JP4321467B2 - パワースイッチング装置 - Google Patents

Description

本発明は、内蔵する半導体パワースイッチング素子のスイッチングにより所望電圧波形をもつ電力を出力するパワースイッチング装置の改良に関する。

車載電源系では電圧が異なる二つのバッテリにより車載電源系を構成する２バッテリ型車両用電源装置がハイブリッド車やアイドルストップ車において公知あるいは実用されている。この２バッテリ型車両用電源装置では、大電力負荷は数十〜数百Ｖの高電圧バッテリから給電され、通常の低電圧電気負荷は従来の十数Ｖの低電圧バッテリから給電される。高電圧バッテリは高電圧の発電装置により充電され、高電圧バッテリ又は発電装置は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて低電圧バッテリ又はそれに接続された低電圧電気負荷に給電する。

この２バッテリ型車両用電源装置は降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの半導体パワースイッチング素子のスイッチングにより降圧を行う。降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、その出力電圧（低電圧バッテリの端子電圧）を所定の目標値に収束するためにフィードバック電圧制御されるのが通常である。

この種の２バッテリ型車両用電源装置として、たとえば下記の特許文献１が知られている。
特開２００３−０３３０１５号公報

しかしながら、上述した２バッテリ型車両用電源装置では両バッテリの電圧はその容量状態や劣化状態の変化により電圧変動が存在するため、両バッテリ間の降圧ＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチング制御するための制御装置に制御電力を供給する定電圧電源回路部を設ける必要があるが、この定電圧電源回路部の電力損失が、この降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下と冷却負担の増大を招いていた。また、この種の定電圧制御電力供給用の定電圧電源回路は種々のパワースイッチング装置に装備されるが、同様の問題を内包していた。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、回路構成の複雑化を抑止しつつ、パワースイッチング装置の効率向上と冷却負担軽減が可能なパワースイッチング装置を提供することを、その目的としている。

本発明のパワースイッチング装置は、所定の半導体パワースイッチング素子を有し、自己が電圧変換した直流電力をバッテリに出力するバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータからなるパワー回路部と、前記半導体パワースイッチング素子を制御するための制御部と、 前記バッテリから給電される電圧変動を伴う入力電圧を定電圧の出力電圧に変換して前記制御部に電源電圧として印加する制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータと該制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータを前記入力電圧に基づいて制御する論理回路であるセレクトゲート回路とを有する定電圧電源回路部と、を備え、前記定電圧電源回路部の前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記出力電圧と所定の目標電圧との偏差に基づいて前記入力電圧をスイッチング動作することにより前記出力電圧を目標電圧に収束させるパワースイッチング装置において、前記定電圧電源回路部の前記セレクトゲート回路は、前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング動作を停止した状態にて前記出力電圧が前記目標電圧近傍となるような、前記バッテリの電圧の好適な使用電圧範囲に設定される入力電圧範囲の前記入力電圧が前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される場合に、前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング動作を停止して前記入力電圧をスイッチングすることなく前記制御部に前記電源電圧として給電するスルーモード動作とし、前記入力電圧が前記入力電圧範囲より高い場合に前記入力電圧を降圧する降圧モード動作とし、前記入力電圧が前記入力電圧範囲より低い場合に前記入力電圧を昇圧する昇圧モード動作とするように前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータをモード選択することを特徴としている。

すなわち、この発明は、パワー回路部のパワー半導体スイッチング素子を制御する制御部に給電する制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータを有する定電圧電源回路部の動作を、この定電圧電源回路部としての制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止しても上記制御部によるパワー回路部のパワー半導体スイッチング素子の制御動作に支障が生じない電圧範囲に制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧がある場合に、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止する。これにより、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング停止による定電圧電源回路部の電力損失低減を実現でき、その結果としてパワー半導体スイッチング素子の効率向上と冷却負担の軽減とを実現することができる。更に、この定電圧電源回路部の制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング停止は、この制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータに通常設けられる平滑用コンデンサの温度上昇を抑止してその寿命延長を図ることも可能となり、外部に放射するスイッチングノイズも減少する効果も生じる。

さらにこの発明において、前記パワー回路部は、自己が電圧変換した直流電力を車載バッテリに出力するバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータからなり、前記車載バッテリは、前記定電圧電源回路部の前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータに前記入力電力を給電し、前記定電圧電源回路部の前記入力電圧範囲は、前記車載バッテリの電圧の好適な使用電圧範囲に設定される。

