JP4706987B2 - 電力変換回路 - Google Patents

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Description

本発明は、交流電源と負荷との間に設けられる電力変換回路に関するものである。
交流電源と負荷との間に設けられ、所定の交流電流を負荷に供給する電力変換回路が種々開発されている。その中で、インバータの小型化やコストダウンを目的としたコンデンサレスインバータが提案されている（非特許文献１）。図６に示すように、コンデンサレスインバータ４０は、ダイオード群１６、ＤＣ部１８、およびインバータ２０が備えられる。また、インバータ２０の停止時にＤＣ部１８への電気エネルギーの流入を防ぐために、電源遮断用のリレーＳが電源１２とダイオード群１６の間に設けられる。
ダイオード群１６は４つのダイオードからなるダイオードブリッジである。ダイオード群１６は、交流電源１２の出力を全波整流し、上側アームの電源線２２と下側アームの電源線２４に出力する。ＤＣ部１８は、電源線２２，２４に挿入されたリアクトルＬｉｎと電源線２２，２４の間の平滑コンデンサＣｄｃからなる。ＤＣ部１８に大容量の電解コンデンサを備えない。ＤＣ部１８の平滑コンデンサＣｄｃの容量は例えば約２０μＦであり、電解コンデンサの約０．０１〜０．０２倍である。インバータ２０は、スイッチング用パワー素子（トランジスタ）と還流ダイオードを備え、負荷１４に対して交流電力を出力する。
ＤＣ部１８の平滑コンデンサＣｄｃが小容量であるため、ＤＣ部１８への流入エネルギーが小さくとも直流電圧が大きく変動する。また、直流電圧が上昇しやすい状況としては、電源投入／電源歪みによるリアクトルＬｉｎと平滑コンデンサＣｄｃのＬＣ共振発生時、インバータ停止時の負荷１４のインダクタンスエネルギー還流時が挙げられる。
上記の過電圧を防止するための対策として、図７に示すように、ＤＣ部１８にエネルギー吸収回路２８を設けたコンデンサレスインバータ４０ｂが提案されている（特許文献１）。エネルギー吸収回路２８は、電源線２２，２４の間にダイオードＤｓ、抵抗Ｒｓ、電解コンデンサＣｓが直列接続されている。平滑コンデンサＣｄｃ以外に電解コンデンサＣｓにも充電がおこなわれるため、平滑コンデンサＣｄｃの見かけ上の容量が増大する。また、抵抗Ｒｓは電解コンデンサＣｓへの充電電流を抑える。したがって、平滑コンデンサＣｄｃの両端の電位差Ｖｄｃの変動が小さくなり、過電圧を防止できる。
電解コンデンサＣｓの充電電圧は、ほぼ一定に平滑される。電解コンデンサＣｓは、一定電圧で駆動する回路の電源として使用できる。また、コンデンサレスインバータ４０ｂには、スイッチング用パワー素子やリレーＳをコントロールする制御回路２６が設けられる。そこで、制御回路２６の電源として電解コンデンサＣｓを使用することが特許文献１に提案されている。
しかし、リレーＳがオフであれば、ＤＣ部１８に設けたエネルギー吸収回路２８には電圧は印加されない。制御回路２６の電源となる電解コンデンサＣｓは充電されず、制御回路２８が駆動しない。したがって、リレーＳをオンにすることができず、回路４０ｂは停止したままである。
特開２００５−２０８３６号公報 高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁
本発明の目的は、ＤＣ部の過電圧を抑制し、制御回路のための電源を生成できる電力変換回路を提供することにある。
本発明の電力変換回路は、交流電源の出力電圧を整流する複数のダイオードを含んだダイオード群と、前記ダイオード群よりも交流電源側に設けられたリレーと、前記ダイオード群の出力電圧を受け、脈動電圧の最大値がその最小値の２倍以上となる容量を有した平滑コンデンサを備えたＤＣ部と、前記ＤＣ部の電圧を受け、三相交流電流を三相負荷に出力するインバータと、を備え、前記ＤＣ部には、ダイオードと抵抗Ｒｓと電解コンデンサの直列回路であるエネルギー吸収回路が平滑コンデンサと並列に接続されており、前記リレーよりも交流電源側から整流回路および抵抗Ｒｓｓを介して交流電源の出力電圧を電解コンデンサに印加する経路を備え、抵抗Ｒｓよりも抵抗Ｒｓｓの方の抵抗値が大きい。
電力変換回路は、通常、ダイオードブリッジで整流し、その後段にある電解コンデンサに充電をおこなう。ダイオードブリッジの前段にあるリレーがオフの場合、そのリレーよりも電源側から整流回路を介して電解コンデンサに充電をおこなう。
前記電解コンデンサの充電電圧を電源とし、前記インバータを制御する制御回路を備える。制御回路は、電解コンデンサの充電電圧を電源として動作する。
前記電解コンデンサの充電電圧を電源としてリレーのオン・オフをおこなう制御回路を備える。リレーがオフであっても電解コンデンサが充電されるため、電解コンデンサは、常時、制御回路の電源となる。
