにおいて、電源投入時の、リレー信号、交流電源位相、およびコンデンサ電流の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の構成について、寄生抵抗成分を含めて説明するためのブロック図である。 図７Ａ〜図７Ｆそれぞれは、一般的なコンデンサレスインバータにおいて、電源投入時の、リレー信号、交流電源位相、交流電源電圧とリレー後電圧、コンデンサ電流、整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、およびコンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 図８Ａ〜図８Ｆそれぞれは、実施の形態１にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相がともに基準値と一致した状態で電源を投入したときの、リレー信号、交流電源位相、交流電源電圧とリレー後電圧、コンデンサ電流、整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、およびコンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 図９Ａ〜図９Ｆそれぞれは、実施の形態１にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相がともに基準値よりも小さな値の状態で電源を投入したときの、リレー信号、交流電源位相、交流電源電圧とリレー後電圧、コンデンサ電流、整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、およびコンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる電力変換装置の交流電源電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。 実施の形態２にかかる電力変換装置の交流電源位相に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。 図１３Ａ〜図１３Ｆそれぞれは、実施の形態２にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相が、ともにコンデンサ電圧に応じて設定した基準値と一致した状態で電源を投入したときの、リレー信号、交流電源位相、交流電源電圧とリレー後電圧、コンデンサ電流、整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、およびコンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 図１４Ａ〜図１４Ｆそれぞれは、実施の形態２にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相が、ともにコンデンサ電圧に応じて設定した基準値よりも小さな値の状態で電源を投入したときの、リレー信号、交流電源位相、交流電源電圧とリレー後電圧、コンデンサ電流、整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、およびコンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。 実施の形態３にかかる電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３の第一変形例にかかる電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３の第二変形例にかかる電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１８Ａ〜図１８Ｅそれぞれは、実施の形態３にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相と基準値との関係が異なる３種のパターンで電源を投入したときの、リレー信号、交流電源電圧、交流電源位相、コンデンサ電圧、およびコンデンサ電流の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。

実施の形態１．
図１〜図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成および動作について説明するためのものであり、図１は電力変換装置の構成を説明するための電源と負荷を含めたブロック図、図２は電力変換装置の電源投入における交流電源電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。図３はコンデンサレスインバータに電源を投入したときのパラメータごとの５分の１周期内での変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図３Ａはリレー信号、図３Ｂは交流電源電圧、図３Ｃはコンデンサ電圧、および図３Ｄはコンデンサ電流の変化を示す。

また、図４は電力変換装置の電源投入における交流電源位相に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。そして、図５は、コンデンサレスインバータに電源を投入したときのパラメータごとの５分の１周期内での変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図５Ａはリレー信号、図５Ｂは交流電源位相、図５Ｃはコンデンサ電圧、および図５Ｄはコンデンサ電流の変化を示す。さらに、図６は電力変換装置の構成について、寄生抵抗成分を含めて説明するためのブロック図である。

図７〜図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置による効果を説明するため、それぞれ条件を変えて電源投入したときのパラメータごとの３３分の１周期内での変化を示す図である。図７は、一般的なコンデンサレスインバータに電源投入したときのパラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図７Ａはリレー信号、図７Ｂは交流電源位相、図７Ｃは交流電源電圧とリレー後電圧、図７Ｄはコンデンサ電流、図７Ｅは整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、および図７Ｆはコンデンサ電圧の変化を示す。

同様に、図８は、実施の形態１にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相がともに上限値である基準値と一致した状態で電源を投入したときの、パラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図８Ａはリレー信号、図８Ｂは交流電源位相、図８Ｃは交流電源電圧とリレー後電圧、図８Ｄはコンデンサ電流、図８Ｅは整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、および図８Ｆはコンデンサ電圧の変化を示す。さらに、図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置において、交流電源電圧と交流電源位相がともに基準値よりも小さな値の状態で電源を投入したときの、パラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図９Ａはリレー信号、図９Ｂは交流電源位相、図９Ｃは交流電源電圧とリレー後電圧、図９Ｄはコンデンサ電流、図９Ｅは整流回路入力電圧と整流回路出力電圧、および図９Ｆはコンデンサ電圧の変化を示す。

図面および以下の説明において、同一または同様の構成要素を示す場合には、同一の符号を付すものとする。電力変換装置１、図１に示すように、単相の交流電源８０と負荷であるモータ９０の間に接続され、交流電源８０の電圧を整流し、所望の交流電圧に変換してモータ９０を駆動させるものである。

そのため、電力変換装置１には、電力変換回路として、交流電圧を全波整流する整流回路４と、平滑コンデンサ６と、直流電力を交流変換するインバータ７と、インバータ７の動作を制御する制御部２０とを備えている。さらに、制御部２０の制御により交流電源８０と電力変換回路との開閉を行うリレー２と、リレー２と整流回路４との間に設けられた第１インダクタ３と、整流回路４と平滑コンデンサ６との間に設けられた第２インダクタ５とを備えている。

より具体的には、単相の交流電源８０と整流回路４の正側の入力との間にリレー２および第１インダクタ３が接続されており、整流回路４の正側の出力に第２インダクタ５の一端が接続される。なお、開閉器であるリレー２の位置は、整流回路４の出力側に接続しても構わない。一方、制御部２０は、交流電源８０の位相に応じて変化する電圧（交流電源電圧Ｖｓ）、および位相（交流電源位相θ）の少なくともいずれかを、リレー２の開閉に関わらずセンシングできる状態で交流電源８０に接続されている。

第１インダクタ３および第２インダクタ５は、磁性体を用いたインダクタ、または、配線等に含まれる寄生のインダクタンス成分で構成される。コンデンサレスインバータは、容量の大きい平滑コンデンサ、例えば電解コンデンサで構成されるインバータと比べ、モータ制御により高調波抑制制御を行うため、インダクタの値を小さくできる特徴がある。

整流回路４は、単相のダイオードブリッジ構成であり、図中左側から入力される交流電圧を全波整流し、直流に変換して右側に出力する。なお、ダイオードの代わりにスイッチング素子を用いた構成でも構わない。第２インダクタ５の一端は整流回路４の正の出力に接続され、第２インダクタ５の残りの一端と整流回路４の負側の出力に、平滑コンデンサ６とインバータ７の入力が並列に接続される。

コンデンサレスインバータにおける平滑コンデンサ６は、電解コンデンサのような大型のものではなく、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ等の小容量で小型のコンデンサが使用される。単相交流電源の場合、コンデンサの容量値としては、系統電流高調波を低減するために、定格出力付近でコンデンサの両端電圧の最大値が最小値の２倍以上あるように設計すればよい。例えば、系統電源電圧が２２０Ｖで出力電力が１ｋＷ前後のコンデンサレスインバータ回路では、一般的に数μＦ〜数十μＦの容量のものが想定されるが、本願の適用範囲としては１００μＦ以下と定義している。そのため、平滑コンデンサ６は、「平滑コンデンサ」と称しているものの、整流回路４の出力電圧は交流電源８０の周波数の２倍で大きく脈動するが、その成分を大きく平滑化する機能は有さない。

