JP6378982B2 - インバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路に関する。

モータなどを制御するために用いられるインバータ回路は、ダイオードブリッジによって商用交流電圧を直流電圧に変換し、変換された直流電圧に残っている脈流を平滑コンデンサにより平滑化し、平滑化された直流電圧をインバータ部に入力して交流電圧とするように構成されている。

従来、モータなどに印加される交流電圧に残った脈流が、モータなどの制御に悪影響が出るのを防ぐため、インバータ部に入力される直流電圧に脈流の振幅がほとんど残っていない状態となるまで平滑化していた。このため、平滑コンデンサには、静電容量が大きく、体積が大きいものが用いられていた。

ところが、直流電圧に残っている脈流の振幅が大きくても、モータの制御に悪影響が出ないようにするスイッチング制御手法が開発され、平滑コンデンサの静電容量を従来ほど大きくしなくてもよくなっている。そこで、静電容量及び体積の大きい電解コンデンサから、静電容量及び体積の小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサ等に置き換えることが行われている。

特許文献１には、入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジと、ダイオードブリッジにより変換された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ部と、ダイオードブリッジの一方の出力端と変換部の一方の入力端との間に接続されたインダクタＬ_ｄｃと、インバータ部の入力端間に接続されたコンデンサＣ_ｄｃとを有するＬＣフィルタと、インダクタＬ_ｄｃの両端電圧を検出する電圧検出部と、インバータ部を制御する制御部とを備え、制御部が、電圧検出部により検出されたインダクタＬ_ｄｃの両端電圧に基づいて、インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系になるように、インバータ部を制御するインバータ装置が記載されている。

特許文献２には、ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統の電圧を整流して直流母線に出力する整流回路、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に供給するインバータ、前記直流母線間に接続されたスイッチと抵抗器との直列体からなる電圧クランプ回路、および前記直流母線間に所定の過電圧を超える電圧が発生しないよう前記直流母線間の電圧が前記所定の過電圧に達したときまたはその恐れがあるとき平常時開路状態にある前記スイッチを閉路するスイッチ制御回路を備えた電力変換装置が記載されている。

特許文献３には、三相交流電源およびコンデンサに接続されるコンバータ回路の少なくとも２相の上下アームに設けられたスイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｔｐ、Ｔｒｎ、Ｔｔｎのスイッチングと、開閉リレーの開閉とを制御する制御部は、コンバータ回路への通電開始後、突入電流を抑制可能となるまで、開閉リレーを閉状態とし、かつ、１相の前記上下アームが導通状態となり、かつ、残りの上下アームが非導通状態となるようにスイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｒｎ、Ｔｔｐ、Ｔｔｎの各々のスイッチングを制御する電力変換回路が記載されている。

特開２００８−２９１５１号公報 特開２０１０−２３９７３６号公報 特開２０１２−２３５６３２号公報

ところで、静電容量の小さい平滑コンデンサを用いた、いわゆるコンデンサレス（キャパシタレス）インバータ回路では、平滑コンデンサの静電容量が大きい場合には生じなかった問題が発生するようになった。すなわち、インバータ回路における直流電圧が印加される部分（ＤＣリンク）に、過電圧又は過電流が発生するおそれが生じてきた。そして過電圧又は過電流により、インバータ回路が故障するおそれが生じてきた。
本発明の目的は、ＤＣリンクにおける過電圧又は過電流の発生を抑制したインバータ回路を提供することにある。

かかる目的のもと、本発明が適用されるインバータ回路は、入力された交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑化部と、を備える。また、インバータ回路は、負荷に接続され、前記平滑化部により平滑化された直流電圧を交流電圧に変換して当該負荷へ出力するインバータ部を備える。また、インバータ回路は、前記整流部と前記平滑化部との間に設けられ、前記平滑化部における直流電圧が印加されたＤＣリンクの過電圧又は過電流を抑制する抑制部を備える。

そしてまた、このようなインバータ回路において、前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、前記入力された交流電圧の１相以外の他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、を備えることを特徴とすることができる。また、前記抑制部は、前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記入力された交流電圧の中性点に接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、第１のスイッチ及び第２のスイッチに入力される交流電圧の線間電圧より低い部品が使用できる。
加えて、負荷によって発生された高調波電流を、抑制部に設けられた２つのコンデンサの直流回路によって抑制することができる。

さらにまた、前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、前記入力された交流電圧の相のうち、１相を除く他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、を備えることを特徴とすることができる。また、前記抑制部は、前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記第１のスイッチが設けられた交流電圧の１相とに接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、入力される交流電圧が三相３線式である場合にも適用できる。

本発明によれば、ＤＣリンクにおける過電圧又は過電流の発生を抑制したインバータ回路が提供できる。

本発明の実施の形態が適用されるインバータ回路の一例を示す図である。 第1の実施の形態が適用されるインバータ回路の一例を示す図である。 第１の実施の形態が適用されないインバータ回路を示す図である。 図２に示す第１の実施の形態が適用されるインバータ回路と、図３に示す第１の実施の形態が適用されないインバータ回路とを比較した図である。 第１の実施の形態が適用されるインバータ回路の実機による実測結果を示す図である。 インバータ回路の３つのモデル（シミュレーションモデル）について、電源電流の周波数応答特性を示した図である。 第１のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。（ａ）は第１のシミュレーションモデルを示す図、（ｂ）は、電源電流と時間との関係を示す図である。 第２のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。（ａ）は第２のシミュレーションモデルを示す図、（ｂ）は、電源電流と時間との関係を示す図である。 第１の実施の形態が適用されるインバータ回路に対応する第３のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。（ａ）は第３のシミュレーションモデルを示す図、（ｂ）は、電源電流の時間との関係を示す図である。 第２の実施の形態が適用されるインバータ回路の一例を示す図である。 第２の実施の形態が適用されるインバータ回路の抑制部における過電圧検出回路を一例で示す図である。 第２の実施の形態が適用されるインバータ回路におけるＤＣリンクの電圧の一例を示す図である。 第２の実施の形態が適用されないインバータ回路におけるＤＣリンクの電圧の一例を示す図である。 第３の実施の形態が適用されるインバータ回路の一例を示す図である。 第３の実施の形態が適用されるインバータ回路に対する電源電流を示す図である。（ａ）は、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路、（ｂ）は、第３の実施の形態が適用されないインバータ回路に対する電源電流である。 第３の実施の形態が適用されるインバータ回路の変形例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
まず、以下に示す複数の実施の形態に共通の事項を説明する。
本実施の形態で説明するインバータ回路は、例えばエアコンや冷蔵庫等の圧縮機に用いられるモータなどの負荷に電力を供給するために用いられる。すなわち、インバータ回路は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換（整流）し、その直流電圧を平滑化した後に、負荷を制御するのに適した交流電圧に変換する。