そのため、車載バッテリの電圧が好適使用電圧範囲にある場合に、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータはスイッチング動作することなく必要な電圧レベルの制御電力を電源電力として制御部に供給することができるため、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング停止時間を長く設定することができ、その分だけ、上記した効率向上及び冷却負担軽減の効果を増大することが可能となる。つまり、車載バッテリがこの好適使用電圧範囲を逸脱するのは稀であり、その結果、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング損失を大幅に低減することが可能となる。なお、ここで言う車載バッテリの好適使用電圧範囲とは、車載バッテリの最も頻度が高い電圧範囲すなわち常用電圧範囲における車載バッテリの使用電圧の範囲を意味するものとする。

またさらにこの発明において、前記定電圧電源回路部の前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、このＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧（前記車載バッテリの電圧）に基づいて制御する論理回路であるセレクトゲート回路によって、前記車載バッテリの電圧が前記好適な使用電圧範囲より高い場合に降圧モード動作を行い、前記車載バッテリの電圧が前記好適な使用電圧範囲より低い場合に昇圧モード動作を行うようにモード選択される。更に説明すると、車載バッテリの最も高い頻度で発生する電圧範囲すなわち中間電圧範囲において制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を停止する一方で、車載バッテリが給電する負荷電力が異常に増大してバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給が不足する状態と、車載バッテリが給電する負荷電力が異常に減少して車載バッテリが好適使用電圧範囲を超えて充電された状態とが存在する。このように、セレクトゲート回路を接続する前記定電圧電源回路部の前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した両状態に対応することができ、制御電力の電圧不足や電圧過大を防止しつつ定電圧電源回路部の効率向上及び冷却負担軽減を安定的に実現することができる。

好適態様１では、前記昇圧モードにおける前記目標電圧Vot1は、前記降圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ２よりも小さく設定される。このようにすれば、昇圧モードにおける制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を、降圧モードにおける制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とは無関係にそれより小さく決定することができるので、スルーモードから昇圧モードに切り替わる際に定電圧電源回路部の制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧急変に起因して制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の過渡的な突入を抑止することができ、その結果として制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタの定格増大の防止や損失や発熱の増加の防止を図ることができる。 また、定電圧電源回路部としての制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がスルーモードと昇圧モードとの境界近傍にて急変するのを抑止することができる。更に、降圧モードにおける制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を、昇圧モードにおける制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧とは無関係にそれより大きく決定することができるので、定電圧電源回路部としての制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がスルーモードと降圧モードとの境界近傍にて急変するのを抑止することができる。

好適態様２では、前記昇圧モードにおける前記目標電圧Vot1は、前記スルーモードにおける前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの最低出力電圧近傍に設定される。なお、ここで言う近傍とは、目標電圧Ｖｏｔ１をスルーモードの最低出力電圧の５％の範囲での変動を含むことができるものとする。このようにすれば、スルーモードと昇圧モードとの間での入力電圧遷移に際して、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化をほぼ防止することができ、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の急変を防止することができる。

好適態様３では、前記降圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ２は、前記スルーモードにおける前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの最高出力電圧近傍に設定される。なお、ここで言う近傍とは、目標電圧Ｖｏｔ２をスルーモードの最高出力電圧の５％の範囲での変動を含むことができるものとする。このようにすれば、スルーモードと降圧モードとの間での入力電圧遷移に際して、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の変化をほぼ防止することができ、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の急変を防止することができる。

好適態様４では、前記昇圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ１は、前記スルーモードにおける前記最低出力電圧ＶＬよりも低く設定される。このようにすれば、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧Ｖｉｎがその真のスルーモード時の最低電圧V１より小さくなり、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔがその真のスルーモード時の最低出力電圧ＶＬより小さくなって、スルーモードから昇圧モードへの切り替えが生じても、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧Ｖｉｎはその昇圧モードでの目標電圧Ｖｏｔ１よりも大きいために実質的にＰＷＭデューティ比が０となりスルーモードを持続する。この状態を疑似スルーモード（昇圧モード時）とも言う。制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への入力電圧Ｖｉｎが更に低下し、それにより制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１より小さくなるとＰＷＭデューティ比が０よりも大きくなって昇圧モードが実質的に開始される。このようにすれば、入力電圧Ｖｉｎが、昇圧モードを実際に開始すべき電圧Ｖ１’（図１０参照）よりも大きい時点で昇圧モードを開始した状態でスルーモード状態を擬似的に保持できるため、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧モードの準備を行うための動作遅れがなく円滑にスルーモードと昇圧モードとの切り替えを行うことができ、切り替え時の瞬時的な制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧Ｖｏｕｔの急変を防止することができる。

