JP2001204173A

JP2001204173A - 空気調和機の電源回路

Info

Publication number: JP2001204173A
Application number: JP2000007415A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Kyogoku; 章弘京極; Shiro Maeda; 志朗前田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-01-17
Filing date: 2000-01-17
Publication date: 2001-07-27
Anticipated expiration: 2020-01-17
Also published as: JP3726611B2

Abstract

(57)【要約】【課題】空気調和機の高調波抑制と高力率を両立する
電源回路を供給する。【解決手段】交流電源１とブリッジ整流回路６の間に
接続されたリアクタ９と、ブリッジ整流回路６の交流入
力端と直流出力端との間に開閉手段１０と直列に接続さ
れたコンデンサ１１とを有し、ＤＣ電圧または、電流、
負荷である圧縮機１９の回転数によって開閉手段１０を
オン・オフする制御を行うことにより、あらゆる負荷状
態にわたって高力率であり、かつ高調波を抑制できる空
気調和機の電源回路を供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する分野】本発明は、空気調和機の電源回路
とその制御に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、ダイオードを利用したさまざまな
整流方式が知られている。図１８に、空気調和機にも用
いられているブリッジ整流回路を利用した全波整流回路
の一例を示す。

【０００３】図１８（ａ）は、交流電源１からの交流
が、正の半周期の間における電流の流れを示している。
電流は矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデ
ンサ７、ダイオード４の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り
出すことができる。

【０００４】図１８（ｂ）は、交流電源１からの交流
が、負の半周期の間における電流の流れを示している。
電流は矢印で示したように、ダイオード５、平滑コンデ
ンサ７、ダイオード２の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り
出すことができる。

【０００５】以上より、電流波形は図１９のＬ３のよう
になり、交流電源１からの交流は、正の半周期・負の半
周期の間ともに整流され、正の直流電圧を得ることがで
きる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ような従来の電源回路では、交流電源の電圧が直流電圧
よりも高い期間しか入力電流が流れないため、軽負荷時
の力率が低く、また高調波も大きくなるという課題があ
った。

【０００７】通常、高調波の改善案として交流電源とブ
リッジ整流回路との間にリアクタを接続する方法が用い
られるが、この方法では、高調波を抑制できても力率が
約７０％程度しか得られないという問題があった。

【０００８】本発明は、このような従来の課題を解決す
るものであり、ブリッジ整流回路の交流端と直流端との
間に開閉手段を介してコンデンサを接続させ、開閉手段
を制御することにより、高力率と高調波抑制とを両立で
きる電源回路を提供することを目的とするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、交流電源と、前記交流電源を全波整流する
４個のダイオードからなるブリッジ整流回路と、前記ブ
リッジ整流回路の直流出力端にコンデンサとを有し、前
記交流電源と、前記ブリッジ整流回路との間に接続され
たリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直
流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコン
デンサと、負荷検出手段とを備え、負荷検出手段に応じ
て開閉手段を制御することを特徴とする。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００１１】（実施の形態１）図１に実施の形態１に係
る空気調和機の電源回路構成を示す。

【００１２】図１に示した交流電源１はＡＣ２００Ｖで
あり、電源は、４個のダイオード２〜５で構成されるブ
リッジ整流回路６、平滑コンデンサ７と並列に接続され
た負荷８を有しており、一方の交流入力端はリアクタ９
を介して交流電源１に接続され、他方の交流入力端とブ
リッジ整流回路６のマイナス出力端子間には開閉手段１
０とコンデンサ１１が直列に接続されており、開閉手段
１０には交流入力側からマイナス出力側を順方向とする
ようにダイオード１２が並列に接続されている。さらに
平滑コンデンサ７の両端には、ＤＣ電圧を検出するた
め、分圧抵抗などで構成される電圧検出手段１３を設け
ており、比較手段１４へ接続されている。比較手段１４
では、電圧検出手段１３における検出電圧と、抵抗や定
電圧ダイオードなどで構成された基準電圧とが、コンパ
レータなどの比較器１５で比較される。比較手段１４の
出力は、開閉手段１０を駆動する開閉駆動手段１６に接
続されている。

【００１３】リアクタ９は、高調波を抑制するために５
〜１０ｍＨ程度と比較的大きく、開閉手段１０に接続さ
れるコンデンサ１１は、平滑コンデンサ７の約１／５０
〜１／１００程度と小さい。