図１は、本発明の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の一例を示す図である。
ここでは、交流電源は三相交流電源ＰＳであるとし、モータなどの負荷も三相交流電圧で制御されるモータＭであるとする。
インバータ回路１００は、三相交流電源ＰＳから供給される交流電圧を直流電圧に整流する整流部１と、整流部１から出力された直流電圧を平滑化する平滑化部２とを備える。また、インバータ回路１００は、平滑化された直流電圧を三相交流電圧に変換して、モータＭに供給するインバータ部３を備える。そして、インバータ回路１００は、整流部１と平滑化部２との間に設けられた抑制部６を備える。抑制部６は、平滑化部２の直流電圧が印加されるＤＣリンク４における過電圧又は過電流の発生を抑制する。

インバータ回路１００において、整流部１、抑制部６、平滑化部２、インバータ部３の順に接続されている。すなわち、整流部１と抑制部６とは、端子Ｐ１、Ｐ２で接続されている。抑制部６と平滑化部２とは、端子Ｐ３、Ｐ４で接続されている。平滑化部２とインバータ部３とは、端子Ｐ５、Ｐ６で接続されている。後述するように、端子Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６は、共通電位を供給する共通電位線５に接続されている。
ここで、端子Ｐ１は整流部１の一方の出力端子、端子Ｐ２は整流部１の他方の出力端子である。また、端子Ｐ３は平滑化部２の一方の入力端子、端子Ｐ４は平滑化部２の他方の入力端子である。

整流部１は、例えば６つの整流ダイオードＤｃから構成されるダイオードブリッジである。三相交流電源ＰＳから供給される各相の交流電圧を直流電圧に整流するように、６つの整流ダイオードＤｃがブリッジ状に接続されている。

平滑化部２は、平滑コンデンサ（平滑キャパシタ）Ｃｓを備える。ここでは、静電容量及び体積が大きい電解コンデンサを用いず、静電容量及び体積が小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを用いている。インバータ回路１００は、いわゆるコンデンサ（キャパシタ）レスである。

インバータ部３は、例えば６つのスイッチング回路を備える。各スイッチング回路は、スイッチング素子Ｓｔと、逆方向電流を流す帰還ダイオードＤｆとを備える。そして、インバータ部３は、各スイッチング回路におけるスイッチング素子Ｓｔのオン・オフの制御により、モータＭに対して三相交流電圧を供給する。
インバータ部３は、平滑化部２から出力される直流電圧において、脈流の振幅が予め定められた値以上であっても、モータＭに対してその脈流の影響が表れないように制御される。よって、平滑化部２から出力される直流電圧における脈流の振幅が大きくても、平滑化部２に電解コンデンサを用いた場合と同様なモータＭの制御が実現できる。
なお、スイッチング素子Ｓｔには、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））などを用いうる。

モータＭは、例えばＤＣブラシレスモータである。なお、モータＭは、他の三相交流モータであってもよい。
抑制部６については、後述する。以下の複数の実施の形態で説明する抑制部６は、それぞれを区別するため、抑制部６Ａ、６Ｂなどと表記する。

そして、平滑化部２における平滑コンデンサＣｓの一方の端子及び、この端子が接続された端子Ｐ２、Ｐ３の間など、直流電圧が印加される部分がＤＣリンク４である。なお、平滑コンデンサＣｓの他方の端子は、端子Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６に接続された共通電位線５に接続されている。ＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）とは、共通電位線５の電位とＤＣリンク４の電位との差である。

［第１の実施の形態］
図２は、第1の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の一例を示す図である。
第１の実施の形態におけるインバータ回路１００は、図１に示した抑制部６として抑制部６Ａを備えている。抑制部６Ａは、例えばモータＭが緊急停止した際などに発生する誘導起電流によって、インバータ回路１００が故障するのを抑制する。すなわち、モータＭが緊急停止した際に発生する誘導起電流が、インバータ部３を構成する各スイッチング回路に流れる。これにより、ＤＣリンク４の電圧が上昇する。この際、ＤＣリンク４の電圧がスイッチング素子Ｓｔの破壊電圧以上の過電圧になると、スイッチング素子Ｓｔが破壊されるおそれがある。そこで、抑制部６Ａは、モータＭの緊急停止の際などに、ＤＣリンク４が、過電圧となることを抑制する。
また、抑制部６Ａは、電源電流における高調波電流成分を抑制する。

抑制部６Ａは、ＤＣリアクタＬｐ、抵抗Ｒｐ、コンデンサＣｐを備える。ＤＣリアクタＬｐは、端子Ｐ１と端子Ｐ３との間に接続されている。抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとは直列接続された直列回路であって、ＤＣリアクタＬｐと並列接続されている。

例えば、平滑化部２における平滑コンデンサＣｓの静電容量は、１〜１００μＦが好ましく、ここでは４０μＦに設定されている。ＤＣリアクタＬｐのインダクタンスは、１〜１０ｍＨが好ましく、ここでは２ｍＨに設定されている。抵抗Ｒｐの抵抗値は、５〜１００Ωが好ましく、ここでは１５Ωに設定されている。コンデンサＣｐの静電容量は、１〜１００μＦが好ましく、ここでは１０μＦに設定されている。
なお、抵抗Ｒｐの抵抗値及びコンデンサＣｐの静電容量は、ＤＣリンク４の電圧上昇が、スイッチング素子Ｓｔの破壊電圧を下回るように設定されればよい。

＜ＤＣリンク４の過電圧の抑制＞
ここで、インバータ回路１００における抑制部６Ａにより、ＤＣリンク４の過電圧が抑制されることを説明する。
図３は、第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００を示す図である。
第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００では、図２に示したインバータ回路１００において、抑制部６Ａの代わりにＤＣリアクタＬｄｃを備えている。
なお、ＤＣリアクタＬｄｃのインダクタンスは２ｍＨに設定されている。
他の構成は、図２に示したインバータ回路１００と同様であるので、同じ符号を付して、説明を省略する。