本発明のパワースイッチング装置の好適な実施態様を図面を参照して以下に説明する。ただし、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、本発明の各構成要素の一部又は全部を他の公知の技術又はそれと同等機能を有する技術に置換しても良いことはもちろんである。

（実施例１）
本発明のパワースイッチング装置が適用された２バッテリ型車両用電源装置図１に示す回路図を参照して説明する。

この２バッテリ型車両用電源装置は、ハイブリッド車の走行エネルギー蓄電用の主バッテリ１から、補機及び電子制御装置給電用の補機バッテリ２に電圧変換して給電するためのものであって、３は本発明で言うパワー回路部をなすバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ、４はこのバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路であり、このＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路４は本発明で言う制御部と、本発明で言う定電圧電源回路部としての補助電源５とを構成している。

バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、入力平滑コンデンサ３１、フルブリッジ型のインバータ回路３２、降圧トランス３３、同期整流回路３４、チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６からなる周知の回路構成を採用するが、他の公知のＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成を採用しても良い。チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６は公知の出力平滑回路を構成している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路４は、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流を検出する電流センサ６が検出した電流検出値と、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧とを読み込み、この出力電圧と所定目標電圧値との偏差を０とする制御信号を出力するコントローラ４１と、このコントローラ４１から入力された制御信号によりＰＷＭ制御用のゲート電圧を形成し、これらゲート電圧をインバータ回路３２の各MOSトランジスタや同期整流回路３４の各MOSトランジスタに出力する駆動回路４２とを有している。また、コントローラ４１は、読み込んだ電流検出値が所定範囲を逸脱する場合にはバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を停止してそれを保護する機能も有している。

駆動回路４２から入力されるゲート電圧によりインバータ回路３２の各MOSトランジスタをスイッチング駆動することにより、インバータ回路３２の平均出力電圧は上記したバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧と所定目標電圧値との偏差を０とするようにＰＷＭ制御される。更にインバータ回路３２の各MOSトランジスタと同期して同期整流回路３４を構成する一対のトランジスタもスイッチング制御されて降圧トランス３３の二次電圧を同期整流し、同期整流回路３４の出力電圧は出力平滑回路により平滑された後、本発明で言う車載バッテリをなす補機バッテリ２を充電する。

補助電源５は、定電圧電源回路であって、補機バッテリ２から給電された入力電力を定電化して、本発明で言う制御部をなすコントローラ４１及び駆動回路４２に電源電力を供給する。

バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３、コントローラ４１、駆動回路４２の回路構成としては、上記した図１の回路構成以外に種々のバリエーションがあるが、それらはもはや周知であり、かつ、本発明の主旨ではないので説明を省略する。

次に、この実施例の特徴をなす補助電源５の回路構成について図２を参照して以下に説明する。

補助電源５は、補機バッテリ２から給電される入力電力を定電圧化するＤＣ−ＤＣコンバータである制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１と、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧をフィードバックＰＷＭ制御する補助電源用コントローラ５２とからなる。

制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、入力平滑コンデンサ５３、ＰＮＰトランジスタＴ１、ダイオードＤ１、Ｄ２、チョークコイル５４、ＮMOSトランジスタQ2、出力平滑コンデンサ５５、抵抗Rからなる周知の昇降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータを採用している。制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は、トランジスタＴ１を常時オンし、トランジスタＱ２をＰＷＭスイッチング制御することにより入力電圧を昇圧して出力し、トランジスタＱ２を常時オフし、トランジスタＴ１をＰＷＭスイッチング制御することにより入力電圧を降圧して出力する。この種の昇降圧チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成及び昇降圧動作自体は周知でありかつ本発明の主旨でもないので、これ以上の説明は省略する。なお、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は昇降圧できる回路形式であれば、他の公知の昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成に置換しても良い。