また、限流抵抗で考慮すれば、交流電源８０から出発し、整流回路４を経由してコンデンサに至る電流経路（いわゆる、充電経路）中に限流抵抗が設置されていないコンデンサを小容量のコンデンサと定義してもよい。平滑コンデンサ６が上述した種類、容量、電流経路での定義のうちのいずれかに該当すれば、コンデンサレスインバータを構成する小容量コンデンサとなり、小型化が可能であるが、電源投入時に電圧が急変する課題が発生することになる。そのため、後述する交流電源の状態を基準値と比較した結果に応じてリレー２をオンにするタイミングを制御することによる作用効果が顕著になる。

インバータ７の出力には、負荷であるモータ９０が接続される。制御部２０には、リレー２およびインバータ７の制御に必要なセンサ値が入力され、リレー２およびインバータ７を構成するスイッチング素子をオンオフさせる信号を出力する。

モータ９０を駆動させるには、リレー２をオフからオンに切り替えて、交流電源８０からの電源投入によって平滑コンデンサ６を充電し、インバータ７の動作を適宜制御することで、モータ９０を所望の動作状態で駆動させることができる。

この電源投入の制御動作について図２のフローチャートを用いて説明する。まず、交流電源電圧Ｖｓを検出する（ステップＳ１１０）。交流電源電圧Ｖｓを検出した後、交流電源電圧Ｖｓ（の絶対値）とリレー２の切り替えを判断する基準電圧Ｖ_ｔｈ１とを比較する（ステップＳ１２０）。基準電圧Ｖ_ｔｈ１より交流電源電圧Ｖｓの絶対値の方が大きければ（ステップＳ１２０で「Ｎｏ」）、再度、交流電源電圧Ｖｓを検出するフローに戻る。一方、交流電源電圧Ｖｓの絶対値が基準電圧Ｖ_ｔｈ１以下であれば（ステップＳ１２０で「Ｙｅｓ」）、リレー２をオン（開から閉に切り替えるリレー信号Ｓｒを出力）し（ステップＳ１３０）、一連の動作が完了する。

なお、基準電圧Ｖ_ｔｈ１は、整流回路４、インバータ７、平滑コンデンサ６のなかで、最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒから、簡易的に式（１）によって求めることができる。
Ｖ_ｔｈ１＝Ｖｒ／２ （１）

ただし、式（１）は、リレー切り替え後の平滑コンデンサ６の電圧（コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１）が最大となるまでの時間（充電時間とする）が、交流電源８０の周期に対して１０分の１以下の短さと仮定し、その間の交流電源電圧Ｖｓを一定とみなして式を導出している。充電時間が長いと、その間に交流電源電圧Ｖｓが上昇する場合があるので、その分、リレー切り替え後に定格電圧Ｖｒを超えてしまう可能性がある。コンデンサレスインバータは、小容量のコンデンサと、低インダクタンスのインダクタで構成されるので、電解コンデンサのような大容量のコンデンサを用いるインバータより充電時間は短い。しかし、式（１）から多少のずれが生じることがあるので、基準電圧Ｖ_ｔｈ１は、マージンを考慮して設計する必要がある。

コンデンサレスインバータにおいて、式（１）について、どの程度の差が生じるかについて、図３の波形図を例に説明する。図３において、図３Ａはリレー信号Ｓｒ、図３Ｂは交流電源電圧Ｖｓ、図３Ｃはコンデンサ電流Ｉ_ｃ１、図３Ｄはコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の変化を示す。また、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、第１インダクタ３のインダクタンスを１００μＨ、第２インダクタ５のインダクタンスを１００μＨ、平滑コンデンサ６の容量を５μＦ、最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒを５００Ｖとしている。これを式（１）に当てはめると、基準電圧Ｖ_ｔｈ１は２５０Ｖとなる。

リレー２をオフからオンに切り替える際の交流電源電圧Ｖｓを２５０Ｖとすると、充電時間は１００μｓ（図３Ｄ）、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は５０６Ｖ（図３Ｃ）となる。周波数が５０Ｈｚにおける交流電源８０の半周期は１０ｍｓ（＝０．０１ｓ）となるので、充電時間は十分に短いといえる。また、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は、定格電圧Ｖｒより６Ｖ大きい結果となった。したがって、コンデンサレスインバータの場合は、式（１）の基準電圧Ｖ_ｔｈ１に数Ｖほどのマージンを設けて設定することで、リレー２をオンした直後の電圧上昇を定格電圧Ｖｒ以内に抑制することができる。

例示した条件よりも充電時間が長くなる場合は、基準電圧Ｖ_ｔｈ１の設定マージンをより大きくする、または、交流電源電圧Ｖｓの絶対値が減少している際に、リレー２をオフからオンに切り替えるよう、交流電源電圧Ｖｓの増減に応じて判断すればよい。

ここで充電時間は、第１インダクタ３と、第２インダクタ５と、平滑コンデンサ６の共振周波数より簡易的に算出することが可能である。第１インダクタ３のインダクタンス値をＬ_１［Ｈ］、第２インダクタ５のインダクタンス値をＬ_２［Ｈ］、平滑コンデンサ６の容量をＣ_１［Ｆ］とすると、充電時間ｔ_ｃは式（２）で表すことができる。

しかしながら、図１で示した電力変換回路は、理想状態の場合の回路図であり、実際に交流電源８０に接続する場合は、系統のインピーダンス、および素子と配線の寄生分等を考慮して充電時間を求める必要がある。系統インピーダンスのインダクタンス成分はＬ_２に含まれるとし、系統インピーダンスの抵抗分、および平滑コンデンサ６の充電経路に含まれる素子と配線の寄生の抵抗成分をＲ［Ω］とすると、基準電圧Ｖ_ｔｈ１は式（３）で表すことができる。

式（３）も式（１）と同様に、充電時間ｔ_ｃが交流電源８０の周期に対して１０分の１以下の短さと仮定し、交流電源電圧Ｖｓを一定とみなして式を導出しているため、実際に基準電圧Ｖ_ｔｈ１を設定する際には、マージンを設ける必要がある。また、インダクタンス成分が大きいほど、抵抗成分が小さいほど、電圧が上昇するので、インダクタンス値が最も大きく、抵抗値が最も小さい条件で設計すればよい。充電時間ｔ_ｃについては、寄生分を考慮すると式（４）で表せられる。ただし、式（２）で算出した値と、ほぼ同じ値となる。
ｔ_ｃ＝π／β （４）

上述したように、基準電圧Ｖ_ｔｈ１を設定することで、リレー２を切り替えた際に、定格電圧Ｖｒを超えることがなくなる。

図２で説明した制御方式では、交流電源電圧Ｖｓに基づいて、リレー２をオフからオンに切り替える判断をしていたが、図４に示す制御方式は、交流電源位相θに基づいてリレー２をオフからオンに切り替える判断を行う。