図４は、図２に示す第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と、図３に示す第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００とを比較した図である。ここでは、モータＭが緊急停止した際に、最もＤＣリンク４の電圧が大きくなる可能性がある最悪ケースについて、ＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）を示している。具体的には、モータＭを５ｍｓ近傍において緊急停止させて、ＤＣリンク４の電圧をシミュレーションした。なお、図４では、図３に示した第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００を“ＤＣリアクタＬｄｃのみのインバータ回路”と表記する。

図４に示すように、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００では、ＤＣリンク電圧の上昇は８７３Ｖである。これに対し、第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００（ＤＣリアクタＬｄｃのみのインバータ回路１００）では、ＤＣリンク電圧の上昇は、９７２Ｖである。すなわち、インバータ回路１００の抑制部６Ａは、ＤＣリンク４の電圧上昇を１００Ｖ程度抑制している。

図５は、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の実機による実測結果を示す図である。図５の上部は、モータＭの緊急停止の際における測定期間全体を、図５の下部は、上部の中央部においてＤＣリンク４の電圧が上昇している部分の拡大図である。図５では、実測されたＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）及びＤＣリアクタＬｐを流れる電流（ＤＣリアクタ電流）を示している。
図４に示したシミュレーション結果が、実際のインバータ回路１００のＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）の上昇を模擬できているか否かを、実機により確認した。

図５は、最悪ケースを完全に実現したものではないが、モータＭの緊急停止後におけるＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）の上昇傾向をほぼ再現できている。すなわち、５１０ＶであったＤＣリンク電圧が、モータＭの緊急停止後に、７９１Ｖに上昇している。
なお、この７９１Ｖは、シミュレーション結果で得られた８７３Ｖよりも低い。

以上説明したように、インバータ回路１００に抑制部６Ａを設けることにより、ＤＣリンク４の過電圧の発生が抑制されている。

＜高調波電流の抑制＞
次に、インバータ回路１００における抑制部６Ａが、モータＭの負荷変動などにより発生する高調波電流を抑制できることを説明する。
図６は、インバータ回路１００の３つのモデル（シミュレーションモデル）について、電源電流の周波数応答特性を示した図である。各シミュレーションモデルでは、図２に示していないＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）フィルタ７を加えるとともに、モータＭを負荷電流源ＣＣで代替させている。
ＥＭＩフィルタ７は、整流部１と抑制部６（抑制部６を備えない場合は、平滑化部２）との間に設けられ、ＤＣリアクタＬｆとコンデンサＣｆとを備える。
ここでは、一例として、ＤＣリアクタＬｆのリアクタンスは２０μＨ、コンデンサＣｆの静電容量は１μＦである。
なお、図６では、インバータ回路１００の三相の内の一相のみ取り出して記載している。

各シミュレーションモデルについて説明する。
第１のシミュレーションモデルは、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００から抑制部６Ａを省略したものである。
第２のシミュレーションモデルは、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の抑制部６Ａの代わりに、ＤＣリアクタＬｄｃを設けたものである。すなわち、第２のシミュレーションモデルは、図３に示した第１の実施の形態が適用されないインバータ回路１００に対応する。
第３のシミュレーションモデルは、図２に示した第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対応する。

第１のシミュレーションモデルは、図６に示すように、抑制部６Ａを備えていない。よって、ＥＭＩフィルタ７におけるＤＣリアクタＬｆ及びコンデンサＣｆと、平滑コンデンサＣｓとでＬＣ共振回路が構成される。上述したように、ＤＣリアクタＬｆのリアクタンスは２０μＨ、コンデンサＣｆの静電容量は１μＦ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は、４０μＦである。したがって、共振周波数は５．５６ｋＨｚとなる。
共振周波数が他のシミュレーションモデルに比べ高周波数帯域側になり、高調波電流成分のうち特に高周波数帯域のものが抑制できない。よって、例えば各国の高調波対策基準を満たすことができないおそれがある。

第２のシミュレーションモデルは、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の抑制部６Ａの代わりに、ＤＣリアクタＬｄｃを設けている。よって、ＤＣリアクタＬｄｃと平滑コンデンサＣｓとでＬＣ共振回路が構成される。上述したように、ＤＣリアクタＬｄｃのリアクタンスは２ｍＨ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は４０μＦである。したがって、１００〜１０００Ｈｚの帯域に共振周波数が発生する。
このことから、高調波電流の高周波数帯域成分は十分に抑えることができる。しかし、このＬＣ共振回路の共振周波数において共振ピークが大きいために、高調波電流のうち低周波数帯域成分が増幅され、十分な高調波電流対策とならないおそれがある。

これらに対して、第３のシミュレーションモデルは、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対応し、抑制部６Ａを備えている。これにより、ＤＣリアクタＬｐと平滑コンデンサＣｓとによるＬＣ共振回路の共振周波数における共振ピークが低減され、高調波電流のうち低周波数帯域成分が十分に低減される。
すなわち、負荷電流源ＣＣが、高調波電流の発生源となる。そして、この高調波電流の高周波数帯域成分が平滑コンデンサＣｓにより、バイパスされる。この高調波電流の低周波数帯域成分がＤＣリアクタＬｐにより抑制される。さらに、平滑コンデンサＣｓとＤＣリアクタＬｐとのＬＣ共振回路を流れる電流が、抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとの直列回路により低減される。

次に、各シミュレーションモデルにおける電源の電流波形について説明する。
図７は、第１のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。図７（ａ）は第１のシミュレーションモデルを示す図、図７（ｂ）は、電源電流と時間との関係を示す図である。
図７（ｂ）に示す電源の電流波形には、図６に示した高周波数帯域の高調波が重畳している。

図８は、第２のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。図８（ａ）は第２のシミュレーションモデルを示す図、図８（ｂ）は、電源電流と時間との関係を示す図である。
図８（ｂ）に示す電源の電流波形には、図７に示した高周波数帯域の高調波は抑制されているが、図６に示した低周波数帯域の高調波が重畳している。しかも、低周波数帯域の高調波は、次に示す第３のシミュレーションモデルに比べて大きい。

図９は、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対応する第３のシミュレーションモデルにおける電源の電流波形を示す図である。図９（ａ）は第３のシミュレーションモデルを示す図、図９（ｂ）は、電源電流の時間との関係を示す図である。
図９（ｂ）に示す電源の電流波形では、図８に比べ、低周波数帯域の高調波の振幅が低減されている。