補助電源用コントローラ５２は、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧と所定の目標電圧Ｖｏｔとの間の偏差を電圧増幅してアナログ直流電圧を出力する誤差増幅器５６、この誤差増幅器が出力するアナログ直流電圧に応じたデューティ比と所定周期のキャリヤ周波数をもつＰＷＭ電圧を出力するＰＷＭコンパレータ５７と、後述のモード選択回路５８と、モード選択回路５８の出力に基づいてトランジスタＴ１、Ｑ２の動作を制御するための制御信号Ｓ１、Ｓ２を形成し、これら制御信号Ｓ１、Ｓ２をトランジスタＴ１、Ｑ２に出力する駆動回路５９と、モード選択回路５８にモード選択信号Ｍを出力するセレクトゲート回路６０とからなる。

モード選択回路５８及びセレクトゲート回路６０の回路機能について図３に示すモード説明図を参照して以下に具体的に説明する。

セレクトゲート回路６０は、補機バッテリ２の電圧の大きさに応じて動作モード（以下、単にモードとも言う）を選択し、選択したモードに応じたモード選択信号Ｍを出力する論理回路であり、種々の回路構成が容易に考えられ、簡単には２つのコンパレータにより実現することができる。

この実施例で用いるモードとしては、昇圧モード、スルーモード、降圧モードがある。セレクトゲート回路６０は、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１より小さい場合に昇圧モードを、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが高電位しきい値電圧Ｖ２より大きい場合に降圧モードを、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１以上かつ高電位しきい値電圧Ｖ２以下の場合にはスルーモードを示すモード選択信号をモード選択回路５８に出力する。

モード選択回路５８は、昇圧モードの選択を指示された場合にトランジスタＴ１の常時オンを駆動回路５９に指令するとともに、ＰＷＭコンパレータ５７から入力されたＰＷＭ制御信号をトランジスタＱ２に出力するように駆動回路５９に指令する。これにより、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は昇圧動作を行い、かつ、補助電源用コントローラ５２は制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧を上記目標電圧Votに収束させるべくトランジスタＱ２をＰＷＭフィードバック制御する。

モード選択回路５８は、降圧モードの選択を指示された場合にトランジスタＱ２の常時オフを駆動回路５９に指令するとともに、ＰＷＭコンパレータ５７から入力されたＰＷＭ制御信号をトランジスタＴ１に出力するように駆動回路５９に指令する。これにより、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１は降圧動作を行い、かつ、補助電源用コントローラ５２は制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧を上記目標電圧Ｖｏｔに収束させるべくトランジスタＱ２をＰＷＭフィードバック制御する。

この実施例における補助電源５の制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力電圧Vinと出力電圧Voutとの関係を図４に示す。ただし、この実施例では、昇圧モード時と降圧モード時とで誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔは同じであり、スルーモードにおける最高出力電圧VHと最低出力電圧VLとのほぼ中間値に設定されているものとする。

モード選択回路５８は、スルーモードの選択を指示された場合にトランジスタＴ１の常時オンとトランジスタＱ２の常時オフを駆動回路５９に指令する。

すなわち、この実施例によれば、補機バッテリ２の電圧が所定電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）において、ＰＷＭフィードバック制御を停止する。これにより、補機バッテリ２の電圧からダイオードＤ２の順方向電圧降下を差し引いた値にほぼ等しい電源電圧（Ｖ１−約０．７Ｖ〜Ｖ２−約０．７Ｖ）がコントローラ４１及び駆動回路４２に印加されることになる。

したがって、電源電圧（Ｖ１−約０．７Ｖ〜Ｖ２−約０．７Ｖ）が印加される場合に、コントローラ４１及び駆動回路４２がバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の各トランジスタをスイッチングしてバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３を支障なく運転できるように、各MOSトランジスタの出力インピーダンスなどを調整しておくことにより、補助電源５の消費電力を低減することが可能となる。

