JP6969342B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源から一対の直流電源線を通じて電源供給を受けてモータを駆動するモータ駆動装置に関する。
例えば車両に搭載されたモータを駆動するモータ駆動装置は、バッテリなどの直流電源から一対の直流電源線を介して電源供給を受けてモータを駆動する。このようなモータ駆動装置は、直流電源線間に直列接続された２つのスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路を備え、それらスイッチング素子の駆動を切り替えることによりモータの巻線電流を調整する構成となっている（例えば特許文献１参照）。
特許第５１８９５２１号公報
上記構成では、直流電源線間の貫通電流を防止する必要があることから、例えばデッドタイムなど、２つのスイッチング素子の双方をオフする期間を設ける必要がある。このような期間では、直流電源からモータへと電流が供給されなくなるため、モータ駆動装置に流れる電流の変動が大きくなる。このような電流の変動は、リップルの原因となり、その結果、エミッションノイズが増加するといった問題、電源変動が大きくなることから装置の動作が不安定になるといった問題などが引き起こされる可能性がある。
このような問題への対策としては、モータ駆動装置への入力電圧を平滑するための平滑用のコンデンサの容量を大きくすること、直流電源線間の電圧を平滑するためのＬＣフィルタの時定数を大きくすることなどの対策が考えられる。しかし、直流電源線に接続されるコンデンサとしては、サージ等による電圧上昇も考慮し、直流電源の定常時における電圧よりも高い電圧を想定した比較的高い耐圧のものを用いる必要がある。一般に、高耐圧且つ容量が大きいコンデンサの体格は比較的大きい。したがって、コンデンサの容量を大きくしなければならない上記対策では、いずれもコンデンサの大型化を招くことになる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、平滑用のコンデンサの容量を小さく抑えつつモータ駆動装置に流れる電流の変動を抑制することができるモータ駆動装置を提供することにある。
請求項１に記載のモータ駆動装置（３、４２、５２）は、直流電源（４）から一対の直流電源線（５、６、Ｌｄ、Ｌｇ）を通じて電源供給を受けてモータ（２）を駆動する。モータ駆動装置は、直流電源線間に接続されたハーフブリッジ回路（１２〜１４）と、直流電源線間に接続された平滑用のコンデンサ（Ｃ２）と、直流電源線から電流の供給を受けて動作する電源回路（９、５５）と、電源回路への電流供給量を調整する電流調整回路（１０、４４、５４）と、ハーフブリッジ回路および電流調整回路の動作を制御する制御回路（８、４３、５３、６１）と、を備える。
ここで、制御回路は、ハーフブリッジ回路の動作状態に応じて、電流調整回路の動作を制御するようになっている。このような構成によれば、制御回路は、ハーフブリッジ回路からモータに供給される電流が減少する方向に変化したときに電源回路への電流供給量が増加するように電流調整回路の動作を制御する、といったことが可能となる。このようにすれば、モータに供給される電流の減少分が電源回路への電流供給量の増加分によって補われ、その結果、モータ駆動装置に流れる電流の変動が抑制される。
このように、上記構成によれば、平滑用のコンデンサの容量を大きくすることなく、例えばデッドタイムなど、ハーフブリッジ回路を構成する２つのスイッチング素子の双方がオフされる期間における電流の変動が小さく抑えられる。したがって、上記構成によれば、平滑用のコンデンサの容量を小さく抑えつつモータ駆動装置に流れる電流の変動を抑制することができるという優れた効果が得られる。
第１実施形態に係るモータインバータの構成を模式的に示す図 第１実施形態に係る電流調整回路の具体的な構成を模式的に示す図 第１実施形態に係る各部の電流および各部の電圧を模式的に示すタイミングチャート 第１実施形態に係るコンデンサの容量および耐圧の選定を説明するための図 第１実施形態に係る制御回路の構成のうちハーフブリッジ回路を駆動するための構成の具体例を模式的に示す図 第１実施形態に係る制御回路における各信号を模式的に示すタイミングチャート 第２実施形態に係るモータインバータの構成を模式的に示す図 第２実施形態に係る制御回路による制御の内容を模式的に示す図 第３実施形態に係るモータインバータの構成を模式的に示す図 第３実施形態に係る各部の電流および各部の電圧を模式的に示すタイミングチャート 第４実施形態に係る制御回路の構成のうちハーフブリッジ回路を駆動するための構成の具体例を模式的に示す図 第４実施形態に係る制御回路による制御の内容を模式的に示す図
以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図６を参照して説明する。
図１に示すモータインバータ１は、モータ２およびモータ駆動装置３から構成されている。モータ２は、例えば車両に搭載されるモータであり、具体的には、例えばエンジン冷却ファンの電動モータなどである。モータ駆動装置３は、直流電源４から一対の直流電源線５、６を通じて電源供給を受けてモータ２を駆動する。直流電源４は、例えば車載のバッテリであり、端子Ｐ１、Ｐ２を介してモータ駆動装置３に電源を供給する。なお、端子Ｐ２は、モータインバータ１の内部において、基準電位（０Ｖ）を供給するためのグランド線Ｌｇに接続されている。
モータ駆動装置３は、コンデンサＣ１〜Ｃ４、インダクタＬ１、インバータ主回路７、制御回路８、電源回路９、電流調整回路１０などを備えている。コンデンサＣ１は、端子Ｐ１とグランド線Ｌｇとの間に接続されている。インダクタＬ１は、端子Ｐ１とノードＮａとの間に接続されている。ノードＮａは、電源線Ｌｄに接続されている。コンデンサＣ１およびインダクタＬ１は、直流電源線５、６間の電圧を平滑するためのＬＣフィルタ１１を構成している。なお、電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇは、一対の直流電源線に相当する。