【００１４】図１の回路において、開閉手段１０をオン
とした場合の電流波形を図２に示す。図中Ｌ１が電源電
圧、Ｌ２が電流波形を表している。通常の全波整流で
は、交流電源１が負の半周期時において、位相ゼロ付近
では平滑コンデンサ７の電圧が交流電源１の電圧よりも
低いため、電流は流れないが、本発明の回路では、コン
デンサ１１からダイオード２、リアクタ９を通って電流
が流れる。この電流はコンデンサ１１が交流電源１の整
流電圧からダイオード２の順電圧ＶＦ分だけ低い電圧に
充電されるまで流れ続ける。その後、交流電源１の電圧
が上昇し、平滑コンデンサ７の電圧以上にまで達する
と、コンデンサ５を通って平滑コンデンサ７へ充電電流
が流れ始める。

【００１５】次に交流電源１が正の半周期には、交流電
源１の電圧に前記コンデンサ１１の電圧が重畳されるた
め、位相ゼロ付近においても交流電源１からダイオード
３を通り、平滑コンデンサ７および負荷８へと電流が流
れる。以上のように、本発明の回路は、交流電源１から
の交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合において
も、交流電圧のゼロ位相より電流を流すことができ、高
力率化が図れる。またこの電流は、リアクタ９とコンデ
ンサ１１との直列共振電流であるため、その波形は滑ら
かであり、高調波規制を十分満足する。

【００１６】このように、本発明の電源回路は、負荷８
が一定以上の大きさである場合には電流波形が改善さ
れ、高調波、力率ともに両立した電源となる。しかしな
がら、軽負荷時、すなわちコンデンサ１１にチャージさ
れた電荷のエネルギーが、交流電源１の次の半周期まで
に負荷８にて消費されない場合、平滑コンデンサ７の電
圧は、徐々に上昇し、ついには倍電圧整流時と同じＤＣ
電圧にまで達する。

【００１７】通常の空気調和機では、圧縮機やファンモ
ータが主な負荷であるが、それらの駆動電圧は３００〜
４００Ｖ程度以下である。一方、本発明の回路をＡＣ２
００Ｖで使用した場合、リアクタ９による昇圧効果も加
わり、平滑後のＤＣ電圧は最大で約６００Ｖを越える。
したがって、重負荷時から軽負荷時まで、開閉手段１０
をオンに保持する場合、要求される平滑コンデンサ７の
耐圧が必要以上に大きくなってしまう。

【００１８】さらに、軽負荷時には、通常の全波整流時
に見られる、平滑コンデンサ７への充放電電流よりも、
コンデンサ１１への充放電電流の方が大きくなり、力率
がかえって低下する現象が生じる。そこで、このような
場合に前述したようにＤＣ電圧が高くなることを利用
し、比較手段１４において、電圧検出手段１３と基準電
圧とを比較し、ＤＣ電圧が、あらかじめ設定した過電圧
リミット値を越えた場合に、開閉手段１０をオフする制
御を行っている。

【００１９】ここで、ダイオード１２は、開閉手段１０
がオフした場合に、コンデンサ１１に蓄積した電荷を放
電するため、放電経路を確保できるような方向で、開閉
手段１０と並列に接続されている。

【００２０】また、開閉手段１０がオフの場合は、本回
路の動作は通常の全波整流回路と同じになる。開閉手段
１０がオフの場合にも、本発明の回路ではリアクタ９が
交流側に挿入されているため、高調波成分を抑制してお
り、高調波規制に十分対応している。

【００２１】以上により、ＤＣ電圧が高くなる軽負荷時
に、過電圧リミット値を設けて開閉手段をオフすること
により、軽負荷時から重負荷時まで高力率で高調波にも
対応した電源を供給することができる。

【００２２】（実施の形態２）図１を用いて、実施の形
態１で述べた過電圧リミット値を、無負荷時における整
流後のＤＣ電圧よりも低く設定した電源回路について説
明する。実施の形態１で述べたように、本発明の電源回
路は、軽負荷時における過度の電圧上昇を防止するた
め、ＤＣ電圧が過度に上昇した場合に開閉手段１０をオ
フする電圧リミット機構を有しているが、この過電圧リ
ミット値を無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低
く設定することにより、オフが望ましい軽負荷時におい
て、開閉手段１０がオンしないようにすることができ
る。すなわち、無負荷の場合、ＤＣ電圧は過電圧リミッ
ト値以上の値となっており、開閉手段１０はオフとな
る。負荷が徐々に大きくなっても、ＤＣ電圧が設定電圧
よりも低くなるまでは、開閉手段１０はオフのまま維持
される。