交流電源位相θに基づく動作制御について説明する。まず、交流電源位相θを検出する（ステップＳ２１０）。交流電源位相θを検出した後、交流電源位相θ（の絶対値）とリレー２の切り替えを判断する基準位相値θ_ｔｈ１とを比較する（ステップＳ２２０）。基準位相値θ_ｔｈ１より交流電源位相θの絶対値の方が大きければ（ステップＳ２２０で「Ｎｏ」）、再度、交流電源位相θを検出するフローに戻る。一方、交流電源位相θの絶対値が基準位相値θ_ｔｈ１以下であれば（ステップＳ２２０で「Ｙｅｓ」）、リレー２をオン（開から閉に切り替えるリレー信号Ｓｒを出力）し（ステップＳ２３０）、一連の動作が完了する。ここで、交流電源位相θは−９０°以上、９０°以下とし、０°を中心として正負両側に広がる範囲を設定するように基準値を設定している。なお、３６０°で考慮し、１８０°を中心として正負両側に広がる範囲を設定するように基準値を設定してもよいが、その場合、以下の説明とは異なる算出式を用いる必要がある。

交流電源８０における交流電源電圧Ｖｓと最大電圧Ｖｓ_ｍａｘとの関係が、式（５）で表現できる場合、基準位相値θ_ｔｈ１は、上述した定格電圧Ｖｒと最大電圧Ｖｓ_ｍａｘから簡易的に式（６）によって求めることができる。
Ｖｓ＝Ｖｓ_ｍａｘｓｉｎωｔ （５）
θ_ｔｈ１＝ａｒｃｓｉｎ（Ｖｒ／２Ｖｓ_ｍａｘ） （６）

ただし、式（６）は、基準電圧Ｖ_ｔｈ１を求めた場合と同様に、交流電源８０の周期に対して、平滑コンデンサ６の充電時間ｔ_ｃが短い場合に成り立つ、したがって、基準位相値θ_ｔｈ１においてもマージンを設けて設定する必要がある。

コンデンサレスインバータにおいて、充電時間ｔ_ｃの間にどの程度の変化が生じるかについて、図５の波形図を例に説明する。図５において、図５Ａはリレー信号Ｓｒ、図５Ｂは交流電源位相θ、図５Ｃはコンデンサ電流Ｉ_ｃ１、図５Ｄはコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の変化を示す。また、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、第１インダクタ３のインダクタンスを１００μＨ、第２インダクタ５のインダクタンスを１００μＨ、平滑コンデンサ６の容量を５μＦ、最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒを５００Ｖとしている。これを式（６）に当てはめると、基準位相値θ_ｔｈ１は５３°となる。

リレー２をオフからオンに切り替える際の交流電源位相θを５３°とすると、充電時間ｔ_ｃは１００μｓ（図５Ｄ）、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は５０６Ｖ（図５Ｃ）となる。したがって、コンデンサレスインバータの場合は、式（６）の基準位相値θ_ｔｈ１に数度ほどのマージンを設けて設定することで、リレー２をオンした直後の電圧上昇を定格電圧Ｖｒ以内に抑制することができる。

図２で説明した基準電圧Ｖ_ｔｈ１によるフローと同様に、例示した条件より充電時間ｔ_ｃが長い場合は、充電時間中に交流電源電圧Ｖｓが基準値を上回ってしまうことがある。その場合、基準位相値θ_ｔｈ１設定時のマージンをより大きくする、あるいは、充電時間中の交流電源電圧Ｖｓが減少する期間に入るよう、交流電源位相θの絶対値が減少しているときに、オフからオンに切り替えるようにすればよい。

充電時間ｔ_ｃについては、式（２）を適用する。また、系統インピーダンス、寄生の抵抗分を考慮した場合は、式（３）の基準電圧Ｖ_ｔｈ１をＶｓ_ｍａｘｓｉｎ（θ_ｔｈ１）として、θ_ｔｈ１を算出すればよく、その場合、充電時間ｔ_ｃは、式（４）を適用すればよい。

つぎに、本実施の形態１にかかる電力変換装置１における作用効果について詳細に述べる。ここでは、図１で説明した電力変換装置１は、図６に示すように、電力変換回路内に、系統インピーダンスの抵抗分と平滑コンデンサ６の充電経路に含まれる素子と配線の寄生の抵抗成分Ｒｐを合わせたものとし、その値を１Ωとする。また、系統インピーダンスのインダクタンス成分は、第１インダクタ３に含まれるとし、合計で１００μＨとする。

また、第２インダクタ５のインダクタンスを１００μＨ、平滑コンデンサ６の容量を５μＦ、最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒを５００Ｖとし、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚとしている。この条件を式（３）に当てはめて算出した基準電圧Ｖ_ｔｈ１は２８１Ｖとなるが、マージン（６Ｖ）を設けて２７５Ｖに設定する。同様に、式（６）に当てはめて算出した基準位相値θ_ｔｈ１も６５°となるが、マージン（３°）を設けて６２°に設定する。

まず、実施の形態１にかかる電力変換装置１のリレー動作の制御を使用せず、単純にリレー２をオフからオンに切り替えた際の波形について、図７を用いて説明する。図７において、図７Ａはリレー信号Ｓｒ、図７Ｂは交流電源位相θ、図７Ｃ交流電源電圧Ｖｓとリレー後電圧Ｖ_ＲＹ、図７Ｄはコンデンサ電流Ｉ_ｃ１、図７Ｅは整流回路４の入力電圧Ｖ_Ｄｉｎと出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔ、図７Ｆはコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の変化を示す。

交流電源の状態（交流電源電圧Ｖｓ、交流電源位相θ）に関わらず、リレー２の開閉制御を行う場合は、図７Ｃに示すように交流電源電圧Ｖｓが経時的に変化している状態で、例えば、最大（３１１Ｖ）となったタイミングでリレー２をオンする場合がある。その場合は、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔ（図７Ｅ）は、リレー２をオフからオンに切り替えた後に、定格電圧Ｖｒ（５００Ｖ）を超える５５４Ｖとなり、素子破壊を招いてしまう。

ここで、注意すべきなのが、整流回路４の入力電圧Ｖ_Ｄｉｎは最大４２９Ｖとなっているが、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔは最大５５４Ｖとなっている点である。これは、第２インダクタ５が含まれるために生じるものである。したがって、整流回路４の入力電圧Ｖ_Ｄｉｎを５００Ｖ（定格電圧Ｖｒ）以下になるように設計したとしても、出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔは定格電圧Ｖｒを超えてしまい、素子破壊を招いてしまうので、留意する必要がある。

つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置１として、位相に伴い変化する交流電源の状態（交流電源電圧Ｖｓ、交流電源位相θ）と基準電圧Ｖ_ｔｈ１および基準位相値θ_ｔｈ１を比較して、リレー２の開閉制御を実行した際の状態について説明する。はじめに、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θがそれぞれ基準電圧Ｖ_ｔｈ１および基準位相値θ_ｔｈ１と一致したときに、リレー２をオフからオンへ切り替えるように制御した際の波形について、図８を用いて説明する。図８において、図８Ａ〜図８Ｆそれぞれは、図７Ａ〜図７Ｆそれぞれと同じパラメータの変化を示す。

図８Ｃ、図８Ｂに示すように、交流電源電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ_ｔｈ１（＝２７５Ｖ）、交流電源位相θが基準位相値θ_ｔｈ１（＝６２°）と一致したときに、リレー２をオフからオンに切り替える（図８Ａ）。すると、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔとコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は、最大で４９３Ｖ（図８Ｅ、図８Ｆ））まで増大するが、定格電圧Ｖｒの５００Ｖ以内となっている。したがって、切り替え後の素子破壊を防いでいる。