コンデンサＣ２は、電源線Ｌｄとグランド線Ｌｇとの間に接続されている。コンデンサＣ２は、インバータ主回路７への入力電圧を平滑するための平滑用のコンデンサに相当する。インバータ主回路７は、電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇを介して入力される直流電圧を３相の交流電圧に変換して出力する。インバータ主回路７の３相の各出力端子となるノードＮｕ〜Ｎｗは、モータ２の３相の端子にそれぞれ接続されている。
インバータ主回路７は、電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇ間にそれぞれ接続された３つのレグ回路、つまり３相のハーフブリッジ回路１２、１３、１４を備えている。ハーフブリッジ回路１２は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴである２つのスイッチング素子１５、１６を備えている。ハーフブリッジ回路１２の上アームを構成するスイッチング素子１５のドレインは電源線Ｌｄに接続され、そのソースはノードＮｕに接続されている。また、ハーフブリッジ回路１２の下アームを構成するスイッチング素子１６のドレインはノードＮｕに接続され、そのソースは電流検出用のシャント抵抗である抵抗Ｒ１を介してグランド線Ｌｇに接続されている。
ハーフブリッジ回路１３は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴである２つのスイッチング素子１７、１８を備えている。ハーフブリッジ回路１３の上アームを構成するスイッチング素子１７のドレインは電源線Ｌｄに接続され、そのソースはノードＮｖに接続されている。また、ハーフブリッジ回路１３の下アームを構成するスイッチング素子１８のドレインはノードＮｖに接続され、そのソースは抵抗Ｒ１を介してグランド線Ｌｇに接続されている。
ハーフブリッジ回路１４は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴである２つのスイッチング素子１９、２０を備えている。ハーフブリッジ回路１４の上アームを構成するスイッチング素子１９のドレインは電源線Ｌｄに接続され、そのソースはノードＮｗに接続されている。また、ハーフブリッジ回路１４の下アームを構成するスイッチング素子２０のドレインはノードＮｗに接続され、そのソースは抵抗Ｒ１を介してグランド線Ｌｇに接続されている。
ハーフブリッジ回路１２〜１４を構成するスイッチング素子１５〜２０の駆動は、制御回路８により制御される。すなわち、ハーフブリッジ回路１２〜１４の動作、ひいてはインバータ主回路７の動作は、制御回路８により制御される。制御回路８は、スイッチング素子１５〜２０の駆動を切り替えることにより、モータ２の巻線電流を調整する。この場合、ハーフブリッジ回路１２〜１４において、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とは、双方がオフとなる期間、つまりデッドタイムが設けられた上で、相補的に駆動される。
電源回路９は、制御回路８の動作用電源を生成するものであり、例えばシリーズレギュレータとして構成されている。電源回路９は、電源線Ｌｄから電流の供給を受けて動作するようになっている。電源回路９は、ノードＮｂを通じて入力される電圧を所望する電圧値（例えば＋５Ｖ）となるように降圧してノードＮｃを通じて制御回路８へと出力する。
なお、以下では、ノードＮｂの電圧を電圧Ｖout1と称するとともに、ノードＮｃの電圧を電圧Ｖout2と称する。ノードＮｂとグランド線Ｌｇとの間には、電圧Ｖout1の変動を抑制するためのコンデンサＣ３が接続されている。また、ノードＮｃとグランド線Ｌｇとの間には、電圧Ｖout2の変動を抑制するためのコンデンサＣ４が接続されている。
電流調整回路１０は、ノードＮａとノードＮｂとの間、言い換えると電源線Ｌｄと電源回路９との間に介在するものであり、電源線Ｌｄから電源回路９への電流供給量を調整する。電流調整回路１０の動作は、制御回路８から与えられる指令信号ＣＴＲＬによって制御される。詳細は後述するが、制御回路８は、ハーフブリッジ回路１２〜１４の動作状態に応じて、電流調整回路１０の動作を制御する。
電流調整回路１０の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。この場合、電流調整回路１０は、スイッチング電源回路、より具体的には定電流型の降圧型スイッチングレギュレータとして構成されている。すなわち、電流調整回路１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ２、電流検出用のシャント抵抗である抵抗Ｒ２、電流検出回路２１、比較回路２２、駆動制御回路２３などを備えている。
トランジスタＭ１のドレインはノードＮａに接続され、そのソースはインダクタＬ２および抵抗Ｒ２を介してノードＮｂに接続されている。ダイオードＤ１のカソードはトランジスタＭ１のソースに接続され、そのアノードはグランド線Ｌｇに接続されている。電流検出回路２１は、アンプおよびローパスフィルタ回路などを含む構成となっている。電流検出回路２１は、抵抗Ｒ２の端子電圧に基づいて、電流調整回路１０の出力電流、つまりコンデンサＣ３に対する充放電電流および電源回路９に供給される電流を検出する。電流検出回路２１は、検出した電流に対応した電流検出信号Ｉdetを出力する。
比較回路２２は、制御回路８から与えられる指令信号ＣＴＲＬと電流検出回路２１から与えられる電流検出信号Ｉdetとを比較し、その比較結果を表す信号を出力する。なお、この場合、指令信号ＣＴＲＬのレベルによって、電流調整回路１０の出力電流の目標値が表される。駆動制御回路２３は、比較回路２２の出力信号に基づいて、電流調整回路１０の出力電流が目標値に一致するようにトランジスタＭ１の駆動を制御する。このような構成によれば、コンデンサＣ３に対する充放電電流および電源回路９に供給される電流が、制御回路８により指令された目標値となるように一定に制御される。