【００２３】したがって、軽負荷時においては、開閉手
段１０がオフで維持されるため、開閉手段１０を開閉す
るロスがなく、実施の形態１と比べて効率も改善され
る。また、比較手段１４はヒステリシスを有しておら
ず、軽〜中負荷時には、開閉手段１０がオン・オフを繰
り返しながら、ＤＣ電圧が設定したリミット電圧にほぼ
保たれる。さらに負荷が大きくなった場合には、開閉手
段１０はオン状態となる。以上より、実施の形態２にお
いて電圧リミットの設定電圧値を２６０Ｖに設定した場
合の負荷−ＤＣ電圧特性を一例として図３に示す。図中
Ｍ５は開閉手段１０がオンとオフを小刻みに繰り返して
いる領域を表しており、ＤＣ電圧は、オンとオフの比率
が変化することによってほぼＤＣ２６０Ｖをセンターに
して保たれている。

【００２４】本実施の形態２の回路では、開閉手段１０
がオンからオフ、あるいは、オフからオンに変化する場
合には、必ずオン・オフの繰り返し状態を経て変化する
ため、開閉手段１０の切替時に生じるＤＣ電圧の変化を
回避することが可能となる。また、開閉手段１０がオン
・オフを繰り返している状態におけるＤＣ電圧のリプル
への影響も数Ｖ程度と小さいため、負荷への影響はほと
んどない。

【００２５】（実施の形態３）実施の形態３に係る電源
回路の構成を図４に示す。

【００２６】開閉手段１０がオン状態では、リアクタ９
による昇圧効果のため、同じ負荷状態において、コンデ
ンサ１１の容量にもよるが、オフ状態の場合に比べてＤ
Ｃ電圧が数十Ｖ程度高くなる。そのため、開閉手段１０
の状態が変化する場合には、電源周期の数周期の期間内
にＤＣ電圧が数十Ｖ変化することになる。

【００２７】上記を鑑み、実施の形態３の構成では、過
電圧リミット値として、第１の基準電圧および、第１の
基準電圧よりも約４０〜５０Ｖ程度高く設定した第２の
基準電圧を用い、検出されたＤＣ電圧が、第１の基準電
圧以下なら開閉手段１０をオン、第２の基準電圧以上な
ら開閉手段１０をオフすることによって、比較手段１４
にヒステリシス特性を持たせている。これにより、開閉
手段１０がオンした際にＤＣ電圧が上昇しても、生じる
電圧上昇によって第２の基準電圧を超えないため、開閉
手段１０はオンのままであり、単一の基準電圧を用いた
場合と違い、開閉手段１０がオンとなって電圧が上昇
し、過電圧リミットによって再び開閉手段１０がオフす
るといった、開閉手段１０がオン・オフを繰り返すハン
チング現象が起きることはない。

【００２８】図５に実施の形態１における負荷−電圧特
性を示す。図中、Ｍ１は開閉手段１０がオン時の特性、
Ｍ２はオフ時の特性を表している。先述したように、比
較部１４はヒステリシス特性を有しているため、負荷が
徐々に重くなる場合には、Ｍ２→Ｍ３→Ｍ１と変化し、
逆に軽くなる場合には、Ｍ１→Ｍ４→Ｍ２と変化する。
以上のように、平滑コンデンサ７電圧の大小に応じて開
閉手段１０をオン・オフさせることにより、負荷の軽重
を問わず、高調波を抑制するとともに高力率を実現する
電源回路を提供することができる。

【００２９】（実施の形態４）図６に実施の形態４に係
る空気調和機の電源回路構成を示す。

【００３０】実施の形態１の電源構成に加えて、交流電
源からの電流を検出するためのカレントトランスなどで
構成される電流検出手段１７が交流ラインに挿入されて
おり、その出力は制御手段１８に接続されている。

【００３１】電流検出器１７によって検出された入力電
流が設定電流を超えた場合に開閉手段１０をオンする制
御を行っている。したがって、軽負荷の間は、交流電源
１の入力電流が小さいため、開閉手段１０はオフされて
いるが、負荷が重くなって入力電流が大きくなると開閉
手段１０はオンとなる。

【００３２】入力電流と負荷の大きさは、ほぼ１対１に
対応しているため、本制御を行うことにより、電流によ
って負荷の大きさをほぼ正確に判断し、軽負荷時に開閉
手段１０をオフすることが可能となる。

【００３３】なお、検出する電流は上記入力電流の代わ
りに、負荷へ供給されるＤＣ電流を用いて制御してもよ
い。

【００３４】また、制御手段１８は、実施の形態１のよ
うに、コンパレータなどで構成される比較手段１４でも
構わない。

【００３５】（実施の形態５）図７に空気調和機の室外
機に適用される電源回路構成を示す。

【００３６】空気調和機の主な負荷は圧縮機１９であ
り、圧縮機１９の回転数は、制御手段１８から出力され
る指示回転数によって制御されている。

【００３７】圧縮機１９の現在の回転数を検出するため
に、回転数検出手段２０は、圧縮機１９内のモータ磁極
位置を検出する信号を取り出しており、制御部１９は、
検出信号のタイミングとその時間変化から現在の圧縮機
１９の回転数を算出している。空気調和機の負荷はこの
圧縮機１９が大半を占めることから、圧縮機１９の回転
数が低い場合、空気調和機は軽負荷状態であると見なせ
る。したがって、圧縮機１９の回転数があらかじめ設定
された回転数よりも高い場合にのみ、開閉手段１０をオ
ンする制御を行う。