以上説明したように、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対応する第３のシミュレーションモデルにおいて、電源電流における高調波電流が最も抑制されている。

次に、各シミュレーションモデルについて、電源高調波電流の指標であるＴＨＣ（Total Harmonic Current）及びＰＷＨＣ（Partial Weighted Harmonic Current）を算出した結果を説明する。
ＴＨＣ及びＰＷＨＣは、それぞれ式（１）及び式（２）により算出される。

ここで、Ｉｈ：次数ｈにおける電流スペクトラム振幅、Ｉｒｅｆ：電源周波数（ｈ＝１）における電流スペクトラム振幅、電源周波数：５０Ｈｚである。

表１は、算出されたＴＨＣ、ＰＷＨＣを示す表である。表１には、上記した３つのシミュレーションモデルについて、ＴＨＣ、ＰＷＨＣを示している。

第１のシミュレーションモデルでは、ＴＨＣは最も小さい３０．２％であるが、ＰＷＨＣは最も大きい５６．２％である。第２のシミュレーションモデルでは、ＴＨＣは最も大きい３９．０％であるが、ＰＷＨＣは最も小さい５０．０％である。これらに対し、第３のシミュレーションモデルでは、ＴＨＣが３１．８％と最も小さい値（３０．２％）に近く且つＰＷＨＣが５０．５％と最も小さい値（５０．０％）に近い。
すなわち、第３のシミュレーションモデルに対応する第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、電源電流における高調波電流をバランスよく抑制している。

第１の実施の形態におけるインバータ回路１００は、平滑化部２に静電容量が小さく、体積も小さい平滑コンデンサＣｓを使用して全体を小型化している。しかし、抑制部６Ａは、モータＭが緊急停止した際などに発生する誘導起電流によって、ＤＣリンク４が過電圧になることを抑制する。よって、ＤＣリンク４の電圧が、インバータ部３のスイッチング素子Ｓｔなどが破壊電圧を超えて上昇して、インバータ回路１００が故障することが抑制される。

さらに、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の抑制部６Ａは、平滑コンデンサＣｓとＤＣリアクタＬｐとが構成するＬＣ共振回路の共振ピークを低減する。これにより、電源電流における高調波電流を低減している。

加えて、抑制部６Ａは、ＤＣリアクタＬｐと、ＤＣリアクタＬｐに並列接続された、抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとの直列回路により構成されている。すなわち、抑制部６Ａは、受動回路（受動部品）のみで構成されている。よって、複雑な制御回路（制御ロジック）を用いることなく、モータＭの緊急停止の際などに発生するＤＣリンク４の過電圧が抑制される。したがって、インバータ回路１００を廉価に製造できる。

次に、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例について説明する。
上記においては、抑制部６Ａは、主としてインバータ部３が破壊されることを抑制するものであった。しかし、その他の素子の破壊電圧に基づいて抑制部６Ａを構成する抵抗Ｒｐの抵抗値及びコンデンサＣｐの静電容量を設定してもよい。

また、インバータ回路１００の故障とは、インバータ部３が破壊されることだけを指すものではない。例えば、モータＭが緊急停止した際に発生する誘導起電流により何らかの不具合が発生して、インバータ回路１００が機能を十分に果たせなくなることを含む概念である。

上記においては、抑制部６Ａの抵抗Ｒｐの抵抗値及びコンデンサＣｐの静電容量などのパラメータは、上記の故障を防止する観点から設定した。しかし、例えば、平滑コンデンサＣｓとＤＣリアクタＬｐとが構成するＬＣ共振回路の共振ピークの抑制も勘案して設定してもよい。そして、ＤＣリンク４の電圧とＬＣ共振回路の共振ピークの双方について予め定められた重みづけを行いながら上記のパラメータを設定してもよい。

［第２の実施の形態］
第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００における抑制部６Ａは、ＤＣリアクタＬｐと、ＤＣリアクタＬｐに並列接続された、抵抗ＲｐとコンデンサＣｐとの直列回路とにより構成されていた。この抑制部６Ａにより、モータＭの緊急停止の際などに発生するＤＣリンク４の過電圧を抑制した。
第２の実施の形態のインバータ回路１００は、第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００における抑制部６Ａと異なる構成の抑制部６Ｂを備える。そして、抑制部６Ｂにより、モータＭの緊急停止の際などに発生するＤＣリンク４の過電圧を抑制する。

図１０は、第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の一例を示す図である。
第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、図１の抑制部６として抑制部６Ｂを備えている。図１に示した第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と同じ部分は、同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分である抑制部６Ｂを説明する。

抑制部６Ｂは、サージアブソーバＳＡと、制御スイッチ素子Ｓｃと、過電圧検出手段の一例としての過電圧検出回路６１とを備えている。サージアブソーバＳＡと制御スイッチ素子Ｓｃとは、直列に接続されている。サージアブソーバＳＡ側が、端子Ｐ３（端子Ｐ１）に接続され、制御スイッチ素子Ｓｃ側が、端子Ｐ４(端子Ｐ２）に接続されている。
そして、過電圧検出回路６１は、端子Ｐ３（端子Ｐ１）と端子Ｐ４(端子Ｐ２）との間に設けられ、ＤＣリンク４の電圧を検出する。

サージアブソーバＳＡには、例えば酸化亜鉛を用いたバリスタやマイクロギャップなどを用い得る。バリスタは、予め定められた電圧（放電開始電圧）以上の電圧が印加されると、オフ状態からオン状態に移行し、瞬時に電流が流れ始める特性を有している。バリスタは、電力耐量（エネルギ耐量）が大きく、放電開始電圧以上になったときに、放電により瞬時に大きな電流が流れても、放電に伴う瞬時電力を吸収できる。
制御スイッチ素子Ｓｃは、例えばＩＧＢＴなどであって、制御ゲートＧｃに予め定められた電圧が印加されると、オフ状態からオン状態に移行する。
過電圧検出回路６１は、ＤＣリンク４の電圧が予め定められた検出電圧を超えたか否かを検出する。そして、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧を超えた場合に、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態からオン状態に移行させる電圧を制御ゲートＧｃに供給する。
なお、サージアブソーバＳＡの放電開始電圧は、過電圧検出回路６１の検出電圧より低く設定されている。