前述したように、モータ駆動装置３に流れる電流の変動、つまりリップル電流は、デッドタイムにおいてインバータ主回路７での消費電流が、他の期間に比べて低下することで発生する。そこで、本実施形態では、直流電源４からモータ駆動装置３へと流れる電流、つまりインバータ主回路７で消費される電流が低下したときに電源回路９での消費電流が増加するように電流調整回路１０の動作を制御することにより、上記リップル電流の発生を抑制するようになっている。なお、以下では、直流電源４からインバータ主回路７へと流れる電流を電流Ｉ１と称するとともに、電源回路９での消費電流、つまり電源線Ｌｄから電流調整回路１０を経て電源回路９などへと供給される電流を電流Ｉ２と称する。
図３に示すように、電流Ｉ１は、デッドタイムである期間Ｔ１には、他の期間Ｔ２に比べて減少する。なお、図３では、期間Ｔ１におけるインバータ主回路７での消費電荷の変化量をＱ１として表している。そして、上述したように電流調整回路１０の動作を制御すること、つまり電流調整動作を行うことにより、期間Ｔ１における電流Ｉ２は、期間Ｔ２に比べて増加する。なお、図３では、期間Ｔ１における電源回路９での消費電荷の変化量をＱ２として表している。このようにすれば、デッドタイムにおけるインバータ主回路７での消費電流の低下分が電源回路９での消費電流の増加分により補われ、その結果、モータ駆動装置３に流れる電流の変動が抑制される。
ただし、上述した電流調整動作が行われることにより、リップル電流の低減効果が得られるのは、下記（１）式の条件を満たしている場合だけとなる。
｜Ｑ１−Ｑ２｜＜｜Ｑ１｜ …（１）
上記（１）式の左辺は、デッドタイム中におけるインバータ主回路７での消費電荷の変化量とデッドタイム中における電源回路９での消費電荷の変化量との差の絶対値であり、電流調整動作を実施した場合におけるモータ駆動装置３の消費電流の変動分を表している。一方、上記（１）式の右辺は、デッドタイム中におけるインバータ主回路７での変化量の絶対値であり、電流調整動作を実施しない場合におけるモータ駆動装置３の消費電流の変動分を表している。
したがって、左辺が右辺より小さい、つまり電流調整動作を実施した場合のほうが、実施しない場合に比べてモータ駆動装置３の消費電流の変動が小さくなる、という要件を満たしている場合、リップル電流の低減効果が得られることになる。このようなことから、本実施形態では、上記（１）式の条件を満たしている場合に電流調整動作を行うようになっている。
続いて、電流調整動作の詳細について説明する。この場合、制御回路８は、指令信号ＣＴＲＬが表す出力電流の目標値を複数段階、具体的には２段階に切り替えるようになっている。したがって、電流調整回路１０は、電源線Ｌｄから電源回路９への電流供給量が異なる複数の、具体的には２つの動作モードを有することとなる。
制御回路８は、ハーフブリッジ回路１２〜１４の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の双方がオフとなる期間、つまりデッドタイムであるか否かに応じて電流調整回路１０の動作モードを切り替える。この場合、出力電流の目標値は、制限値Ｉ２Ｈと、制限値Ｉ２Ｈよりも小さい制限値Ｉ２Ｌと、の２つとなる。具体的には、制御回路８は、デッドタイムには出力電流の目標値を制限値Ｉ２Ｈに切り替えるとともに、デッドタイム以外の期間には出力電流の目標値を制限値Ｉ２Ｌに切り替える。
ここで、上述した制限値Ｉ２Ｈ、Ｉ２Ｌの値は、次のようにして設定されている。すなわち、上記構成において、コンデンサＣ３の充電電流Ｉｃおよび放電電流Ｉｄは、それぞれ下記（２）式および（３）式により表される。ただし、制御回路８の定常電流、つまり電源回路９の出力電流をＩoutとする。
Ｉｃ＝Ｉ２Ｈ−Ｉout …（２）
Ｉｄ＝Ｉ２Ｌ−Ｉout …（３）
また、デッドタイムである期間Ｔ１およびデッドタイム以外の期間Ｔ２と、コンデンサＣ３の充電電流Ｉｃおよび放電電流Ｉｄとの関係は、下記（４）式により表される。
Ｉｃ＝（Ｔ２／Ｔ１）・Ｉｄ …（４）
さらに、電圧Ｖout1の最大値をＶout1Hとし、電圧Ｖout1の最小値をＶout1Lとすると、下記（５）式が成り立つ。ただし、コンデンサＣ３の容量をＣ３とする。
Ｖout1H−Ｖout1L＝Ｉｃ・Ｔ１／Ｃ３ …（５）
制限値Ｉ２ＬおよびＩ２Ｈは、上記各式に基づいて、最大値Ｖout1Hが電源回路９の入力電圧の上限値以下になるとともに、最小値Ｖout1Lが電源回路９の入力電圧の下限値以上になるような値に設定すればよい。この点を踏まえ、本実施形態では、制限値Ｉ２ＬおよびＩ２Ｈをそれぞれ下記（６）式および（７）式に表すような値に設定している。
Ｉ２Ｌ＝０ …（６）
Ｉ２Ｈ＝Ｃ３・（１−Ｔ１／Ｔ２）・（Ｖout1H−Ｖout1L）／Ｔ２ …（７）
上記（６）式および（７）式に基づいて制限値Ｉ２ＬおよびＩ２Ｈが設定されることにより、デッドタイムにおけるインバータ主回路７での消費電流の低下分が電源回路９での消費電流の増加分により補われる。また、これにより、図３に示すように、電圧Ｖout1は、期間Ｔ２から期間Ｔ１に遷移するタイミングで上昇に転じるとともに期間Ｔ２から期間Ｔ１に遷移するタイミングで低下に転じるが、その最大値Ｖout1Hおよび最小値Ｖout1Lを所望する値とすることができる。
また、上記構成において、コンデンサＣ３には、比較的大きな充放電電流が流れるため、等価直列抵抗であるＥＳＲが小さいものを用いる必要がある。しかし、コンデンサＣ３は、電源線Ｌｄに接続されておらず、電流調整回路１０により降圧された電圧Ｖout1が印加される構成である。そのため、図４に示すように、コンデンサＣ３の耐圧としては、電圧Ｖout1の定常値（例えば７Ｖ）に対して若干の余裕を持った値（例えば１０Ｖ）といった比較的低い値とすることができる。したがって、コンデンサＣ３としては、機能性高分子コンデンサ、セラミックコンデンサなど、ＥＳＲが極めて小さく且つ小型のコンデンサを用いることができる。