つぎに、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θが基準電圧Ｖ_ｔｈ１および基準位相値θ_ｔｈ１の範囲内の最低値になったときに、リレー２をオフからオンへ切り替えるように制御した際の波形について、図９を用いて説明する。図９において、図９Ａ〜図９Ｆそれぞれは、図７Ａ〜図７Ｆそれぞれと同じパラメータの変化を示す。

図９Ｃ、図９Ｂに示すように、交流電源電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ_ｔｈ１より小さな値のうちの最低値となる０Ｖ、交流電源位相θが基準位相値θ_ｔｈ１より小さな値のうちの最低値となる０°になったときに、リレー２をオフからオンに切り替える（図９Ａ）。すると、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔとコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の最大値は３１１Ｖ（図９Ｅ、図９Ｆ）と、範囲の上限で制御したときよりも抑制されている。さらに、交流電源電圧Ｖｓの上昇に応じて、出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔとコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の電圧が上昇している。

この場合、コンデンサ電流Ｉ_ｃ１の変化から、基準値ぴったり（上限値）でのオンのような瞬時的な充電（図８Ｄ）ではなく、徐々に電流が流れる充電（図９Ｄ）となる。これについて説明すると、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は、基本的には式（１）で定めたように、交流電源電圧Ｖｓの２倍の値になる。しかし、今回の場合のように、交流電源電圧Ｖｓがあまりに低い状態で電源投入すると、上昇する電圧も低くなるため、交流電源電圧Ｖｓの上昇に伴うコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の上昇は緩慢になる。

つまり、交流電源電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ_ｔｈ１以下、交流電源位相θが基準位相値θ_ｔｈ１以下になることを条件として、リレー２をオンに切り替えるようにすれば、素子破壊を防止することができる。その際、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θが、基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ１、基準位相値θ_ｔｈ１）ぎりぎりの値よりも、低い値の方がより効果的に阻止にかかる電圧上昇を抑制することができる。また、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θの両方で制御する必要はなく、どちらか一方の値で制御すればよい。

なお、制御部２０は、ハードウエアの一例を図１０に示すように、プロセッサ２０１と記憶装置２０２を備えたひとつのハードウエア２００によって構成することも考えられる。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ２０１は、記憶装置２０２から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ２０１にプログラムが入力される。また、プロセッサ２０１は、演算結果等のデータを記憶装置２０２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。また、電源投入前に交流電源電圧Ｖｓあるいは交流電源位相θの情報を得るための通信機能をプロセッサ２０１が有するようにしてもよく、図示しない通信部を具備するようにしてもよい。

実施の形態２．
上記実施の形態１においては、電力変換回路の回路構成に応じて設定した基準値に基づいて、リレーをオンにするか否かを判断する例について説明した。本実施の形態２においては、平滑コンデンサの初期電圧に基づいて基準値を修正するようにした。

図１１〜図１４は、本実施の形態２にかかる電力変換装置について説明するためのもので、図１１は電力変換装置の電源投入における交流電源電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャート、図１２は電力変換装置の電源投入における交流電源位相に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。

そして、図１３、図１４は電力変換装置による効果を説明するため、それぞれ条件を変えて電源投入したときのパラメータごとの３３分の１周期内での変化を示す図である。図１３は、交流電源電圧と交流電源位相がともに基準値と一致した状態で電源を投入したときのパラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図１３Ａはリレー信号、図１３Ｂは交流電源位相、図１３Ｃは交流電源電圧とリレー後電圧、図１３Ｄはコンデンサ電流、図１３Ｅは整流回路の入力電圧と出力電圧、および図１３Ｆはコンデンサ電圧の変化を示す。同様に、図１４は、交流電源電圧と交流電源位相がともに基準値よりも小さな値の状態で電源を投入したときのパラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた波形図であり、図１４Ａはリレー信号、図１４Ｂは交流電源位相、図１４Ｃは交流電源電圧とリレー後電圧、図１４Ｄはコンデンサ電流、図１４Ｅは整流回路の入力電圧と出力電圧、および図１４Ｆはコンデンサ電圧の変化を示す。

なお、平滑コンデンサのコンデンサ電圧をモニタするようにしたことを除き、電力変換回路自体の構成は実施の形態１で説明したとおりであり、実施の形態１の説明で用いた図１と図６を援用し、同様の説明は繰り返さない。

まず、交流電源電圧Ｖｓと基準値との比較結果に応じてリレー２を切り替える制御動作について図１１のフローチャートを参考に説明する。まず、交流電源電圧Ｖｓ、およびコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１を検出する（ステップＳ３１０）。そして、検出したコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１に基づき、基準電圧Ｖ_ｔｈ２を設定する（ステップＳ３１５）。コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１に応じた基準電圧Ｖ_ｔｈ２が設定できれば、検出した交流電源電圧Ｖｓ（の絶対値）と設定した基準電圧Ｖ_ｔｈ２とを比較する（ステップＳ３２０）。設定した基準電圧Ｖ_ｔｈ２より交流電源電圧Ｖｓの絶対値の方が大きければ（ステップＳ３２０で「Ｎｏ」）、再度、交流電源電圧Ｖｓを検出するフロー（ステップＳ３１０）に戻る。なお、この制御動作のタイミングでは、基本的にコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１が変動することはないので、交流電源電圧Ｖｓのみを検出してもよい。

一方、交流電源電圧Ｖｓの絶対値が基準電圧Ｖ_ｔｈ２以下であれば（ステップＳ３２０で「Ｙｅｓ」）、リレー２をオン（開から閉に切り替えるリレー信号Ｓｒを出力）し（ステップＳ３３０）、一連の動作が完了する。つまり、本実施の形態２では、実施の形態１で説明した制御動作に加え、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の検出動作と、検出したコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１に基づく基準電圧Ｖ_ｔｈ２の設定動作が加わることになる。

基準電圧Ｖ_ｔｈ２の求め方は、整流回路４、インバータ７、平滑コンデンサ６のなかで最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒと、平滑コンデンサ６の充電直前の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉより、簡易的に式（７）によって求めることができる。
Ｖ_ｔｈ２＝（Ｖ_ｃｉｎｉ＋Ｖｒ）／２ （７）
ただし、初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉとして、電源投入前にステップＳ３１０で検出したコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１を適用する。

なお、式（７）は、交流電源８０の周期に対して、充電時間ｔ_ｃが非常に短い（１／１０以下）と仮定し、交流電源電圧Ｖｓを一定とみなして導出したものである。したがって、実施の形態１と同様に数Ｖのマージンを設けて基準電圧Ｖ_ｔｈ２を設定する必要がある。充電時間ｔ_ｃは、実施の形態１で説明した式（２）で求められる。ただし、式（３）と同様に、系統インピーダンスおよび寄生成分を考慮した場合は、式（８）となる。

式（８）も式（７）と同様に、交流電源８０の周期に対して、充電時間ｔ_ｃが非常に短いと仮定し、交流電源電圧Ｖｓを一定とみなして導出しているため、基準電圧Ｖ_ｔｈ２にマージンを設ける必要がある。また、インダクタンス成分が大きいほど、抵抗成分が小さいほど、電圧は上昇するため、インダクタンス値が最も大きく、抵抗値が最も小さい条件で設計すればよい。充電時間ｔ_ｃについては、寄生分を考慮すると式（４）で表せられる。