抑制部６Ｂの動作を説明する。
インバータ回路１００が正常に動作している場合には、ＤＣリンク４の電圧は、過電圧検出回路６１の検出電圧以下である。この場合、過電圧検出回路６１は、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態に維持する電圧を制御ゲートＧｃに供給する。制御スイッチ素子Ｓｃがオフ状態であるので、制御スイッチ素子Ｓｃに直列接続されたサージアブソーバＳＡには電流が流れない。
モータＭの緊急停止の際などに、ＤＣリンク４の電圧が上昇して検出電圧を超える。すると、過電圧検出回路６１は、制御スイッチ素子Ｓｃがオフ状態からオン状態に移行させる電圧を制御ゲートＧｃに供給する。これにより、制御スイッチ素子Ｓｃがオン状態になって、制御スイッチ素子ＳｃとサージアブソーバＳＡとの直列回路に、ＤＣリンク４の電圧が印加される。このとき、ＤＣリンク４の電圧は、制御スイッチ素子ＳｃとサージアブソーバＳＡとで分圧される。オン状態の制御スイッチ素子Ｓｃの抵抗値はサージアブソーバＳＡの抵抗値に比べて小さい。よって、ＤＣリンク４の電圧のほとんどは、サージアブソーバＳＡに印加される。
このとき、サージアブソーバＳＡに印加された電圧がサージアブソーバＳＡの放電開始電圧を超えているので、サージアブソーバＳＡは、オフ状態からオン状態に移行する。そして、ＤＣリンク４から、サージアブソーバＳＡ及び制御スイッチ素子Ｓｃを介して、共通電位線５に向かって電流が流れ、ＤＣリンク４の電圧が低下する。

なお、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧以下になると、過電圧検出回路６１は、制御スイッチ素子Ｓｃがオン状態からオフ状態に移行する電圧を制御ゲートＧｃに供給する。これにより、制御スイッチ素子Ｓｃがオン状態からオフ状態に移行し、サージアブソーバＳＡもオン状態からオフ状態に移行する。すると、ＤＣリンク４から、サージアブソーバＳＡ及び制御スイッチ素子Ｓｃを介して、共通電位線５に向かって流れる電流が遮断される。そして、ＤＣリンク４の電圧が、抑制部６Ｂの影響を受けない状態になる。
すなわち、ＤＣリンク４が検出電圧を超えると、抑制部６Ｂを動作させ、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧以下になると、抑制部６Ｂの動作を停止させている。

なお、サージアブソーバＳＡを用いないで、制御スイッチ素子ＳｃをＤＣリンク４と共通電位線５との間に設けることが考えられる。しかし、ＤＣリンク４が過電圧になって、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態からオン状態に移行させると、瞬間的にＤＣリンク４から共通電位線５に大きな瞬時電力が流れる。制御スイッチ素子Ｓｃにこの瞬時電力を吸収させると、制御スイッチ素子Ｓｃは、安定動作領域を外れ、破壊されてしまうおそれがある。

また、制御スイッチ素子Ｓｃを用いないで、サージアブソーバＳＡをＤＣリンク４と共通電位線５との間に設けることが考えられる。しかし、バリスタなどのサージアブソーバＳＡは、制御スイッチ素子Ｓｃに比べて、漏れ電流が大きい。このため、サージアブソーバＳＡは、オフ状態であっても電力を消費してしまう。
また、ＤＣリンク４において抑制したい過電圧に対応した放電開始電圧のサージアブソーバＳＡを選択することが必要になる。例えば、三相交流電源ＰＳの線間電圧が２２０Ｖである場合、正常な状態のＤＣリンク４の電圧は、約５４０Ｖである。この場合、ＤＣリンク４の電圧が６００Ｖになった時に、サージアブソーバＳＡを動作させようとすると、放電開始電圧が６００ＶであるサージアブソーバＳＡを用いることになる。

そこで、第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００では、サージアブソーバＳＡと制御スイッチ素子Ｓｃとの直列回路を用いている。正常な状態、すなわち、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧以下である場合には、サージアブソーバＳＡと制御スイッチ素子Ｓｃとの直列回路に電流が流れない。よって、正常な状態において、電力の消費が抑制される。
また、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧を超える場合に、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態からオン状態に移行させて、サージアブソーバＳＡをオン状態にする。よって、サージアブソーバＳＡの放電開始電圧を、ＤＣリンク４の過電圧を検出する検出電圧と別に設定することができる。例えば、過電圧検出回路６１の検出電圧を６００Ｖとする場合、放電開始電圧が検出電圧の６００Ｖより低い４５０ＶのサージアブソーバＳＡが使用できる。放電開始電圧（４５０Ｖ）を、抑制部６Ｂを動作させる電圧（６００Ｖ）より低く設定することで、確実にサージアブソーバＳＡを動作させることができる。
さらに、サージアブソーバＳＡは、瞬時電力を吸収する能力（電力耐量）が大きいため、瞬時電力により破壊されにくい。

図１１は、第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の抑制部６Ｂにおける過電圧検出回路６１を一例で示す図である。
以下では、図１０に示した第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と同じ部分は、同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分である抑制部６Ｂの過電圧検出回路６１を説明する。

過電圧検出回路６１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、差動増幅器Ｏｐ、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒ及び参照電源Ｖｒｅｆを備えている。
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、直列接続され、ＤＣリンク４と共通電位線５との間に接続されている。
ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒ、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４は、この順に直列接続され、駆動電源Ｖｄｄと共通電位線５との間に接続されている。

差動増幅器Ｏｐは、＋入力端子、−入力端子、出力端子を備え、＋入力端子の電圧と−入力端子の電圧との差に対応した電圧を出力端子から出力する。ここでは、差動増幅器Ｏｐの＋入力端子は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続され、−入力端子は参照電源Ｖｒｅｆの一方の端子に接続されている。そして、差動増幅器Ｏｐの出力端子は、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒのベース端子に接続されている。
参照電源Ｖｒｅｆの他方の端子は、共通電位線５に接続されている。
駆動電源Ｖｄｄの電圧は、例えばＤＣ１５Ｖである。そして、駆動電源Ｖｄｄは、差動増幅器Ｏｐを駆動する電源としても用いられている。
また、参照電源Ｖｒｅｆの電圧は、例えばＤＣ２．５Ｖである。