上記構成において、ノードＮａにおけるリップル電圧ΔＶ’は、直流電源４とモータインバータ１を接続するためのハーネスへの伝導エミッションノイズ、モータ２の電圧フィードバック制御系などに悪影響を及ぼすことから、あまり大きな値を許容することはできない。したがって、コンデンサＣ２としては、比較的容量の大きいものを用いる必要がある。
また、この場合、コンデンサＣ２は、インダクタＬ１を介して直流電源線５に接続されていることからサージへの耐性が求められる。したがって、図４に示すように、コンデンサＣ２の耐圧としては、直流電源４の電圧＋Ｂの定常値（例えば１２Ｖ）に対して十分な余裕を持った値（例えば３５Ｖ）とする必要がある。したがって、コンデンサＣ２としては、電解コンデンサなどが用いられる。
ただし、本実施形態の構成では、コンデンサＣ２だけでなく、コンデンサＣ３も、上述したリップルの吸収に寄与するようになっている。したがって、本実施形態によれば、電源線Ｌｄとグランド線Ｌｇとの間に接続されたコンデンサＣ２だけでリップルの吸収を行う従来構成に比べ、コンデンサＣ２の容量を小さく抑えることができる。以下、このような本実施形態におけるメリットについて、従来構成と比較しながら説明する。
従来構成では、コンデンサＣ２だけでリップルを小さく抑えなければならないことから、コンデンサＣ２の容量は、インバータ主回路７の入力電圧の変動を許容する範囲に抑えられるような値であり、非常に大きな値にしなければならない。なお、インバータ主回路７の入力電圧の変動が大きくなると、ＥＭＣ性能が悪化するだけでなく、その入力電圧をモニタした結果がモータ２のフィードバック制御に用いられるため、モータ２の制御安定性が劣化する、という問題に繋がることとなるため、上記許容範囲は狭い範囲となる。
さらに、この場合、コンデンサＣ２にリップル成分が含まれた電流が流れることになり、それに起因する損失および自己発熱が生じる。したがって、従来構成のように電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇに接続するコンデンサＣ２だけでリップル吸収を行う構成では、コンデンサの寿命を勘案し、電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇ間に複数のコンデンサを並列接続するといった工夫が必要となり、その結果、リップル吸収のためのコンデンサの個数が増加するおそれがある。
これに対し、本実施形態の構成において、コンデンサＣ３は、図４に示すように、電圧Ｖout1の変動、つまりリップル電圧ΔＶ（＝Ｖout1H−Ｖout1L）を、後段の電源回路９の入力許容範囲に抑えられるような値でよい。しかも、このリップル電圧ΔＶの要件としては、電源回路９の動作範囲さえ満たせばよいことから、その許容範囲は、リップル電圧ΔＶ’の許容範囲に比べて広い範囲となる。そのため、コンデンサＣ３としては、容量の比較的小さいものであり、且つ前述したように比較的耐圧の低いものを用いることが可能となり、その結果、より小型のコンデンサを用いることができる。
そして、本実施形態の構成では、インバータ主回路７への入力電圧の変動を抑制する機能、つまりリップルの吸収は、コンデンサＣ２だけでなく、コンデンサＣ２、Ｃ３の両方で分担されることになる。そのため、本実施形態では、図４に示すように、コンデンサＣ２の容量についても、コンデンサＣ３によってリップル吸収の機能が分担される分だけ、従来構成よりも小さく抑えられる。その結果、本実施形態では、コンデンサＣ２として、従来構成よりも低容量のコンデンサを使用することができる。
続いて、制御回路８の構成のうち、ハーフブリッジ回路１２〜１４を駆動するための構成の具体例について図５および図６を参照して説明する。なお、ここでは、ハーフブリッジ回路１２を駆動するための構成を例に説明するが、ハーフブリッジ回路１３、１４を駆動するための構成についても同様の具体例を適用することができる。
制御回路８は、制御部３１、レベルシフト回路３２、ハイサイド駆動回路３３、ロウサイド駆動回路３４、ＮＯＲ回路３５などを備えている。制御部３１は、スイッチング素子１５の駆動を制御するための制御信号ＶＧＨおよびスイッチング素子１６の駆動を制御するための制御信号ＶＧＬを出力する。図６に示すように、制御信号ＶＧＨ、ＶＧＬは、いずれも、スイッチング素子１５、１６をオン駆動する際にはＨレベル（例えば５Ｖ）となり、スイッチング素子１５、１６をオフ駆動する際にはＬレベル（例えば０Ｖ）となる。
レベルシフト回路３２は、制御信号ＶＧＨをレベルシフトした信号をハイサイド駆動回路３３に出力する。ハイサイド駆動回路３３は、レベルシフト後の制御信号ＶＧＨに基づいてスイッチング素子１５を駆動する。ロウサイド駆動回路３４は、制御信号ＶＧＬに基づいてスイッチング素子１６を駆動する。
ＮＯＲ回路３５の各入力端子には、それぞれ制御信号ＶＧＨおよびＶＧＬが与えられている。図６に示すように、ＮＯＲ回路３５の出力信号は、デッドタイムである期間Ｔ１にはＨレベル（例えば＋５Ｖ）となり、デッドタイム以外の期間Ｔ２にはＬレベル（例えば０Ｖ）となる。このようなＮＯＲ回路３５の出力信号が、指令信号ＣＴＲＬとなり、電流調整回路１０に与えられる。この場合、電流調整回路１０は、Ｈレベルの指令信号ＣＴＲＬが与えられると出力電流の目標値を制限値Ｉ２Ｈに切り替えるとともに、Ｌレベルの指令信号ＣＴＲＬが与えられると出力電流の目標値を制限値Ｉ２Ｌに切り替える。
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態のモータ駆動装置３は、電源線Ｌｄから電源回路９への電流供給量を調整する電流調整回路１０を備えている。そして、制御回路８はハーフブリッジ回路１２〜１４の動作状態に応じて、電流調整回路１０の動作を制御する。具体的には、制御回路８は、ハーフブリッジ回路１２〜１４からモータ２に供給される電流が減少する方向に変化したときに電源回路９への電流供給量が増加するように電流調整回路１０の動作を制御する。このようにすれば、モータ２に供給される電流の減少分が電源回路９への電流供給量の増加分によって補われ、その結果、モータ駆動装置３に流れる電流の変動が抑制される。