つぎに、交流電源位相θに基づく動作制御について図１２のフローチャートを用いて説明する。まず、交流電源位相θ、およびコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１を検出し（ステップＳ４１０）、検出したコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１に基づき、基準位相値θ_ｔｈ２を設定する（ステップＳ４１５）。そして、検出した交流電源位相θ（の絶対値）と設定した基準位相値θ_ｔｈ２とを比較する（ステップＳ４２０）。設定した基準位相値θ_ｔｈ２より交流電源位相θの絶対値の方が大きければ（ステップＳ４２０で「Ｎｏ」）、再度、交流電源位相θを検出するフロー（ステップＳ４１０）に戻る。なお、交流電源電圧Ｖｓに基づく制御動作と同様、このタイミングでは、基本的にコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１が変動することはないので、交流電源位相θのみを検出してもよい。

一方、交流電源位相θの絶対値が基準位相値θ_ｔｈ２以下であれば（ステップＳ４２０で「Ｙｅｓ」）、リレー２をオン（開から閉に切り替えるリレー信号Ｓｒを出力）し（ステップＳ４３０）、一連の動作が完了する。ここでも、交流電源位相θは−９０°以上、９０°以下としている。

ここで、交流電源８０における交流電源電圧Ｖｓと最大電圧Ｖｓ_ｍａｘとの関係が、式（５）で表現できる場合、基準位相値θ_ｔｈ２は、定格電圧Ｖｒ、最大電圧Ｖｓｍａｘ、および平滑コンデンサ６の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉから簡易的に式（９）によって求めることができる。
θ_ｔｈ２＝ａｒｃｓｉｎ（（Ｖｒ＋Ｖ_ｃｉｎｉ）／２Ｖｓ_ｍａｘ） （９）

ただし、式（９）は、基準電圧Ｖ_ｔｈ２を求めた場合と同様に、交流電源８０の周期に対して、平滑コンデンサ６の充電時間ｔ_ｃが非常に短い場合に成り立つ、したがって、実施の形態１と同様に、基準位相値θ_ｔｈ２においてもマージンを設けて設定する必要がある。

充電時間ｔ_ｃについては、式（２）を適用する。また、式（８）と同様に、系統インピーダンス、寄生の抵抗分を考慮した場合は、式（８）の基準電圧Ｖ_ｔｈ２をＶｓ_ｍａｘｓｉｎ（θ_ｔｈ２）として、Ｖｓ_ｍａｘｓｉｎ（θ_ｔｈ２）を算出すればよく、その場合、充電時間ｔ_ｃは、式（４）を適用すればよい。

上述したように、電源投入前のコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１に基づいて交流電源電圧Ｖｓ、あるいは交流電源位相θの基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ２、基準位相値θ_ｔｈ２）を設定することで、リレー２をオフからオンに切り替えた後に定格電圧Ｖｒを超えることを防ぐことができる。

つぎに、実施の形態２にかかる電力変換装置１として、交流電源の状態（交流電源電圧Ｖｓ、交流電源位相θ）と基準電圧Ｖ_ｔｈ２および基準位相値θ_ｔｈ２を比較して、リレー２の開閉制御を実行した際の状態について説明する。ここでも、実施の形態１の図６に示すように、電力変換回路内に、系統インピーダンスの抵抗分と平滑コンデンサ６の充電経路に含まれる素子と配線の寄生の抵抗成分Ｒｐ（１Ω）を合わせたものとする。

また、第１インダクタ３のインダクタンスを１００μＨ、第２インダクタ５を１００μＨ、平滑コンデンサ６の容量を５μＦ、最も電圧定格が低い素子の定格電圧Ｖｒを５００Ｖとする。そして、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚで、平滑コンデンサ６の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉが５０Ｖだったとする。すると、式（８）で算出した基準電圧Ｖ_ｔｈ２は３０３Ｖとなるが、マージン（７Ｖ）を設けて２９６Ｖに設定する。同様に、式（９）で算出した基準位相値θ_ｔｈ２も７７°となるが、マージン（５°）を設けて７２°に設定する。

はじめに、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θがそれぞれ基準電圧Ｖ_ｔｈ２および基準位相値θ_ｔｈ２と一致したときに、リレー２をオフからオンへ切り替えるように制御した際の波形について、図１３を用いて説明する。図１３において、図１３Ａ〜図１３Ｆそれぞれは、実施の形態１の説明で用いた図７Ａ〜図７Ｆそれぞれと同じパラメータの変化を示す。

図１３Ｃ、図１３Ｂに示すように、交流電源電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ_ｔｈ２（＝２９６Ｖ）、交流電源位相θが基準位相値θ_ｔｈ２（＝７２°）と一致したときに、リレー２をオフからオンに切り替える（図１３Ａ）。すると、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔとコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１は、最大で４９０Ｖ（図１３Ｅ、図１３Ｆ））まで増大するが、定格電圧Ｖｒの５００Ｖ以内となっている。したがって、切り替え後の素子破壊を防いでいる。

ここで、基準値が一定の図８と、基準値が可変の図１３を比較する。すると、同じ定数条件でも、基準値が可変の場合、初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉに応じて、基準値が一定の場合よりも、交流電源電圧Ｖｓが高い状態でリレー２を切り替えているのにもかかわらずコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１が小さい値となっている。したがって、平滑コンデンサ６の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉを考慮した場合、固定した場合（一定値）と比べて、基準値の値を大きくすることができる。

つぎに、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θが基準電圧Ｖ_ｔｈ２および基準位相値θ_ｔｈ２の範囲内の最低値になったときに、リレー２をオフからオンへ切り替えるように制御した際の波形について、図１４を用いて説明する。図１４において、図１４Ａ〜図１４Ｆそれぞれは、図１３Ａ〜図１３Ｆそれぞれと同じパラメータの変化を示す。

図１４Ｃ、図１４Ｂに示すように、交流電源電圧Ｖｓが基準電圧Ｖ_ｔｈ２より小さな値のうちの最低値となる０Ｖ、交流電源位相θが基準位相値θ_ｔｈ２より小さな値のうちの最低値となる０°となったときに、リレー２をオフからオンに切り替える（図１４Ａ）。交流電源電圧Ｖｓがコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１より大きくなると平滑コンデンサ６に電流が流れ始める（図１４Ｅ、図１４Ｄ）。すると、整流回路４の出力電圧Ｖ_Ｄｏｕｔとコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１の最大値は３１１Ｖ（図１４Ｅ、図１４Ｆ）と、範囲の上限で制御したときよりも抑制されている。

つまり、平滑コンデンサ６の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉを考慮して基準値を設定すると、素子の定数だけで設定した場合（一定値）と比べて、基準値の値を大きく設定し、電源投入可能な動作範囲を広げることができる。

実施の形態３．
上記実施の形態１または２においては、インバータからの出力のみに負荷が接続される例について説明したが、これに限ることはない。本実施の形態３では、インバータと並列して負荷が接続される例について説明する。