過電圧検出回路６１の動作を説明する。
抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで、ＤＣリンク４の電圧を分圧する。分圧された電圧が差動増幅器Ｏｐの＋入力端子に入力される。そして、差動増幅器Ｏｐによって、＋入力端子の電圧であるＤＣリンク４の分圧された電圧と、−入力端子の電圧である参照電源Ｖｒｅｆの電圧とが比較される。すなわち、過電圧検出回路６１の検出電圧は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧された電圧で設定されている。

まず、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧以下である場合、すなわち、インバータ回路１００が正常な状態にある場合を説明する。この場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧された電圧（差動増幅器Ｏｐの＋入力端子の電圧）は、参照電源Ｖｒｅｆの電圧（差動増幅器Ｏｐの−入力端子の電圧）以下である。すると、差動増幅器Ｏｐは、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒをオフ状態に維持する電圧を出力端子から出力する。ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒがオフ状態であると、制御スイッチ素子Ｓｃの制御ゲートＧｃは、共通電位線５の電位（共通電位）となる。よって、制御スイッチ素子Ｓｃは、オフ状態で、サージアブソーバＳＡはオフ状態である。

一方、ＤＣリンク４の電圧が検出電圧を超えた場合、すなわち、インバータ回路１００が異常な状態になった場合を説明する。この場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧された電圧（差動増幅器Ｏｐの＋入力端子の電圧）が参照電源Ｖｒｅｆの電圧（差動増幅器Ｏｐの−入力端子の電圧）を超える。すると、差動増幅器Ｏｐは、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒをオフ状態からオン状態に移行する電圧を出力端子から出力する。これにより、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒはオフ状態からオン状態に移行する。すると、制御スイッチ素子Ｓｃの制御ゲートＧｃは、駆動電源Ｖｄｄの電圧を抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とで分圧された電圧となる。この分圧された電圧は、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態からオン状態に移行させる電圧になるように設定されている。よって、制御スイッチ素子Ｓｃがオフ状態からオン状態に移行し、サージアブソーバＳＡがオフ状態からオン状態に移行する。そして、ＤＣリンク４から共通電位線５に向かって電流が流れる。これにより、ＤＣリンク４の電圧が低下する。

そして、ＤＣリンク４の電圧が、検出電圧以下になると、ＤＣリンク４の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧された電圧（差動増幅器Ｏｐの＋入力端子の電圧）が、参照電源Ｖｒｅｆの電圧以下に低下する。そして、差動増幅器Ｏｐの出力端子が、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒをオン状態からオフ状態に移行させる電圧に移行する。これにより、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒがオン状態からオフ状態に移行する。そして、制御ゲートＧｃが、制御スイッチ素子Ｓｃをオン状態からオフ状態に移行させる電圧に移行する。よって、制御スイッチ素子Ｓｃがオン状態からオフ状態に移行し、サージアブソーバＳＡがオン状態からオフ状態に移行する。

この過電圧検出回路６１では、ＤＣリンク４の電圧を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２に高耐圧の部品を必要とする。しかし、差動増幅器Ｏｐ、ｐｎｐバイポーラトランジスタＴｒ、抵抗Ｒ３、Ｒ４には、低耐圧の汎用部品が使用できる。なお、制御スイッチ素子Ｓｃについても、低耐圧の汎用部品が使用できる。よって、インバータ回路１００を廉価に製造できる。

以上、差動増幅器Ｏｐを用いた過電圧検出回路６１を説明した。過電圧検出回路６１は、他の構成であってもよく、シャントレギュレータと呼ばれる回路などを使用してもよい。

図１２は、第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００におけるＤＣリンク４の電圧の一例を示す図である。図１２の上部は、ＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）と時間との関係を示し、図１２の下部は、制御ゲートＧｃの電圧（ゲート電圧）と時間との関係を示す。
図１２において、１２ｍｓの時点でモータＭの緊急停止が発生している。その後、ＤＣリンク電圧は、一旦急激に低下するが、その後、誘導起電流により上昇する。そして、ＤＣリンク電圧が８００Ｖを超えると（２４ｍｓの時点）、過電圧検出回路６１が働く。そして、過電圧検出回路６１は、制御スイッチ素子Ｓｃをオフ状態からオン状態に移行させる電圧を制御ゲートＧｃに印加する。これにより、制御スイッチ素子Ｓｃがオフ状態からオン状態に移行するとともに、サージアブソーバＳＡもオフ状態からオン状態に移行する。そして、ＤＣリンク４からサージアブソーバＳＡ及び制御スイッチ素子Ｓｃを介して共通電位線５に電流が流れ、ＤＣリンク電圧が低下する。
ＤＣリンク電圧が低下すると（２５ｍｓの時点）、過電圧検出回路６１は、制御スイッチ素子Ｓｃをオン状態からオフ状態に移行させる電圧を制御ゲートＧｃに印加する。これにより、制御スイッチ素子Ｓｃがオン状態からオフ状態に移行するとともに、サージアブソーバＳＡもオン状態からオフ状態に移行する。
この場合、ＤＣリンク電圧の最大値は８４０Ｖであった。

図１３は、第２の実施の形態が適用されないインバータ回路１００におけるＤＣリンク４の電圧の一例を示す図である。第２の実施の形態が適用されないインバータ回路１００は、図１０（図１１）に示すインバータ回路１００において、抑制部６Ｂを備えない。
図１２と同様に、１２ｍｓの時点でモータＭの緊急停止が発生している。その後、ＤＣリンク電圧は、一旦急激に低下するが、その後、誘導起電流により上昇する。そして、最大値９１６Ｖに達した。

以上説明したように、第２の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の抑制部６Ｂは、ＤＣリンク４の過電圧の発生を抑制する。よって、インバータ回路１００におけるインバータ部３のスイッチング素子Ｓｔなどが破壊電圧を超えて破壊されることによってインバータ回路１００が故障することが抑制される。
なお、第２の実施の形態に第１の実施の形態を組み合わせて用いてもよい。

［第３の実施の形態］
第１の実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６Ａ及び第２の実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６Ｂは、ＤＣリンク４の過電圧の発生を抑制した。
第３の実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６は、インバータ回路１００に電源を投入した際に、平滑コンデンサＣｓに流れ込む突入電流により発生する過電流を抑制する。
また、第３の実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６は、電源電流における高調波電流を抑制する。