このようなことから、本実施形態の構成によれば、平滑用のコンデンサＣ２の容量を大きくすることなく、例えばデッドタイムなど、ハーフブリッジ回路１２〜１４の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の双方がオフされる期間における電流の変動が小さく抑えられる。したがって、本実施形態によれば、平滑用のコンデンサＣ２の容量を小さく抑えつつモータ駆動装置３に流れる電流の変動を抑制することができるという優れた効果が得られる。なお、コンデンサＣ２の容量が小さく抑えられるということは、モータ駆動装置３の製造コストが低減されるとともに、その体格が小さく抑えられるということに繋がるため、モータ駆動装置３を製品化する上で、非常に有益な効果となる。
本実施形態の電流調整回路１０は、電流供給量が異なる複数の動作モードを有し、制御回路８は、ハーフブリッジ回路１２〜１４の上下アームを構成する２つのスイッチング素子の双方がオフとなる期間、つまりデッドタイムであるか否かに応じて、電流調整回路１０の動作モードを切り替えるように制御する。具体的には、制御回路８は、デッドタイムである期間Ｔ１には電流供給量が比較的多くなる動作モードに切り替え、デッドタイム以外の期間Ｔ２には電流供給量が比較的少なくなる動作モードに切り替える。
デッドタイムであるか否かは、制御回路８の制御部３１から出力される２値の制御信号ＶＧＨ、ＶＧＬに基づいて生成される信号、つまり論理回路であるＮＯＲ回路３５から出力される信号のレベルにより容易に判定することができる。そして、この場合、ＮＯＲ回路３５の出力信号である指令信号ＣＴＲＬに基づいて電流調整回路１０の動作モードが切り替えられるようになっている。このようにすれば、電流調整回路１０の動作モードの切り替えを、容易に且つノイズなどの影響を受けることなく確実に行うことができる。
この場合、インバータ主回路７からモータ２に供給される電流の減少分を補うための電流は、制御回路８の動作用電源を生成する電源回路９に供給される電流である。つまり、本実施形態では、元々必要である電流の供給量をうまく調整することにより、モータ駆動装置３に流れる電流の変動、つまりリップルを吸収するようになっている。そのため、本実施形態によれば、モータ駆動装置３全体としての消費電力がむやみに増加することなく、モータ駆動装置３に流れる電流の変動を抑制することができる。
また、電流調整回路１０は、降圧型スイッチングレギュレータとして構成されている。したがって、本実施形態によれば、例えば電流調整回路１０をシリーズレギュレータとして構成した場合に比べ、電流調整回路１０における損失を低く抑えることができ、その結果、モータ駆動装置３全体としての消費電力を一層低く抑えることができる。
本実施形態のモータ駆動装置３は、電源線Ｌｄおよびグランド線Ｌｇ間に接続された平滑用のコンデンサＣ２に加え、電流調整回路１０の出力に繋がるノードＮｂおよびグランド線Ｌｇの間に接続されたコンデンサＣ３を備えている。このような構成によれば、次のような効果が得られる。すなわち、上記構成では、前述したようにコンデンサＣ２の容量を小さく抑えることができる。そのため、モータ駆動装置３の起動時、直流電源４からコンデンサＣ２を直流電源４の電圧＋Ｂ（例えば１２Ｖ）まで充電するための充電電流、つまり突入電流が小さく抑えられる。
ただし、この場合、起動時、電流調整回路１０に対し、モータインバータ１の外部に設けられた電子制御装置であるＥＣＵからコンデンサＣ３を充電するために動作開始を指令するための信号が与えられるようになっている。これにより、起動時、直流電源４から電流調整回路１０を介してコンデンサＣ３が充電されることとなる。つまり、この場合、起動時には、直流電源４からコンデンサＣ３を充電するための充電電流、つまり突入電流も流れることになる。しかし、コンデンサＣ３を充電するための充電電流は、電流調整回路１０によって一定の電流値に制限されることから過大な電流とはならない。
このようなことから、本実施形態の構成によれば、コンデンサＣ２だけでリップルの吸収を行う従来構成に比べ、起動時における突入電流が小さく抑えられる。そのため、本実施形態の構成では、従来構成では必要であった突入電流を抑制するためのプリチャージ回路などが不要となり、その分だけ回路規模を小さく抑えることができる。
（第２実施形態）
以下、第２実施形態について図７および図８を参照して説明する。
図７に示すように、本実施形態のモータインバータ４１のモータ駆動装置４２は、第１実施形態のモータ駆動装置３に対し、制御回路８に代えて制御回路４３を備えている点、電流調整回路１０に代えて電流調整回路４４を備えている点などが異なる。
制御回路４３は、ノードＮｂの電圧Ｖout1をモニタする機能を有している。詳細は後述するが、制御回路４３は、電圧Ｖout1のモニタ結果も用いて、電流調整回路４４の動作を制御する。また、この場合、電流調整回路４４は、制御回路４３から与えられる指令信号ＣＴＲＬに応じて、その出力電流、つまり電源線Ｌｄから電源回路９などへの電流供給量を多段階または無段階に切り替えることができるように構成されている。
上記構成では、制御回路４３は、デッドタイム中における電源回路９への電流供給量、つまり制限値Ｉ２Ｈを動的に変化させるようになっている。なお、以下の説明では、制限値Ｉ２Ｈのことを制限値Ｉlimと称する。以下、制御回路４３による制御の内容について、図８を参照して説明する。
図８に示す処理が開始されると、まずステップＳ１０１においてデッドタイムの開始時点に到達したか否かが判断される。なお、この判断は、前述したＮＯＲ回路３５の出力信号がＬレベルからＨレベルに転じたこと、つまりＮＯＲ回路３５の出力信号の立ち上がりエッジを検出することで実施できる。ここで、デッドタイムが開始されたことが検出されると、ステップＳ１０１で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１０２に進む。