図１５〜図１８は、本実施の形態３にかかる電力変換装置について説明するためのもので、図１５〜図１７それぞれは、実施の形態３にかかる電力変換装置、第一変形例にかかる電力変換装置、および第二変形例にかかる電力変換装置の構成を示すブロック図である。そして、図１８は基準値に対する電源投入のタイミングを変えた場合の、パラメータごとの変化を示すための時間軸を合わせた５周期分の波形図であり、図１８Ａはリレー信号、図１８Ｂは交流電源電圧、図１８Ｃは交流電源位相、図１８Ｄは主たる平滑コンデンサのコンデンサ電圧、および図１８Ｅは副回路における平滑コンデンサのコンデンサ電圧の変化を示す。なお、基準値に基づいて電源投入の可否を判断する制御動作については、実施の形態１あるいは実施の形態２で説明したのと同様であり、図２、図４、図１１、図１２を援用し、同様の説明は繰り返さない。

実施の形態３の各例にかかる電力変換装置１は、図１５〜図１７に示すように、実施の形態１の図１で説明した電力変換装置１に対し、第２整流回路１０と、第２平滑コンデンサ１２と、負荷１４と、抵抗１１と、ダイオード１３を追加したものである。

実施の形態３にかかる電力変換装置１では、図１５〜図１７に示すように、交流電源８０と整流回路４の正側の入力との間にリレー２と、第１インダクタ３と、第２整流回路１０の入力が接続されており、整流回路４の正側の出力に第２インダクタ５の一端が接続される。ただし、第２整流回路１０は、リレー２よりも交流電源８０側に接続されなければならない。なお、リレー２の位置は、整流回路４の出力側に接続しても構わない。

第２インダクタ５の残りの一端と整流回路４の負側の出力に、平滑コンデンサ６とインバータ７の入力が並列に接続される。平滑コンデンサ６には、ダイオード１３と第２平滑コンデンサ１２を直列接続したものが並列接続される。

加えて、第１インダクタ３および第２インダクタ５は、磁性体を用いたインダクタ、または、配線等に含まれる寄生のインダクタンス成分で構成される。第２整流回路１０は、ダイオードで構成されており、交流電圧を半波整流し、直流に変換する。なお、ダイオードの代わりにスイッチング素子を用いた構成でも構わない。ここで、実施の形態１、２と同様、平滑コンデンサ６は小容量のコンデンサであり、フィルムコンデンサ、あるいはセラミックコンデンサ等で構成される。そのため、整流回路４の出力電圧は交流電源８０の周波数の２倍で大きく脈動するが、その成分を大きく平滑化する機能は有さない。

そして、第一実施例では、図１５に示すように、第２整流回路１０の出力に抵抗１１の一端を接続し、抵抗１１の他端を第２平滑コンデンサ１２とダイオード１３の間部分に接続する。抵抗１１は、第２平滑コンデンサ１２に流れる電流を限流するためのものである。限流させることで、第２整流回路１０の定格電流を下げることができる。ダイオード１３は、第２平滑コンデンサ１２から平滑コンデンサ６に電流が流れるのを防止するために挿入している。これは、コンデンサレスインバータの高調波抑制制御のために必要である。

第２平滑コンデンサ１２は、インバータ７が過電流等で全オフした際に、モータ９０からのエネルギーが平滑コンデンサ６に回生し、電圧が急上昇するのを抑制するエネルギーバッファとして用いるため、平滑コンデンサ６より大きな容量が必要である。つまり、文字通りの平滑コンデンサである。ただし、エネルギーバッファとして使用する必要がなければ容量値を下げても構わない。

負荷１４は、第２平滑コンデンサ１２と並列に接続される。想定される負荷としては、制御回路用の電源供給回路として用いられるＤＣ／ＤＣコンバータ、空調用であれば室外機のファン用の変換器があげられる。なお、第２整流回路１０はリレー２がオフしている状態においても負荷１４に電力を供給できるために挿入している

実施の形態３における負荷１４は、モータ９０の消費電力より小さく、第２平滑コンデンサの容量は平滑コンデンサ６と比べて大きいため、第２平滑コンデンサの電圧（第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２）は平滑されている。電源周期ごとの充電時間も短時間でかつ、電流値もモータ９０の電流に比べ小さいため、上記のような回路を付加してもコンデンサレスインバータのモータ制御には、ほぼ影響を及ぼさない。

第一変形例にかかる電力変換装置１は、図１６に示すように、第一実施例と比べ、第２整流回路１０の構成のみ異なり、全波整流回路となっている。そして、全波整流回路である第２整流回路１０の入力を、交流電源８０と整流回路４との間に接続し、出力には正側負側ともに、それぞれ抵抗１１を構成する抵抗素子の一端が接続され、各抵抗素子の他端がそれぞれ第２平滑コンデンサ１２の正側と負側に接続される。

第２整流回路１０を全波流回路とすることで、半波整流回路に比べ供給電圧の平均値を大きくすることができる。また、抵抗１１は限流機能を有するために挿入している。抵抗１１を正負いずれか１つの抵抗素子で構成すると、モータ９０に供給する電流分が第２整流回路１０に流れるモードがあり、全波整流回路の電流定格を大きくする必要があるため、２つとする方が望ましい。

第二変形例にかかる電力変換装置１は、図１７に示すように、第一変形例のように、２つの抵抗素子で抵抗１１を構成するのではなく、抵抗素子を１つとし、第２平滑コンデンサ１２の負側と平滑コンデンサ６の負側との間にダイオード１５を挿入するようにした。そうすることで、第２整流回路１０において、モータ９０に供給する電流分が流れるモードを無くすことができ、第２整流回路１０の電流定格を小さく設計することが可能である。

ここで、図１５〜図１７においては、交流電源電圧Ｖｓと交流電源位相θは、交流電源８０にセンサを設けて検出している状態を示しているが、これに限ることはない。例えば、図示していない第２平滑コンデンサの電圧（第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２）、あるいは抵抗１１の両端電圧から間接的に求めるようにしてもよい。

実施の形態３の各例における電力変換装置１での基準値の設定方法について説明する。フローは実施の形態２で説明した図１１および図１２におけるコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１を第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２に読み替え、基準値としてＶ_ｔｈ２をＶ_ｔｈ３に、θ_ｔｈ２をθ_ｔｈ３にそれぞれ読み替えればよい。そして、定格電圧Ｖｒには、整流回路４と第２整流回路１０、インバータ７、ダイオード１３、平滑コンデンサ６、第２平滑コンデンサ１２、負荷１４のなかで、最も電圧定格が低い素子の定格電圧を用いる。

そして、実施の形態２で説明した式（７）における、平滑コンデンサ６の初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉを、第２平滑コンデンサ１２の充電直前の初期電圧Ｖ_{ｃ２ｉｎｉ}に置き換えることで、式（１０）のように基準電圧Ｖ_ｔｈ３を求めることができる。
Ｖ_ｔｈ３＝（Ｖ_{ｃ２ｉｎｉ}＋Ｖｒ）／２ （１０）