【００３８】なお、ディアイス時など、空気調和機の運
転状態によっては、圧縮機１９の回転数が大きいにもか
かわらず、負荷が小さくなる場合もあるが、このような
場合に備えて、実施の形態１で挙げたＤＣ電圧のリミッ
タ機構を用いて開閉手段１０をオフする機構をあわせて
持つことが有効である。この場合、電圧リミッタに用い
る比較手段１４は、ヒステリシスがあってもなくても構
わない。

【００３９】以上のように圧縮機１９の回転数に応じ
て、開閉手段１０を制御することにより、広範囲にわた
る空気調和機の負荷状態において、高力率かつ、高調波
を抑制する電源を提供することが可能となる。

【００４０】（実施の形態６）同じく図７を用いて圧縮
機１９を負荷とするインバータエアコンの室外機におけ
る電源回路および制御について説明を行う。ここでの交
流電源１は、内外接続電線を経て室内機に接続された商
用電源を表している。

【００４１】インバータエアコンでは、設定温度と現在
の室内温度との差に基づいて圧縮機１９の目標回転数が
決定されているが、こうして決定された目標回転数に対
し、制御における各時間ステップ毎に制御手段１８にお
いて圧縮機１９の指示回転数が決定される。

【００４２】指示回転数は、目標回転数と現在の圧縮機
回転数との差と、現在の圧縮機の回転数とから、各時間
ステップ毎の回転数の増減量が決定され、制御における
各時間ステップ毎に、指示回転数にステップ毎の回転数
増減量を加えて算出している。このように目標回転数か
ら指示回転数を決定するのは、圧縮機１９の脱調を防止
するためである。

【００４３】こうして算出された指示回転数で圧縮機１
９が回転するよう、圧縮機駆動手段２１によって圧縮機
１９は駆動されているが、この指示回転数が設定された
回転数よりも大きい場合に、負荷が十分重いとみなして
開閉手段１０をオンとしている。また、設定された回転
数よりも小さい場合には、軽負荷とみなして開閉手段１
０をオフとする。

【００４４】図８に圧縮機１９が回転数Ｎ１で回転して
いる場合に、目標回転数がＮ２となった場合の各回転数
の関係を、図９に制御のフローチャートを示す。

【００４５】このように制御すれば、急な温度変化や温
度設定の変化がない条件下では、目標回転数が煩雑に変
化することはなく、指示回転数は単調に増加または減少
するため、開閉手段１０は開閉を繰り返すこともなく、
負荷である圧縮機１９の回転数が何度もオーバーシュー
トを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
また、目標回転数ではなく、より実際の圧縮機回転数に
近い指示回転数を用いて負荷状態を判断するため、目標
回転数が高いにもかかわらず負荷が軽い場合において
も、すぐに開閉手段１０をオンすることなく、ある程度
負荷が大きくなってから開閉手段１０をオンとすること
が可能である。

【００４６】（実施の形態７）図１０に実施の形態７に
かかる電源回路の構成を示す。実施の形態７の電源回路
は、交流電源１の位相を検出する電源位相検出回路２２
を有している。

【００４７】制御部１９は、検出された交流電源１のゼ
ロ位相に対し、数百μｓ〜数ｍｓ経過した後に開閉手段
１０をオンさせるように、オンタイミングのずれを調整
した開閉手段制御信号２３を開閉駆動手段１６へ伝え
る。図１１に、開閉手段制御信号２３の例を示す。

【００４８】なお、交流電源１のゼロ位相タイミングか
ら開閉手段１０をオンするまでの時間は、交流電源１の
電源回転数と、電源電流、ＤＣ電圧などで表わされる負
荷状態の検出値に基づいてあらかじめテーブル等で設定
された時間を選択する。

【００４９】このように制御すれば、交流電源１の１周
期間にコンデンサ１１の充放電される電荷量が、ゼロ位
相タイミングからオンするまでの時間ΔＴの長さによっ
て変化するため、ΔＴとしていくつかの異なる長さのデ
ータを持つことにより、ΔＴを選択してＤＣ電圧を制御
することが可能となる。