ステップＳ１０２では、制限値Ｉlimを動的に変化させるための変数であるｄＶに対し、「Ｖout1L−Ｖin2Min」が代入される。なお、Ｖout1Lは、電圧Ｖout1の最小値であり、上述した電圧Ｖout1をモニタした結果として取得することができる。また、Ｖin2Minは、電源回路９の入力電圧の下限値を表している。ステップＳ１０２の実行後はステップＳ１０３に進み、ｄＶの絶対値が不感帯Ｖhys未満であるか否かが判断される。なお、不感帯Ｖhysは、コンデンサＣ３が放電された後の電圧Ｖout1が所望する値、つまり狙い通りの値であると許容することができる幅を表している。
ここで、ｄＶの絶対値が不感帯Ｖhys未満である場合、ステップＳ１０３で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１０７に進む。ステップＳ１０７では、設定された制限値Ｉlimを表わす指令信号ＣＴＲＬの出力が開始され、それに応じて電流調整回路４４からコンデンサＣ３に対する充電電流の供給が開始される。ステップＳ１０７の実行後、処理が終了となる。
これに対し、ｄＶの絶対値が不感帯Ｖhys以上である場合、ステップＳ１０３で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０４に進む。ステップＳ１０４では、制限値Ｉlimに対し、「Ｉlim−ｄＶ・Ａ」が代入される、つまり制限値Ｉlimの値が変更される。なお、Ａは、比例係数を表している。すなわち、ステップＳ１０４では、ｄＶの値に応じて、制限値Ｉlimの値が増減される。
ステップＳ１０４の実行後はステップＳ１０５に進み、制限値Ｉlimが制限値Ｉlim’を超えているか否かが判断される。なお、制限値Ｉlim’は、下記（８）式により表されるものであり、デッドタイム中にコンデンサＣ３が充電された際において電圧Ｖout1の電圧値が電源回路９の入力電圧の上限値Ｖin2Maxに至らない充電電流の上限値である。
Ｉlim’＝Ｃ３・（Ｖin2Max−Ｖout1L）／Ｔ１ …（８）
ここで、制限値Ｉlimが制限値Ｉlim’以下である場合、ステップＳ１０５で「ＮＯ」となり、ステップＳ１０７に進む。一方、制限値Ｉlimが制限値Ｉlim’を超えている場合、ステップＳ１０５で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ１０６に進む。ステップＳ１０６では、制限値Ｉlimに対し、制限値Ｉlim’が代入される、つまり制限値Ｉlimが制限値Ｉlim’となるように変更される。ステップＳ１０６の実行後は、ステップＳ１０７に進む。
以上説明したように、本実施形態では、制御回路４３は、デッドタイム中における電源回路９への電流供給量、つまり制限値Ｉlimを動的に変化させる。この場合、制御回路４３は、コンデンサＣ３が放電された後の電圧Ｖout1の最小値Ｖout1Lが、所望する範囲の値である場合には制限値Ｉlimを変更せず、上記最小値Ｖout1Lが所望する範囲外の値である場合には制限値Ｉlimを変更する。制限値Ｉlimの変更は、具体的には次のように行われる。
すなわち、最小値Ｖout1Lから電源回路９の入力電圧の下限値Ｖin2Minを減算することで得られるｄＶが正の値の場合、デッドタイム中にコンデンサＣ３を充電し過ぎていると考えられる。したがって、この場合、制限値Ｉlimは、ｄＶに応じた値（＝ｄＶ・Ａ）だけ減少するように変更される。これにより、最小値Ｖout1Lは、小さくなり、下限値Ｖin2Minに近付くことになる。
一方、ｄＶが負の値の場合、デッドタイム中にコンデンサＣ３の充電が足らないと考えられる。したがって、この場合、制限値Ｉlimは、ｄＶに応じた値（＝ｄＶ・Ａ）だけ増加するように変更される。これにより、最小値Ｖout1Lは、大きくなり、下限値Ｖin2Minに近付くことになる。
また、制限値Ｉlimを増加させる方向に変化させた場合、電圧Ｖout1の最大値Ｖout1Hが電源回路９の入力電圧の上限値Ｖin2Maxを超えてしまうおそれがある。そこで、ステップＳ１０５およびＳ１０６を設け、制限値Ｉlimに対して制限をかけるようにしている。このような本実施形態によれば、電圧Ｖout1を所望する範囲の値、つまり後段の電源回路９の入力電圧の上限値以下であり且つ下限値以上の値に確実に収めつつ、モータ駆動装置４２に流れる電流の変動を抑制することができるという効果が得られる。
（第３実施形態）
以下、第３実施形態について図９および図１０を参照して説明する。
図９に示すように、本実施形態のモータインバータ５１のモータ駆動装置５２は、第１実施形態のモータ駆動装置３に対し、制御回路８に代えて制御回路５３を備えている点、電流調整回路１０に代えて電流調整回路５４を備えている点、電源回路９に代えて電源回路５５を備えている点などが異なる。
制御回路５３は、ノードＮｂの電圧Ｖout1をモニタする機能を有している。制御回路５３は、電圧Ｖout1のモニタ結果も用いて電流調整回路５４の動作を制御する。電流調整回路５４は、制御回路５３から与えられる指令信号ＣＴＲＬに応じて、その出力電流、つまり電源線Ｌｄから電源回路５５などへの電流供給量を段階的または無段階に切り替えることができるように構成されている。
電流調整回路５４は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタであるトランジスタＭ５１、Ｍ５２、インダクタＬ５１および駆動制御部５６を備えている。トランジスタＭ５１のドレインはノードＮａに接続され、そのソースはインダクタＬ５１を介してノードＮｂに接続されている。トランジスタＭ５２のドレインはトランジスタＭ５１のソースに接続され、そのソースはグランド線Ｌｇに接続されている。駆動制御部５６は、制御回路５３から与えられる指令信号ＣＴＲＬに基づいてトランジスタＭ５１、Ｍ５２の駆動を制御する。なお、この場合、コンデンサＣ３は、電流調整回路５４の一部を構成する。