図１４は、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の一例を示す図である。
第３の実施の形態におけるインバータ回路１００は、図１の抑制部６として抑制部６Ｃを備えている。図１に示した第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と同じ部分は、同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分である抑制部６Ｃを説明する。
なお、三相交流電源ＰＳは三相４線式であるとし、三相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相、中性点（中性線）をＮ相と表記する。また、整流部１の６つの整流ダイオードＤｃを整流ダイオードＤｃ１〜Ｄｃ６と表記する。

第３の実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６Ｃは、コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチＳｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、電流制限抵抗Ｒ５を備えている。
コンデンサＣ１、Ｃ２は直列接続されて直列回路を構成し、一方の端子がＤＣリンク４に、他方の端子が共通電位線５に接続されている。そして、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点は、電流制限抵抗Ｒ５の一方の端子に接続されている。電流制限抵抗Ｒ５の他方の端子は、スイッチＳｗ１の一方の端子に、スイッチＳｗ１の他方の端子は、三相交流電源ＰＳのＮ相に接続されている。
そして、三相交流のＳ相と整流部１との間にスイッチＳｗ２、Ｔ相と整流部１との間にスイッチＳｗ３を設けている。
一例として、三相交流電源ＰＳの線間電圧は４００Ｖ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は４０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ０．２２μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５の抵抗値は８００Ωである。
ここで、スイッチＳｗ１が第２のスイッチの一例であり、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３が第１のスイッチの一例である。

＜突入電流により発生する過電流の抑制＞
第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００における突入電流によって発生する過電流の抑制について説明する。
インバータ回路１００に電源を投入する際、スイッチＳｗ１を閉（オン）にし、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を開（オフ）にする。そして、三相交流電源ＰＳをオンにする。
すると、三相交流電源ＰＳのＲ相を介して、コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。すなわち、Ｒ相が正の位相のとき、整流ダイオードＤｃ１を介して、コンデンサＣ１が充電される。一方、Ｒ相が負の位相のとき、整流ダイオードＤｃ２を介して、コンデンサＣ２が充電される。すなわち、Ｒ相が正の位相のときには、整流ダイオードＤｃ２が逆方向に接続されているので、三相交流電源ＰＳのＲ相からは、コンデンサＣ１しか見えない。逆に、Ｒ相が負の位相のときには、整流ダイオードＤｃ１が逆方向に接続されているので、三相交流電源ＰＳのＲ相からは、コンデンサＣ２しか見えない。
そして、コンデンサＣ１が充電されているとき、コンデンサＣ２に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓが充電される。逆に、コンデンサＣ２が充電されているとき、コンデンサＣ１に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓが充電される。

そして、平滑コンデンサＣｓが予め定められた電圧に充電された後、スイッチＳｗ１を開（オフ）にするとともに、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を閉（オン）にする。
なお、三相交流電源ＰＳをオンにしてから、予め定められた時間の経過後に、スイッチＳｗ１を開（オフ）にするとともに、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を閉（オン）にしてもよい。
これにより、インバータ回路１００は、通常の動作状態に移行する。

第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００では、三相交流電源ＰＳのＲ相により、コンデンサＣ１、Ｃ２を交互に充電する。そして、充電したコンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓを徐々に充電する。この繰り返しにより、平滑コンデンサＣｓが充電される。
すなわち、スイッチＳｗ１と電流制限抵抗Ｒ５とで構成される回路は充電回路である。

一方、インバータ回路１００が抑制部６Ｃを備えない場合では、三相交流電源ＰＳをオンにすると、平滑コンデンサＣｓを充電する電流が流れる。この電流は、突入電流と呼ばれ、平滑コンデンサＣｓの静電容量が大きいほど大きい。突入電流が大きいと、整流部１の整流ダイオードＤｃが破壊されるおそれがある。したがって、整流部１の整流ダイオードＤｃを破壊するおそれがある電流を、過電流として抑制することが求められる。

これに対して、第３の実施の形態におけるインバータ回路１００では、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量を、平滑コンデンサＣｓの静電容量より小さく設定している。そして、電流制限抵抗Ｒ５を設けている。このことで、三相交流電源ＰＳのＲ相からインバータ回路１００に流れ込む突入電流を小さく抑えている。よって、整流部１の整流ダイオードＤｃが過電流によって破壊されることを抑制し、これにより、インバータ回路１００が故障することが抑制される。

なお、コンデンサＣ１、Ｃ２の代わりに、平滑コンデンサＣｓを２つのコンデンサの直列回路とすることが考えられる。しかし、２つのコンデンサのそれぞれの静電容量は、平滑コンデンサＣｓの２倍となり、大型化してしまう。また、三相交流電源ＰＳのＲ相から、２つのコンデンサのそれぞれに大きな突入電流が流れることになる。

さらに、三相交流電源ＰＳは線間電圧が４００Ｖである場合、Ｎ相とＲ相、Ｓ相、Ｔ相との間は２３０Ｖである。よって、スイッチＳｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３には、４００Ｖに対応する高価で大型のリレーではなく、２００Ｖ系に広く使用されている廉価で小型のリレーが適用できる。よって、インバータ回路１００を廉価且つ小型にできる。
また、平滑コンデンサＣｓを２つのコンデンサの直列回路とする場合に比べ、静電容量が小さいコンデンサＣ１、Ｃ２を用いるので、インバータ回路１００を小型にできる。

＜高調波電流の抑制＞
第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、電源電流における高調波電流が抑制できることを説明した。
第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００でも、電源電流における高調波電流が抑制されることを説明する。インバータ回路１００の抑制部６ＣにおけるコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路は、平滑コンデンサＣｓと並列に設けられている。よって、コンデンサＣ１、Ｃ２も平滑コンデンサＣｓと同様に平滑コンデンサとして機能する。

図１５は、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対する電源電流を示す図である。図１５（ａ）は、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００、図１５（ｂ）は、第３の実施の形態が適用されないインバータ回路１００に対する電源電流である。
図１５（ａ）の第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、図１４に示したインバータ回路１００である。ここでは、平滑コンデンサＣｓの静電容量は１０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ２０μＦである。つまり、平滑コンデンサＣｓとコンデンサＣ１、Ｃ２とを合計した静電容量は２０μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５は２５Ωである。
一方、図１５（ｂ）の第３の実施の形態が適用されないインバータ回路１００は、図１４に示したインバータ回路１００から抑制部６Ｃを除いたものである。そして、平滑コンデンサＣｓの静電容量は２０μＦである。
すなわち、ＤＣリンク４における静電容量は、いずれにおいても２０μＦで同じである。
なお、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００及び第３の実施の形態が適用されないインバータ回路１００は、整流部１と抑制部６との間にＤＣリアクタを備える。このＤＣリアクタのリアクタンスは７５μＨである。