【００５０】したがって、開閉手段１０がオンの場合に
この制御を用いれば、軽負荷時などにおいてもＤＣ電圧
を低く保つことが可能となる。

【００５１】（実施の形態８）図１２に実施の形態８に
係る電源回路における開閉手段の制御タイミングを示
す。

【００５２】本発明の電源回路は、力率と高調波を広範
囲にわたって改善するために開閉手段１０の切替を行う
が、その際、リアクタ９とダイオード２、コンデンサ１
１で構成される昇圧回路の作用の有無により、電源周期
の数周期の間にＤＣ電圧が数十Ｖ程度変化する現象が生
じる。

【００５３】その場合、負荷である圧縮機１９がＤＣモ
ータである場合は、ＤＣ電圧が変わるため回転数が変化
する。特に電圧が上昇する場合には、圧縮機１９の回転
数の上昇速度が電圧の上昇に追随できなくなると、モー
タの巻線電流が上昇するなどの恐れがあるため、急激な
電圧上昇は好ましくない。

【００５４】上記課題を改善するために、本実施の形態
では、制御部１９から開閉駆動手段１６に送る開閉手段
制御信号２３のオンタイミングを、交流電源１の負のゼ
ロ位相から遅らせている。ゼロ位相からのオンタイミン
グまでの遅延量ΔＴを変化させれば、電源の負の半周期
におけるコンデンサ１１の充電量が変化する。充電量の
変化により、次の正の半周期における放電量を変化させ
ることができ、結果として電源１周期での電圧変化量を
抑えることができる。

【００５５】したがって、開閉手段１０の切換時におい
て、開閉手段制御信号２３のオンタイミングの遅延量を
ΔＴ１、ΔＴ２（ΔＴ１＞ΔＴ２）と徐々に変化させ、
最終的にΔＴをゼロにすることにより、ＤＣ電圧の変化
速度を抑制し、滑らかに開閉手段１０の切り替えを行う
ことが可能となる。

【００５６】（実施の形態９）図１３に実施の形態９に
係る開閉手段１０の制御タイミング波形を示す。

【００５７】図１３は、負荷８の変化に応じて、開閉手
段１０をオフからオンへと変化させる場合を表わしてい
る。

【００５８】開閉手段制御信号２３は、初め負の半周期
だけオンさせて、オフしている。正の半周期では、ダイ
オード１２があるため、開閉手段１０の状態によらず、
コンデンサ１１の電荷を放電するため、開閉手段１０が
オンの場合と同じ電流波形となり、結果として１周期
間、開閉手段１０がオンの場合の電流波形となってい
る。次の３周期に相当する期間開閉手段１０をオフした
後、再び半周期だけ開閉手段１０をオンしており、開閉
手段１０がオフの間に低下した電圧が再び上昇し始め
る。

【００５９】さらに、開閉手段１０を、交流電源１の位
相を検出する電源位相検出手段２０を用いて、電源周波
数に同期した形で、電源の１周期分もしくは、その整数
倍のオフ期間の電流波形と、電源１周期分のオン期間の
電流波形とを繰り返しながら、そのオンの割合を徐々に
変化させていくことにより開閉手段１０の切り替え時の
電圧急変を抑制している。

【００６０】本制御により、開閉手段１０の切り替え時
における電圧上昇は、電源の半周期１回分にコンデンサ
１１に充電される電圧程度にまで抑制されるため、実施
の形態１に比べ、電圧の上昇速度を数分の１程度にする
ことが可能となる。

【００６１】（実施の形態１０）図１４に実施の形態１
０の電源回路構成を示す。

【００６２】第１の開閉手段２４と第１のコンデンサ２
５が直列に接続されており、それに並列に、第２の開閉
手段２６と第２のコンデンサ２７とが直列に接続されて
いる。また、実施の形態１と同様に、第1の開閉手段２
８、第２の開閉駆動手段２９を有している。他は実施の
形態１と同様の構成のため、説明を省略する。

【００６３】実施の形態１で述べたように軽負荷時に開
閉手段１０をオンした場合、力率が低下するが、力率が
低下しはじめる負荷の大きさは、コンデンサ１１の大き
さによって変化する。その関係を図１５に示す。

【００６４】本発明の回路では、重負荷時におけるＤＣ
電圧を確保するために、コンデンサ１１の容量を大きく
することが有効であるが、コンデンサ１１を大きくした
場合に、力率が低下する点が重負荷側へシフトし、中負
荷時の力率を高く保つことができなくなってしまうこと
がある。

【００６５】そこで、コンデンサ１１の容量を切り替え
て、中負荷時と、重負荷時でコンデンサ１１の容量を変
化させることが、軽〜中負荷時において高力率を保つた
めに有効な手段となる。