前記整流回路は全波整流回路または半波整流回路である。電解コンデンサに電圧を印加するために、全波整流または半波整流をおこなう。
前記電解コンデンサは、ダイオードブリッジの後段に設けられたエネルギー吸収回路の電解コンデンサである。エネルギー吸収回路の電解コンデンサの充電電圧はほぼ一定に平滑されており、一定電圧が必要な制御回路の電源となる。
本発明は、リレーよりも電源側から電解コンデンサに整流回路を介して電圧を印加することができる。そのため、リレーがオフであっても電解コンデンサに充電をおこなうことができる。電解コンデンサを電源とする制御回路は、リレーがオフであっても駆動され、リレーのオン・オフがおこなわれる。電解コンデンサを有するため、過電圧を防止できる。
本発明の電力変換回路の回路図である。 図１の電力変換回路の抵抗を共用した回路図である。 図１の電力変換回路の抵抗の値を調節した回路図である。 全波整流回路を使用した本発明の電力変換回路の回路図である。 図４の電力変換回路の抵抗の値を調節した回路図である。 従来のコンデンサレスインバータの回路図である。 図６のコンデンサレスインバータにエネルギー吸収回路を設けた回路図である。
本発明の電力変換回路について図面を用いて説明する。以下に説明する電力変換回路は、コンデンサレスインバータである。
図１に示すように、電力変換回路１０は、電源１２と負荷１４との間に設けられ、負荷１４に対して所定の交流電力を出力する。図１の電源１２は単相電源である。負荷１４は三相負荷であり、例えば三相モータが挙げられる。
電力変換回路１０は、電源側から、リレーＳ、ダイオード群１６、ＤＣ部１８、インバータ２０が設けられる。ダイオード群１６、ＤＣ部１８、インバータ２０は、上側アームの第１電源線２２と下側アームの第２電源線２４とで接続される。また、リレーＳやインバータ２０の駆動・制御のために制御回路２６が設けられる。
ダイオード群１６は、４つのダイオードで構成されたダイオードブリッジである。ダイオード群１６は、全波整流をおこない、第１電源線２２と第２電源線２４とに直流電圧を出力する。第１電源線２２よりも第２電源線２４が低電位である。
ダイオード群１６の後段においてその出力を受けるＤＣ部１８には、ダイオード群１６から出力された直流電圧を平滑化するためのリアクトルＬｉｎと平滑コンデンサＣｄｃが備えられる。リアクトルＬｉｎは第１電源線２２に挿入され、平滑コンデンサＣｄｃは電源線２２と２４の間に接続される。図１に示すように、リアクトルＬｉｎと平滑コンデンサＣｄｃは、一般的な平滑回路の構成となっている。従来技術で説明したように、平滑コンデンサＣｄｃは低容量である。
ＤＣ部１８の脈動電圧の最大値は最小値の２倍以上であり、その対策として、ＤＣ部１８にはエネルギー吸収回路２８が備えられる。エネルギー吸収回路２８は、平滑コンデンサＣｄｃと並列接続される。エネルギー吸収回路２８は、第１電源線２２側から、ダイオードＤｓ、抵抗Ｒｓ、電解コンデンサＣｓの順で直列接続される。ダイオードＤｓはアノードが第１電源線２２に接続される。平滑コンデンサＣｄｃと電解コンデンサＣｓとが並列接続になり、平滑コンデンサＣｄｃの見かけ上の容量が増大する。抵抗Ｒｓは、急激な電圧の上昇を抑える働きがある。エネルギー吸収回路２８によって、平滑コンデンサＣｄｃの両端電圧Ｖｄｃの過電圧が抑えられる。また、電解コンデンサＣｓは一定電圧に平滑された電圧が充電される。
なお、エネルギー吸収回路２８は抵抗Ｒｓが使用されているが、電解コンデンサＣｓへの急激な充電を抑える必要がなければ、抵抗Ｒｓを省略してもよい。
本発明は、リレーＳよりも交流電源側に整流回路３０を接続し、整流回路３０を介して電解コンデンサＣｓに電圧が印加される。すなわち、リレーＳがオフであっても電解コンデンサＣｓに電圧が印加できる構成である。整流回路３０は１つのダイオードＤｓｓで構成された半波整流回路である。ダイオードＤｓｓのアノードが交流電源に接続される。半波整流によって直流電圧が生成され、電解コンデンサＣｓに直流電圧を印加することができる。
制御回路２６は、リレーＳに対してオン信号を送信したり、インバータ２０に対してスイッチング用パワー素子を駆動させる制御信号を送信する。制御回路２６は、電解コンデンサＣｓの充電電圧を電源として駆動する。上記のように、リレーＳがオフであっても電解コンデンサＣｓに充電がおこなわれるため、制御回路２６の電源を確保することができる。制御回路２６が常に駆動するため、リレーＳにオン信号を送信し、リレーＳをオンにすることができ、電力変換回路１０を駆動させることができる。リレーＳがオンになれば、ダイオードＤｓ、抵抗Ｒｓを介して電解コンデンサＣｓに充電がなされる。なお、必要に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ３２によって制御回路２６が駆動できる電圧に変換する。