ただし、式（１０）は、充電時間ｔ_ｃが交流電源８０の周期の１０分の１以下となる非常に短い期間であると仮定し、その間の交流電源電圧Ｖｓを一定とみなし、さらに、第２平滑コンデンサの容量が平滑コンデンサ６より大きいとして導出している。したがって、実施の形態２と同様に、数Ｖのマージンを設けて基準電圧Ｖ_ｔｈ３を設定する必要がある。ここで、本実施の形態における第２平滑コンデンサの容量をＣ_２とすると、容量Ｃ_２は平滑コンデンサ６の容量（Ｃ_１）より大きい値となるので、式（２）（Ｃ_１をＣ_２に置き換え）から、充電時間ｔ_ｃが長くなることがわかる。したがって、設けるマージンも実施の形態１、２より大きい値とする必要がある。これについては、後程説明する。

基準位相値θ_ｔｈについても、接続する交流電源８０の最大電圧Ｖ_ｓｍａｘが式（５）で表せるとし、式（９）における、初期電圧Ｖ_ｃｉｎｉを、初期電圧Ｖ_{ｃ２ｉｎｉ}に置き換えることで、上述した定格電圧Ｖｒを用いて簡易的に式（１１）のように求めることができる。
θ_ｔｈ３＝ａｒｃｓｉｎ（（Ｖｒ＋Ｖ_{ｃ２ｉｎｉ}）／２Ｖｓ_ｍａｘ） （１１）

ただし、上式は交流電源８０の周期に対して、充電時間ｔ_ｃが１０分の１以下の短さと仮定し、充電中の交流電源電圧Ｖｓを一定とみなし、さらに、第２平滑コンデンサ１２の容量Ｃ_２が平滑コンデンサ６の容量Ｃ_１より大きいとして導出している。したがって、式（１０）と同様に、算出された基準位相値θ_ｔｈ３にマージンを設けて設定する必要がある。

つぎに、本実施の形態３にかかる電力変換装置１における作用効果について、図１５で説明した第一実施例の電力変換装置１に次の条件を当てはめて説明する。抵抗１１の抵抗値は２５０Ω、負荷１４は簡易的に１０００Ωの抵抗で模擬し、第１インダクタ３は系統インピーダンスを含み合計で１００μＨとし、第２インダクタ５を１００μＨとする。また、平滑コンデンサ６の容量Ｃ_１を５μＦ、第２平滑コンデンサ１２の容量Ｃ_２を１００μＦ、素子の定格電圧Ｖｒを４００Ｖとする。

そして、電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、平滑コンデンサ６の初期電圧を０Ｖ、第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２の初期電圧は変動するが、ここでは１３８Ｖ固定とする。この条件を式（１０）に当てはめて算出した基準電圧Ｖ_ｔｈ３は２６９Ｖとなるが、マージン（１７Ｖ）を設けて２５２Ｖに設定する。

今回のように、充電時間ｔ_ｃが長い場合のマージンの設計方法は、想定される最大のインダクタス値より充電時間ｔ_ｃを算出する。そして、交流電源電圧Ｖｓが、式（１０）を適用して求めた基準電圧Ｖ_ｔｈ３と一致したタイミングでリレー２がオンしてから充電完了までに系統電圧が上昇するかを計算する。その上昇する電圧と同程度の値をマージンとして設ければよい。上述した条件に対し、第１インダクタ３と第２インダクタ５を合わせたインダクタンス値を２００μＨ、第２平滑コンデンサ１２のコンデンサ容量Ｃ_２を１００μＦとすると、充電時間ｔ_ｃは４４４μｓとなり、この間の電圧上昇は１９Ｖとなるので、その値と同程度のマージンを設けて基準電圧Ｖ_ｔｈ３を設定している。

設定した条件で、交流電源電圧Ｖｓと基準電圧Ｖ_ｔｈ３関係が異なる３種のタイミングで、リレー２をオフからオンへ切り替えたときの、波形について、図１８を用いて説明する。図１８において、図８Ａはリレー信号Ｓｒ、図１８Ｂは交流電源電圧Ｖｓ、図１８Ｃは交流電源位相θ、図１８Ｄはコンデンサ電圧Ｖ_ｃ１、図１８Ｅは第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２の変化を示す。

そして、図１８Ａ、図１８Ｄ、図１８Ｅにおける波形Ａは、交流電源電圧Ｖｓおよび交流電源位相θが、基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ３、基準位相値θ_ｔｈ３）以下のうち、最も低いＶｓ＝０Ｖ、θ＝０°となるタイミングでリレー２をオフからオンに切り替えた場合を示す。同様に、波形Ｂは、交流電源電圧Ｖｓおよび交流電源位相θが、基準値と一致するＶｓ＝２５２Ｖ、θ＝５４°となるタイミングでリレー２をオンに切り替えた場合を示す。さらに、波形Ｃは、交流電源電圧Ｖｓおよび交流電源位相θが、基準値を超えるＶｓ＝３１１Ｖ、θ＝９０°となるタイミングでリレー２をオフからオンに切り替えた場合を示す。

図１８Ｄ、図１８Ｅに示すように、コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１および第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２の最大値は、波形Ａでは３１５Ｖとなり、波形Ｂでは３９５Ｖ、波形Ｃでは４８１Ｖとなっている。したがって、波形Ｃのように、リレー２をオンにするタイミングに基準値による制限を設けていない場合は、定格電圧Ｖｒを超えて素子破壊を招くことがあることがわかる。一方、波形Ａ、波形Ｂのように、リレー２をオンにするタイミングを交流電源電圧Ｖｓおよび交流電源位相θが基準値内の値を示すときに制限すれば、素子破壊を防ぐことができるがわかる。

本実施の形態３では、平滑コンデンサ６に対して第２平滑コンデンサ１２の容量が比較的大きい値としたが、同程度の値とした場合は、本実施の形態３で述べた説明した充電時間ｔ_ｃによるマージンの設計方法と式（１）より、基準値を導出すればよい。また、各実施の形態において、リレー２、制御部２０は理想状態で行っていたが、実際には検出系の遅れ、リレー２の遅延時間等がある。そのため、実際に使用する際は、基準値も、遅れを考慮して修正すればよい。

なお、本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は、特定の実施の形態で開示した構成の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。したがって、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態で開示した構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

以上のように、各実施の形態にかかる電力変換装置１によれば、単相の交流電源８０からの交流出力を全波整流する整流回路４と、整流回路４の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ（第１インダクタ３）と、整流回路４の出力端に接続される平滑コンデンサ６と、平滑コンデンサ６と並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ７とを有する電力変換回路、整流回路４の入力側と出力側のいずれか一方と、交流電源８０との間に設けられた開閉器（リレー２）、およびインバータ７と開閉器（リレー２）の動作を制御する制御部２０、を備え、制御部２０は、電力変換回路を構成する素子の定格電圧Ｖｒに基づいて設定した電圧の基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ１〜Ｖ_ｔｈ３）と交流出力の位相に伴い変化する電圧（交流電源電圧Ｖｓ）との比較結果、または定格電圧Ｖｒに基づいて設定した位相の基準値（基準位相値θ_ｔｈ１〜θ_ｔｈ３）と位相（交流電源位相θ）との比較結果、に応じて開閉器（リレー２）の開から閉への切り替えの可否を判断するように構成したので、素子にかかる電圧が抑制され、最小限の仕様で信頼性の高い小型の電力変換装置１を得ることができる。