【００６６】第１の開閉手段２４、第２の開閉手段２６
は、いずれも、電圧や電流または圧縮機の回転数などで
表わされる同一の負荷検出手段に基づいて制御され、軽
負荷時は第１の開閉手段２４および第２の開閉手段２６
をともにオフし、中間負荷時には、第１の開閉手段２４
のみをオンし、重負荷時には第１、第２の開閉手段２
４、２６をともにオンとする。

【００６７】以上により、中負荷時に重負荷時よりも小
さなコンデンサ容量をもった回路構成を取り、高力率を
得ることが可能となる。

【００６８】また、重負荷時には、コンデンサ容量を大
きくすることができ、ＤＣ電圧を確保することもでき
る。

【００６９】以上により、開閉手段の切換時における電
圧変化が３段階となるため、第１のコンデンサ２５およ
び第２のコンデンサ２７の容量を適切に選ぶことによっ
て第１の開閉手段および第２の開閉手段でのオン・オフ
切換時の電圧変化を小さくし、滑らかに移行する効果も
期待でき、より広範囲の負荷状態において高調波の抑制
と高力率化を実現することが可能となる。

【００７０】（実施の形態１１）図１６に実施の形態１
１に係る電源の回路構成を示す。

【００７１】リアクタ９は中間タップ３０を有してお
り、中間タップ３０に接続された第３の開閉手段３１に
よってインダクタンスを変化させることができる構成と
なっている。

【００７２】本発明の回路では、高調波を抑制するた
め、比較的インダクタンスの大きなリアクタを使用して
いるため、４ｋＷ、５ｋＷ以上の空気調和機などでは、
電流が大きくなるにつれてリアクタ９での電圧降下が大
きくなり、ＤＣ電圧が下がってしまい、圧縮機１９を駆
動するのに十分なＤＣ電圧が得られない場合がある。そ
のような場合に、第３の開閉手段３１を重負荷時にオン
することにより、インダクタンスを減らすことで電圧降
下を小さくし、ＤＣ電圧を確保することが可能となる。

【００７３】（実施の形態１２）図１７に実施の形態１
２として、実施の形態３の開閉手段１０とダイオード１
２をＭＯＳＦＥＴ３２で、開閉駆動手段１６をゲート駆
動回路３３で置き換えた回路の構成を示す。

【００７４】ＭＯＳＦＥＴ３２には、寄生ダイオードが
存在するため、開閉手段１０と、それに並列接続された
ダイオード１２の代わりに使用することにより、部品点
数が削減される。回路の小型化および低価格化が可能と
なる。また、機械的接点を有しないため、寿命面でも利
点が大きくなる。

【００７５】

【発明の効果】上記実施の形態から明らかなように、請
求項１記載の発明によれば、全波整流回路にリアクタと
コンデンサおよび開閉手段を接続し、平滑後の電圧を検
出し、軽負荷時に過電圧リミッタによって開閉手段をオ
フすることにより、軽負荷時から重負荷時まで広範囲に
わたって、高調波の抑制と高力率を両立した電源を供給
することができる。

【００７６】また、請求項２記載の発明によれば、過電
圧リミッタの設定値を無負荷時における電源の整流電圧
以下に設定することにより、力率および効率の面で開閉
手段をオフとすることが望ましい軽負荷時に自動的に開
閉手段をオフとすることが可能となる。また、開閉手段
の開閉によるＤＣ電圧の急変がないため、負荷変動に対
するＤＣ電圧を連続的に滑らかに変化することが可能で
ある。

【００７７】また、請求項３記載の発明によれば、過電
圧リミッタにヒステリシス特性を持たせて、そのヒステ
リシス量を、開閉手段の開閉時に生じるＤＣ電圧の変動
分以上に設定することにより、開閉手段が切り替わる場
合に、開閉を繰り返してＤＣ電圧が安定しないといった
ハンチング現象を防止することができる。

【００７８】また、請求項４記載の発明によれば、電流
によって開閉手段を制御することによって、負荷の軽重
をほぼ正しく判断し、開閉手段を制御することができる
ようになる。

【００７９】さらに、請求項５記載の発明によれば、空
気調和機の圧縮機の回転数に応じて開閉手段を開閉する
ことにより、実際に電圧が上昇してしまう可能性のある
軽負荷時に開閉手段をオンさせることなく、開閉手段を
制御することが可能となる。