整流回路３０と電解コンデンサＣｓの間に抵抗Ｒｓｓを備える。この抵抗Ｒｓｓは、電流を減流する。なお、エネルギー吸収回路２８の抵抗Ｒｓを大きくしすぎると、エネルギーを吸収する、すなわち抵抗Ｒｓに電流が流れる際に抵抗Ｒｓでの電圧降下が大きくなり、電圧Ｖｄｃを上昇させてしまう。そのため、抵抗Ｒｓよりも抵抗Ｒｓｓの方を大きくする場合が多い。なお、電源１２と電解コンデンサＣｓの経路中であれば、整流回路３０よりも電源１２側に抵抗Ｒｓｓを設けても良い。
なお、抵抗Ｒｓｓと抵抗Ｒｓの値が同じであれば、図２の電力変換回路１０ｂのように、整流回路３０の出力が、エネルギー吸収回路２８のダイオードＤｓと抵抗Ｒｓの間に接続されるようにしてもよい。また、図３の電力変換回路１０ｃのように、抵抗Ｒｓｓを有したまま、整流回路３０の出力が、エネルギー吸収回路２８のダイオードＤｓと抵抗Ｒｓの間に接続されるようにしてもよい。抵抗Ｒｓｓと抵抗Ｒｓの直列接続となり、２つの抵抗Ｒｓｓ，Ｒｓで電流の減流をおこなう。以上のように、抵抗Ｒｓｓの値は適宜設計する。
整流回路３０は半波整流回路に限定されることはない。図４の電力変換回路１０ｄのようにリレーＳよりも交流電源側に４つのダイオードＤＢｓｓで構成された全波整流回路を接続する。全波整流回路の出力が、電解コンデンサＣｓに印加される。半波整流回路よりも電源電圧の利用効率が上がる。また、図５の電力変換回路１０ｅのように、エネルギー吸収回路２８のダイオードＤｓと抵抗Ｒｓの間に接続されるようにしてもよい。図５において、図２のように抵抗Ｒｓｓが設けられない場合もある。抵抗Ｒｓｓは適宜設計される。
その他、インバータ２０は、２つのスイッチング用パワー素子（トランジスタ）が直列接続され、その接続部と負荷１４の端子が接続される。直列接続されたスイッチング用パワー素子は、第１電源線２２と第２電源線２４に接続される。負荷１４が三相負荷であるので、スイッチング用パワー素子は合計６個となる。各スイッチング用パワー素子と並列に還流ダイオードが接続される。制御回路２６がスイッチング用パワー素子のオン・オフのタイミングを調節することにより、所望の三相電流を負荷１４に出力する。
以上のように、本発明はリレーＳよりも前段から、ダイオード群１６の後段にあるＤＣ部１８の電解コンデンサＣｓに電圧が印加できるように構成している。リレーＳがオフであっても、電解コンデンサＣｓを電源とした制御回路２６が駆動できる。従来のようにリレーＳがオフになったままになることはない。また、エネルギー吸収回路２８の電解コンデンサＣｓによって従来と同じように過電圧を防止できる。
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されることはない。例えば、図１などは単相のコンデンサレスインバータであったが、三相のコンデンサレスインバータにも適用できる。
その他、本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で当業者の知識に基づき種々の改良、修正、変更を加えた態様で実施できるものである。
１０，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，１０ｅ：電力変換回路
１２：交流電源
１４：負荷
１６：ダイオード群
１８：ＤＣ部
２０：インバータ
２２：上側アームの電源線
２４：下側アームの電源線
２６：制御回路
２８：エネルギー吸収回路
３０：整流回路
３２：ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims (4)

  1. 交流電源の出力電圧を整流する複数のダイオードを含んだダイオード群と、
    前記ダイオード群よりも交流電源側に設けられたリレーと、
    前記ダイオード群の出力電圧を受け、脈動電圧の最大値がその最小値の２倍以上となる容量を有した平滑コンデンサを備えたＤＣ部と、
    前記ＤＣ部の電圧を受け、三相交流電流を三相負荷に出力するインバータと、
    を備え、
    前記ＤＣ部には、ダイオードと抵抗Ｒｓと電解コンデンサの直列回路であるエネルギー吸収回路が平滑コンデンサと並列に接続されており、前記リレーよりも交流電源側から整流回路および抵抗Ｒｓｓを介して交流電源の出力電圧を電解コンデンサに印加する経路を備え、抵抗Ｒｓよりも抵抗Ｒｓｓの方の抵抗値が大きいことを特徴とする電力変換回路。
  2. 前記電解コンデンサの充電電圧を電源とし、前記インバータを制御する制御回路を備えた請求項１の電力変換回路。
  3. 前記電解コンデンサの充電電圧を電源とし、前記リレーのオン・オフをおこなう制御回路を備えた請求項１または２の電力変換回路。
  4. 前記整流回路が全波整流回路または半波整流回路である請求項１から３のいずれかの電力変換回路。
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