図１５（ａ）の電源電流と図１５（ｂ）の電源電流とを比較すると、図１５（ａ）の方が、図１５（ｂ）に比べ、電源電流の振幅における変動が少ない。

表２は、高調波電流スペクトラム振幅Ｉｈを電源周波数（ｈ＝１）における電流スペクトラム振幅Ｉｒｅｆで除した値（Ｉｈ／Ｉｒｅｆ）を示す表である。ここでは、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と、第３の実施の形態が適用されないインバータ回路１００とを示している。なお、表２には、ＴＨＣ及びＰＷＨＣも示している。

第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、第３の実施の形態が適用されないインバータ回路１００に比べ、Ｉ５／Ｉｒｅｆ、Ｉ１１／Ｉｒｅｆ、Ｉ１３／Ｉｒｅｆが改善している。よって、ＴＨＣ及びＰＷＨＣが改善している。
すなわち、ＤＣリンク４における静電容量は同じであるが、コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路を平滑コンデンサＣｓに並列に配置した場合の方が、ＴＨＣなどが改善する。

＜第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例＞
次に、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例を説明する。
図１４に示したインバータ回路１００は、三相４線式の三相交流電源ＰＳに接続されていた。変形例のインバータ回路１００は、三相３線式の三相交流電源ＰＳに接続されている。
図１６は、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例を示す図である。
変形例のインバータ回路１００では、三相交流電源ＰＳのＳ相にスイッチＳｗ１が接続されている。そして、Ｎ相を用いていない。
一例として、三相交流電源ＰＳの線間電圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は４０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ０．２２μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５は８００Ωである。

インバータ回路１００に電源を投入する際、スイッチＳｗ１を閉（オン）とし、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を開（オフ）とする。そして、三相交流電源ＰＳをオンにする。すると、Ｒ相とＳ相との線間電圧が正の位相のとき、コンデンサＣ１が充電され、Ｒ相とＳ相との線間電圧が負の位相のとき、コンデンサＣ２が充電される。その後の動作は、図１４に示した三相４線式のインバータ回路１００と同様であるので。説明を省略する。

なお、スイッチＳｗ１は、スイッチＳｗ２が設けられたＳ相又はスイッチＳｗ３が設けられたＴ相のいずれかに接続されることが必要である。図１６から分かるように、スイッチＳｗ１をＲ相に接続しても、コンデンサＣ１、Ｃ２には電圧が印加されない。

図１６に示した第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例においても、抑制部６は、インバータ回路１００に電源を投入した際の過電流を抑制する。これにより、インバータ回路１００が故障することが抑制される。また、抑制部６は、電源電流における高調波電流を抑制する。

以上、第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００を説明した。図１４に示した第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の整流部１と抑制部６の間に、図３に示したＤＣリアクタＬｄｃを用いてもよい。さらに、第１の実施の形態又は第２の実施の形態と組み合わせて用いてもよい。図１６に示した第３の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例においても同様である。

第１の実施の形態から第３の実施の形態において、インバータ回路１００の負荷を、モータＭとしたが、他の負荷であってもよい。なお、誘導性の負荷（リアクタンスの要素が大きい負荷）の場合に効果が大きい。
さらに、第１の実施の形態から第３の実施の形態において、三相の場合を説明したが、単相の交流電源と単相のモータなどの負荷とを接続するインバータ回路１００に、抑制部６Ａ、６Ｂ、６Ｃを適用しても構わない。

第１の実施の形態から第３の実施の形態において、インバータ回路１００には、上記したリアクタンス、静電容量、抵抗値の素子が用いられているので、小型に構成することができる。

その他、本発明の趣旨に反しない限りにおいて様々な変形や実施の形態の組み合わせを行っても構わない。

１…整流部、２…平滑化部、３…インバータ部、４…ＤＣリンク、５…共通電位線、６、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ…抑制部、７…ＥＭＩフィルタ、６１…過電圧検出回路、１００…インバータ回路、Ｃ１、Ｃ２、Ｃｆ、Ｃｐ、Ｃｐ…コンデンサ、ＣＣ…負荷電流源、Ｃｓ…平滑コンデンサ、Ｄｃ、Ｄｃ１〜Ｄｃ６…整流ダイオード、Ｄｆ…帰還ダイオード、Ｌｄｃ、Ｌｆ、Ｌｐ…ＤＣリアクタ、Ｍ…モータ、Ｏｐ…差動増幅器、ＰＳ…三相交流電源、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒｐ…抵抗、Ｒ５…電流制限抵抗、ＳＡ…サージアブソーバ、Ｓｃ…制御スイッチ素子、Ｓｔ…スイッチング素子、Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、Ｓｗ４…スイッチ、Ｔｒ…ｐｎｐバイポーラトランジスタ、Ｖｄｄ…駆動電源、Ｖｒｅｆ…参照電源

Claims (2)

1. 入力された交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
   前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑化部と、
   負荷に接続され、前記平滑化部により平滑化された直流電圧を交流電圧に変換して当該負荷へ出力するインバータ部と、
   前記整流部と前記平滑化部との間に設けられ、前記平滑化部における直流電圧が印加されたＤＣリンクの過電圧又は過電流を抑制する抑制部と、を備え、
   前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、
   前記入力された交流電圧の１相以外の他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記入力された交流電圧の中性点に接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路と
   を備えることを特徴とするインバータ回路。
2. 入力された交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
   前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑化部と、
   負荷に接続され、前記平滑化部により平滑化された直流電圧を交流電圧に変換して当該負荷へ出力するインバータ部と、
   前記整流部と前記平滑化部との間に設けられ、前記平滑化部における直流電圧が印加されたＤＣリンクの過電圧又は過電流を抑制する抑制部と、を備え、
   前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、
   前記入力された交流電圧の相のうち、１相を除く他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記第１のスイッチが設けられた交流電圧の１相とに接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路と
   を備えることを特徴とするインバータ回路。

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