【００８０】また、請求項６記載の発明によれば、圧縮
機の指示回転数において開閉手段を制御することによ
り、開閉手段の切替時の電圧変化に伴って、負荷の回転
数がハンチングするのを防止することができる。さら
に、実回転数に近い値をとる指示回転数を用いて開閉手
段を開閉することにより、負荷の軽重をほぼ正しく判断
しながら、負荷のハンチングを防止する電源を供給する
ことができる。

【００８１】さらに、請求項７記載の発明によれば、開
閉手段のオン時間の長さと開始タイミングを変化させる
ことにより、負荷の電圧を制御することが可能となる。

【００８２】また、請求項８記載の発明によれば、開閉
手段のオン信号にデューティを表わす幅をもたせ、その
オンタイミングとその幅を徐々に変化させることによ
り、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすること
が可能となる。

【００８３】また、請求項９記載の発明によれば、電源
半周期を基本単位とした開閉手段のオンとオフの割合を
徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の
変化速度を小さくすることができる。

【００８４】さらに請求項１０記載の発明によれば、２
組の開閉手段を用いて３段階の切換を行うことにより、
より滑らかな切換が行え、また、より広範囲にわたって
高力率かつ高周波規制に対応できる電源回路が供給でき
る。

【００８５】また、請求項１１記載の発明によれば、リ
アクタに中間タップを設け、中間タップとリアクタの一
方端との間に開閉手段を設けることにより、軽〜中負荷
時に開閉手段をオフ、重負荷時に開閉手段をオンするこ
とで、重負荷時におけるＤＣ電圧の確保を行い、より広
範囲の負荷に対応できる電源を供給することができる。

【００８６】また、請求項１２記載の発明によれば、Ｍ
ＯＳＦＥＴを開閉手段とダイオードの代わりに使用する
ことにより、部品点数を削減し、簡単な構成とすること
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明における空気調和機の電源回路の構成図

【図２】実施の形態１における電流波形図

【図３】実施の形態２における負荷−電圧特性図

【図４】実施の形態３の構成図

【図５】実施の形態３における負荷−電圧特性図

【図６】実施の形態４の構成図

【図７】実施の形態５および実施の形態６の構成図

【図８】圧縮機制御に関する各回転数の関係図

【図９】実施の形態６における制御のフローチャート

【図１０】実施の形態７の構成図

【図１１】実施の形態７における開閉手段制御信号の説
明図

【図１２】実施の形態８における開閉手段の制御タイミ
ングと電流波形の説明図

【図１３】実施の形態９における開閉手段の制御タイミ
ングと電流波形の説明図

【図１４】実施の形態１０の構成図

【図１５】本発明の電源回路における負荷−力率特性図

【図１６】実施の形態１１の構成図

【図１７】実施の形態１２の構成図

【図１８】従来の空気調和機の電源回路構成図

【図１９】従来の空気調和機の電源回路における電流波
形図

【符号の説明】

１交流電源２ダイオード３ダイオード４ダイオード５ダイオード６ブリッジ整流回路７平滑コンデンサ８負荷９リアクタ１０開閉手段１１コンデンサ１２ダイオード１３電圧検出手段１４比較手段１５比較器１６開閉駆動手段１７電流検出手段１８制御手段１９圧縮機２０回転数検出手段２１圧縮機駆動手段２２電源位相検出手段２３制御手段制御信号２４第1の開閉手段２５第１のコンデンサ２６第2の開閉手段２７第２のコンデンサ２８第1の開閉駆動手段２９第２の開閉駆動手段３０中間タップ３１第３の開閉手段３２ＭＯＳＦＥＴ３３ゲート駆動回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA02 BB05 CA07 CB01 CC08 DC02 DC05 5H007 AA02 AA08 BB06 CA01 CC01 DB07 DC04 5H576 AA10 BB01 BB05 CC05 DD02 DD07 EE19 GG02 HA03 HB02 JJ09 JJ28 LL01 LL24 LL39 LL41