このとき、平滑コンデンサ６は、種類がセラミックコンデンサまたはフィルムコンデンサ、容量Ｃ_１が１００μＦ以下、および交流電源８０を出発し、整流回路４を経由して平滑コンデンサ６に至る電流経路（いわゆる、平滑コンデンサ６の充電経路）が限流抵抗を介さず形成される、のうちいずれかの条件を満たす場合、上述した効果が顕著に顕れる。

とくに、平滑コンデンサ６よりも容量の大きな第２平滑コンデンサ１２と第２平滑コンデンサ１２に直列接続された整流素子（ダイオード１３）とで構成し、平滑コンデンサ６に対して並列接続された回路を備えるように構成すれば、インバータ７がトリップした際に、負荷（モータ９０）からのエネルギーが平滑コンデンサ６に回生して電圧が急増することを抑えることができる。

その構成に、さらに、整流回路４と交流電源８０の間のうち、一端が開閉器（リレー２）よりも交流電源８０に近い側に接続され、他端が限流抵抗（抵抗１１）を介して、第２平滑コンデンサ１２と整流素子（ダイオード１３）との間に接続される第２整流回路１０を備えるように構成すれば、リレー２がオフ（開）の状態でも、負荷１４に平滑された電圧を印可することができる。

さらに、第２整流回路１０は全波整流回路で構成されており、出力の正側に限流抵抗（抵抗１１）が、負側に第２平滑コンデンサ１２の負側がそれぞれ接続され、第２平滑コンデンサ１２の負側と平滑コンデンサ６との間に設けられた第２の整流素子（ダイオード１３）を備えるようにすれば、リレー２がオフ（開）の状態でも、負荷１４に確実に平滑された電圧を印可することができる。

一方、制御部２０は、開閉器（リレー２）が開の状態での平滑コンデンサ６の電圧（コンデンサ電圧Ｖ_ｃ１）に基づき、基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ２、基準位相値θ_ｔｈ２）を設定するようにすれば、電源投入可能な範囲を拡大できる。

制御部２０は、実施の形態３での開示内容において、第２平滑コンデンサ１２の電圧（第２コンデンサ電圧Ｖ_ｃ２）に基づき、基準値（基準電圧Ｖ_ｔｈ３、基準位相値θ_ｔｈ３）を設定するようにすれば、電源投入可能な範囲を拡大できる。

制御部２０は、第２平滑コンデンサ１２の電圧に基づいて、交流出力の電圧（交流電源電圧Ｖｓ）または位相（交流電源位相θ）を推定するように構成すれば、交流電源８０部分にセンサを設置せずとも、制御が可能になる。

制御部３０は、限流抵抗の両端電圧に基づいて、交流出力の電圧（交流電源電圧Ｖｓ）または位相（交流電源位相θ）を推定するように構成しても、交流電源８０部分にセンサを設置せずとも、制御が可能になる。

１：電力変換装置、 ２：リレー（開閉器）、 ３：第１インダクタ、 ４：整流回路、 ５：第２インダクタ、 ６：平滑コンデンサ、 ７：インバータ、１０：第２整流回路、 １１：抵抗（限流抵抗）、 １２：第２平滑コンデンサ、 １３：ダイオード（整流素子）、 １４：負荷、 １５：ダイオード(第２の整流素子)、 ２０：制御部、 ８０：交流電源、 ９０：モータ（負荷）、 Ｓｒ：リレー信号、 Ｃ_１：容量、 Ｃ_２：容量、 Ｖ_ｃ１：コンデンサ電圧、 Ｖｒ：定格電圧、 Ｖｓ：交流電源電圧、 Ｖ_ｔｈ１：基準電圧（基準値）、 Ｖ_ｔｈ２：基準電圧（基準値）、 Ｖ_ｔｈ３：基準電圧（基準値）、 θ：交流電源位相（位相）、 θ_ｔｈ１：基準位相値（基準値）、 θ_ｔｈ２：基準位相値（基準値）、 θ_ｔｈ３：基準位相値（基準値）。

Claims (10)

1. 単相の交流電源からの交流出力を全波整流する整流回路と、前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタと、前記整流回路の出力端に接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータとを有する電力変換回路、
   前記整流回路の入力側と出力側のいずれか一方と、前記交流電源との間に設けられた開閉器、および
   前記インバータと前記開閉器の動作を制御する制御部、を備え、
   前記平滑コンデンサの両端電圧は、前記交流出力の周波数の２倍の周波数で脈動し、前記両端電圧の最大値が最小値の２倍以上であり、
   前記制御部は、前記交流出力の位相に伴い変化する電圧が前記電力変換回路を構成する素子の定格電圧に基づいて設定した電圧の基準値以下、または前記交流出力の位相が前記定格電圧に基づいて設定した前記位相の基準値以下、となる場合に前記開閉器を開から閉へ切り替えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記単相の交流電源は系統電源であり、
   前記制御部が、前記交流出力の位相に伴い変化する電圧に応じて前記開閉器を開から閉へ切り替える場合、
   前記電圧の基準値は、系統インピーダンスを含む前記インダクタのインダクタンスと、充電経路に含まれる抵抗分と、平滑コンデンサ容量と、に基づいて算出されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電圧の基準値をＶ _ｔｈ１ 、
   前記整流回路、前記インバータ、前記平滑コンデンサのなかで、最も電圧定格が低い素子の定格電圧をＶｒ、
   前記インダクタのインダクタンスをＬ、
   前記平滑コンデンサの充電経路に含まれる素子と配線の寄生の抵抗成分をＲ、
   前記平滑コンデンサ容量をＣとした場合、
   

   

   前記電圧の基準値は式（１）で表されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記平滑コンデンサは、
   種類がセラミックコンデンサまたはフィルムコンデンサ、
   容量が１００μＦ以下、および
   前記交流電源から前記整流回路を経由して前記平滑コンデンサに至る電流経路が限流抵抗を介さず形成される、
   のうちいずれかの条件を満たしていることを特徴とする請求項１から３のいずれか1項に記載の電力変換装置。
5. 前記平滑コンデンサよりも容量の大きな第２平滑コンデンサと前記第２平滑コンデンサに直列接続された整流素子とで構成し、前記平滑コンデンサに対して並列接続された回路を備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか1項に記載の電力変換装置。
6. 前記整流回路と前記交流電源の間のうち、一端が前記開閉器よりも前記交流電源に近い側に接続され、他端が限流抵抗を介して、前記第２平滑コンデンサと前記整流素子との間に接続される第２整流回路を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第２整流回路は全波整流回路で構成されており、
   出力の正側に前記限流抵抗が、負側に前記第２平滑コンデンサの負側がそれぞれ接続され、
   前記第２平滑コンデンサの負側と前記平滑コンデンサとの間に設けられた第２の整流素子を備えたことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記開閉器が開の状態での前記平滑コンデンサの電圧に基づき、前記基準値を設定することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記第２平滑コンデンサの電圧に基づいて、前記交流出力の電圧または位相を推定することを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記限流抵抗の両端電圧に基づいて、前記交流出力の電圧または位相を推定することを特徴とする請求項６または７に記載の電力変換装置。

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