このような構成により、本実施形態の電流調整回路５４は、双方向コンバータとして構成されている。そのため、電流調整回路５４は、電源線Ｌｄの電圧を降圧して出力ノードに相当するノードＮｂを介して出力する動作モードである降圧動作モードと、ノードＮｂの電圧を昇圧して電源線Ｌｄに回生する動作モードである昇圧動作モードと、を有する。電源回路５５は、制御回路５３の動作用電源を生成するものであり、昇降圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。
次に、制御回路５３による電流調整回路５４の制御について図９を参照して説明する。この場合、制御回路５３は、デッドタイムである期間Ｔ１には、電流調整回路５４を降圧動作モードで動作させる。これにより、期間Ｔ１には、電源線Ｌｄから電流調整回路５４を介してノードＮｂへと電流が供給され、その結果、電源線Ｌｄ側、つまりインバータ主回路７などにおいて余剰となる電荷Ｑ１に相当する電荷Ｑ２がノードＮｂ側、つまりコンデンサＣ３などに供給される。
また、制御回路５３は、デッドタイム以外の期間Ｔ２には、電流調整回路５４を昇圧動作モードで動作させる。これにより、期間Ｔ２には、ノードＮｂから電流調整回路５４を介して電源線Ｌｄへと電流が供給され、その結果、ノードＮｂ側、つまりコンデンサＣ３などにおいて余剰となる電荷Ｑ４に相当する電荷Ｑ３が電源線Ｌｄ側、つまりインバータ主回路７などに供給される。
以上説明したように、本実施形態では、電流調整回路５４を双方向コンバータとして構成することにより、コンデンサＣ３の電荷利用率を高めることができる。したがって、本実施形態によれば、デッドタイムの期間Ｔ１だけでなく、デッドタイム以外の期間Ｔ２においても、電荷の授受が可能となるため、平滑用のコンデンサＣ２の容量を一層小さく抑えることができる。
また、この場合、電源回路５５は、昇降圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。このような構成によれば、電源回路５５の入力電圧、つまりノードＮｂの電圧の変動を一層広く許容することが可能となるため、第１実施形態などに比べコンデンサＣ３の容量を小さく抑えることができる。このように、本実施形態によれば、コンデンサＣ２、Ｃ３の容量をさらに小さくすることが可能となり、それにより、モータ駆動装置５２の製造コストを一層低減できるとともに、その体格を一層小さく抑えることができる。
（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図１１および図１２を参照して説明する。
図１１に示すように、本実施形態の制御回路６１は、図５に示した第１実施形態などの制御回路８に対し、制御部３１に代えて制御部６２を備えている点、ＮＯＲ回路３５に代えて抵抗Ｒ６１〜Ｒ６４およびＯＰアンプ６３を備えている点などが異なる。
抵抗Ｒ６１は、抵抗Ｒ１の一方の端子とＯＰアンプ６３の反転入力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ６２は、抵抗Ｒ１の他方の端子とＯＰアンプ６３の非反転入力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ６３は、ＯＰアンプ６３の非反転入力端子とグランド線Ｌｇとの間に接続されている。抵抗Ｒ６４は、ＯＰアンプ６３の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。このような構成により、ハーフブリッジ回路１２〜１４に流れる電流に対応する抵抗Ｒ１の端子電圧を増幅する電流増幅回路６４が構成されている。
制御部６２は、制御部３１と同様にスイッチング素子１５、１６などを駆動する。制御部６２は、Ａ／Ｄコンバータを備えており、その入力ポートには、電流増幅回路６４から出力されるハーフブリッジ回路１２〜１４に流れる電流に対応する電流検出信号が入力されている。制御部６２は、その電流検出信号、つまりハーフブリッジ回路１２〜１４に流れる電流に応じて、電流調整回路１０の動作モードを切り替えるように制御する。
なお、この場合、電流調整回路１０は、図２に示した第１実施形態と同様のスイッチング電源回路として構成されている。ただし、そのスイッチング電源回路におけるスイッチングの周波数は、ハーフブリッジ回路１２〜１４を構成するスイッチング素子１５〜２０を駆動するための駆動信号の周波数よりも高い周波数となっている。
次に、制御回路６１による電流調整回路１０の制御について図１２を参照して説明する。なお、以下では、ハーフブリッジ回路１２〜１４に流れる電流のことをインバータ電流と称する。この場合、制御回路６１は、図１２に示す処理を繰り返し実行するようになっている。
図１２に示す処理が開始されると、まずステップＳ２０１において、電流検出信号に基づいて検出されるインバータ電流の検出値Ｉadcが一定時間毎にｎ回読み込まれる。ただし、ｎは正の整数である。また、それら検出値Ｉadcを用いてインバータ電流の平均値Ｉaveが求められる。すなわち、ステップＳ２０１では検出値Ｉadcのサンプリングおよび平均値Ｉaveの導出が行われる。
ステップＳ２０１の実行後はステップＳ２０２に進み、後述するステップＳ２０３の判断で用いられる変数であるｄＩに対し、所定のタイミングにおける検出値Ｉadcから平均値Ｉaveを減算することにより得られる値が代入される。ステップＳ２０２の実行後はステップＳ２０３に進み、ｄＩがＩhys未満であるか否かが判断される。なお、Ｉhysは、インバータ電流の電流減少値のヒステリシス値である。
ここで、ｄＩがヒステリシス値Ｉhys未満である場合、ステップＳ２０３で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ２０４に進む。ステップＳ２０４では、電流調整回路１０の出力電流の目標値として制限値Ｉ２Ｈを指令するため、指令信号ＣＴＲＬのレベルがＨレベルに設定される。これにより、電源線Ｌｄから電流調整回路１０を介してノードＮｂ側、つまりコンデンサＣ３、電源回路９などへと制限値Ｉ２Ｈの電流が供給される。ステップＳ２０４の実行後は、処理が終了となる。