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、前記交流電源からの交流を全
波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流
回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続され
た平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流
回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記
ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力
端との間に、直列に接続された開閉手段およびコンデン
サと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、
前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段
と、電圧検出手段における検出電圧を基準電圧と比較す
る比較手段とを有し、電圧検出手段における検出電圧が
基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、基準電
圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとすることを特
徴とする空気調和機の電源回路。
【請求項２】前記比較手段の基準電圧は、無負荷時にお
いて前記交流電源を全波整流した場合におけるＤＣ電圧
の波高値よりも低い電圧に設定されており、前記電圧検
出手段における検出電圧が基準電圧よりも高い場合に前
記開閉手段をオフ、基準電圧よりも低い場合に前記開閉
手段をオンすることを特徴とする請求項１記載の電源回
路。
【請求項３】前記比較手段の基準電圧は、第１の基準電
圧および、第１の基準電圧よりも高く設定された第２の
基準電圧から構成されており、電圧検出手段における検
出電圧が第１の基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段
をオン、第２の基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段
をオフとするヒステリシス特性を有する電源回路であっ
て、第１の基準電圧と第２の基準電圧の差が、前記開閉
手段を開閉した場合に生じるＤＣ電圧の変化量よりも大
きいことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項４】交流電源と、前記交流電源からの交流を全
波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流
回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続され
た平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流
回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記
ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と他方の直流出力
端との間に開閉手段と直列に接続されたコンデンサと、
前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、電源電
流または負荷のＤＣ電流を検出する電流検出手段と、電
流検出手段で検出する電流を設定電流と比較する比較手
段とを有し、前記電流検出手段において検出された電流
が設定電流よりも大きい場合に前記開閉手段をオンする
ことを特徴とする空気調和機の電源回路。
【請求項５】圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する
回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実
回転数と目標回転数との差から前記圧縮機の指示回転数
を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で
回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段
とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機に
おいて、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４
個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記
ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデ
ンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入
力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流
回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直
列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉
手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記回
転数検出手段で検出された圧縮機の回転数が、設定回転
数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴と
する空気調和機の電源回路。
【請求項６】圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する
回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実
回転数との目標回転数と差から前記圧縮機の指示回転数
を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で
回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段
とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機に
おいて、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４
個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記
ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデ
ンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入
力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流
回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直
列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉
手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記制
御手段で算出される圧縮機の指示回転数が、設定回転数
よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とす
る空気調和機の電源回路。
【請求項７】交流電源の位相を検出する電源位相検出手
段を具備し、前記交流電源の電源周期毎に、前記電源位
相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相と
なる時刻から一定の期間、前記開閉手段をオフに保った
後、前記開閉手段をオンさせる制御手段を有し、前記開
閉手段をオフに保つ期間を、ゼロから電源周期までの範
囲内で変更することにより、負荷へ供給するＤＣ電圧を
調整することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項
に記載の電源回路。
【請求項８】前記制御手段は、前記開閉手段をオフから
オン状態に切り換える場合に、前記電源位相検出手段に
よって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻か
ら、前記開閉手段をオンするまでの時間を、あらかじめ
設定された初期時間から、前記交流電源の電源周期毎
に、徐々に短く変更し、最終的にゼロとすることによ
り、開閉手段の切替時に生じるＤＣ電圧の上昇速度を抑
制することを特徴とする請求項７記載の空気調和機の電
源回路。
【請求項９】前記制御手段は、前記開閉手段をオフから
オン状態へ切り換える場合に、前記交流電源の一周期
間、前記開閉手段をオンした後、複数周期間、前記開閉
手段をオフとする動作を交互に繰り返し、前記開閉手段
をオフする期間をあらかじめ設定した周期数から徐々に
減少させながら、最終的に前記開閉手段をオフする期間
をなくすことにより、開閉手段の切替時におけるＤＣ電
圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項３〜６
のいずれか１項に記載の電源回路。
【請求項１０】前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力
端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された第１
の開閉手段および第1のコンデンサと、第1の開閉手段に
並列に接続された第１のダイオードと、直列に接続され
た第２の開閉手段および第２のコンデンサと、第２の開
閉手段と並列に接続された第２のダイオードとを具備
し、第1の開閉手段および第2の開閉手段がオンした場合
に、第1のコンデンサと第2のコンデンサとが並列接続と
なるように接続された電源回路であって、前記平滑コンデンサの両端電圧または、前記圧縮機の指
示回転数または、前記圧縮機の実回転数を検出する負荷
検出手段と、前記負荷検出手段の出力をあらかじめ設定
した値と比較する比較手段または制御手段を有し、前記
負荷検出手段の出力とあらかじめ設定された値との比較
により、軽負荷時に第１の開閉手段および第２の開閉手
段をともにオフし、中負荷時に第１の開閉手段のみオン
し、さらに重負荷の場合に第1の開閉手段および第２の
開閉手段をともにオンすることを特徴とする請求項３〜
９記載の空気調和機の電源回路。
【請求項１１】前記リアクタは、中間タップを有してお
り、前記中間タップと前記リアクタのいずれかの端との
間に接続された第３の開閉手段と、前記負荷検出手段と
を具備し、軽負荷時において前記第３の開閉手段をオ
ン、重負荷時に前記第３の開閉手段をオフすることを特
徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電源回
路。
【請求項１２】少なくとも一つの前記開閉手段と前記開
閉手段に並列に接続された前記ダイオードとがＭＯＳＦ
ＥＴで構成されていることを特徴とする請求項１〜１１
のいずれか１項に記載の電源回路。