一方、ｄＩがヒステリシス値Ｉhys以上である場合、ステップＳ２０３で「ＮＯ」となり、ステップＳ２０５に進む。ステップＳ２０５では、ヒステリシス値Ｉhysが０より大きい値であるか否かが判断される。ここで、ヒステリシス値Ｉhysが０より大きい場合、ステップＳ２０５で「ＹＥＳ」となり、ステップＳ２０６に進む。
ステップＳ２０６では、電流調整回路１０の出力電流の目標値として制限値Ｉ２Ｌ（＝０）を指令するため、指令信号ＣＴＲＬのレベルがＬレベルに設定される。これにより、電源線Ｌｄから電流調整回路１０を介してノードＮｂ側への電流供給が停止される。ステップＳ２０６の実行後は、処理が終了となる。一方、ヒステリシス値Ｉhysが０以下である場合、ノイズ対策の不感帯として指令信号ＣＴＲＬのレベルを現状のまま維持するため、ステップＳ２０５で「ＮＯ」となり、処理が終了となる。
以上説明したように、本実施形態の制御回路６１は、インバータ電流に応じて電流調整回路１０の動作モードを切り替えるようになっている。このような構成においても、第１実施形態と同様、ハーフブリッジ回路１２〜１４からモータ２に供給される電流が減少する方向に変化したときに電源回路９への電流供給量が増加するように電流調整回路１０の動作を制御することができる。したがって、本実施形態によっても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
さらに、本実施形態の制御回路６１は、インバータ電流を検出し、その検出値に基づいて電流調整回路１０の動作を制御するようになっている。このような構成によれば、デッドタイムなどにおいて生じるモータ駆動装置３の消費電流の変動、つまりリップル電流の発生および大きさを継続的に把握することが可能となり、そのリップル電流を吸収するための電流調整動作を適切なタイミングで確実に行うことが可能となる。したがって、本実施形態によれば、リップル電流の低減効果が一層高まるとともに、平滑用のコンデンサＣ２の容量を一層小さく抑えることができる。
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明のモータ駆動装置は、車両用のモータ２を駆動する用途に限らず、各種のモータを駆動する用途全般に適用することができる。
本発明のモータ駆動装置は、モータ２を駆動するための３相のインバータ主回路７を備える構成に限らずともよく、例えば直流モータを駆動するためのＨブリッジ回路を備える構成など、少なくとも１つのハーフブリッジ回路を備えた構成であればよい。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
２…モータ、３、４２、５２…モータ駆動装置、４…直流電源、５、６…直流電源線、８、４３、５３、６１…制御回路、９、５５…電源回路、１２〜１４…ハーフブリッジ回路、１５〜２０…スイッチング素子、Ｃ２…コンデンサ、Ｌｄ…電源線、Ｌｇ…グランド線、Ｎｂ…ノード。

Claims (6)

  1. 直流電源（４）から一対の直流電源線（５、６、Ｌｄ、Ｌｇ）を通じて電源供給を受けてモータ（２）を駆動するモータ駆動装置（３、４２、５２）であって、
    前記直流電源線間に接続されたハーフブリッジ回路（１２〜１４）と、
    前記直流電源線間に接続された平滑用のコンデンサ（Ｃ２）と、
    前記直流電源線から電流の供給を受けて動作する電源回路（９、５５）と、
    前記電源回路への電流供給量を調整する電流調整回路（１０、４４、５４）と、
    前記ハーフブリッジ回路および前記電流調整回路の動作を制御する制御回路（８、４３、５３、６１）と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記ハーフブリッジ回路の動作状態に応じて、前記電流調整回路の動作を制御するモータ駆動装置。
  2. 前記電源回路は、前記制御回路の動作用電源を生成する請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 前記電流調整回路は、前記電流供給量が異なる複数の動作モードを有し、
    前記制御回路（８、４３、５３）は、前記ハーフブリッジ回路を構成する２つのスイッチング素子（１５〜２０）の双方がオフとなる期間であるか否かに応じて、前記電流調整回路の動作モードを切り替えるように制御する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
  4. 前記電流調整回路は、前記ハーフブリッジ回路を構成する２つのスイッチング素子（１５〜２０）を駆動するための駆動信号の周波数よりも高い周波数でスイッチングされるスイッチング電源回路を備えるとともに、前記電流供給量が異なる複数の動作モードを有し、
    前記制御回路（６１）は、前記ハーフブリッジ回路に流れる電流に応じて、前記電流調整回路の動作モードを切り替えるように制御する請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
  5. 前記電流調整回路（５４）は、前記直流電源線の電圧を降圧して出力ノード（Ｎｂ）を介して出力する動作モードと前記出力ノードの電圧を昇圧して前記直流電源線に回生する動作モードとを有する双方向コンバータとして構成されている請求項１から４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  6. 前記電源回路（５５）は、昇降圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている請求項５に記載のモータ駆動装置。
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