なお、この実施例において、補助電源５に入力される電源電圧の所定電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）は、補機バッテリ２の好適な使用電圧範囲とされる。個々で言う好適な使用電圧範囲とは、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御するコントローラ４１の上記所定目標電圧値Ｖｐを中央値としてその上下に所定小値ΔＶだけ離れた電圧範囲（Ｖｐ−ΔＶ〜Ｖｐ＋ΔＶ）とすることができる。このようにすれば、補機バッテリ２の電圧は上記所定目標電圧値Ｖｐ近傍にある場合が最も多いため、補助電源のスイッチング動作を最も良好に低減することが可能となる。また、この場合には、バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の運転状況、発電状況及び電力消費状況により、補機バッテリ２のバッテリ電圧が上記電圧範囲（Ｖｐ−ΔＶ〜Ｖｐ＋ΔＶ）を上に逸脱する場合と、下に逸脱する場合とが生じるが、この実施例では、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータを用いているので、必要に応じて昇圧モードと降圧モードとを選択することができ、支障なくコントローラ４１及び駆動回路４２を駆動することができる。

（変形態様）
上記実施例では、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１として昇圧、降圧が可能なものを採用したが、本発明はそれに限定されるものではなく、昇圧又は降圧のどちらかのみを行うものとしても良い。

また、セレクトゲート回路６０を、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１より小さいかどうかを判定するコンパレータと、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが高電位しきい値電圧Ｖ２より大きいかどうかを判定するコンパレータにより構成してもよい。この場合、二つのコンパレータの出力の組み合わせとして、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１より小さく、かつ、高電位しきい値電圧Ｖ２より大きいという判定結果に相当する組み合わせが考えられるが、この出力組み合わせはセレクトゲート回路６０の不良として補助電源５がＰＷＭフィードバック制御を常時行うようにすることが好適である。これにより、セレクトゲート回路６０が故障しても支障なく、補助電源５は好適電源電圧を出力することができる。

その他、補機バッテリ２の電力消費状況などに応じて、補機バッテリ２の電圧レベル（充電レベル）を変更することも可能であり、それに応じてバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を変更することも可能であることはもちろんである。

その他、主バッテリ１と補機バッテリ２の代わりに、高電圧バッテリと低電圧バッテリとの間に介設されるＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路の電源電力を出力する補助電源５に上記スルーモードを設けてもよく、汎用のパワースイッチング装置を制御する制御電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータに上記スルーモードを設けても良い。

（実施例２）
実施例２を図５を参照して以下に説明する。図５は、補助電源５の制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力電圧Vinと出力電圧Voutとの関係を示す図である。

図５に示すように、この実施例の誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔ１は、図４で説明した実施例１における誤差増幅器の目標電圧Ｖｏｔよりも低下させてスルーモードにおける制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の最低出力電圧VLに等しく設定されている。

このようにすれば、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への入力電圧Ｖｉｎが低下してその動作モードがスルーモードから昇圧モードに切り替わる際に実施例１で生じた制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力電流の急増現象を防止することができる。

更に説明すると、実施例１では、図４に示すように誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔが制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１のスルーモードにおける最高出力電圧VHと最低出力電圧VLとの中間値に設定されているため、スルーモードから昇圧モードに切り替わった直後において制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧の急増とそれに起因する制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への入力電流Iiの急増が生じる（図６参照）。

これに対して、この実施例２では、誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔ１を、スルーモードにおける誤差増幅器５６の最低出力電圧に等しく設定しているため、スルーモードから昇圧モードへの切り替えに際して制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧Ｖｏｕｔの急増は生じることがなく、その結果として、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力電流Iiの急増を防止することができる（図７参照）。なお、この入力電流急増は、目標電圧Ｖｏｔ１を最高出力電圧ＶＨと最低出力電圧ＶＬとの中間値より小さくすることにより抑止することができ、目標電圧Ｖｏｔ１を最低出力電圧ＶＬより小さくしてもよい。

（実施例３）
実施例３を図８、図９を参照して以下に説明する。図８は、補助電源５の補助電源用コントローラ５２が目標電圧切り替え回路６１をもつことを示す補助電源３の回路図である。

この目標電圧切り替え回路６１は、セレクトゲート６０から出力されるモード信号Mが昇圧モードを示す場合に誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔとして目標電圧Ｖｏｔ１を選択して誤差増幅器５６に出力し、セレクトゲート６０から出力されるモード信号Mが降圧モードを示す場合に誤差増幅器５６の目標電圧Ｖｏｔとして目標電圧Ｖｏｔ２を選択して誤差増幅器５６に出力する点をその特徴としている。この種の切り替え回路自体は、周知の回路構造により実現できるため、具体的な回路構成の図示は省略する。ただし、降圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ２は、少なくとも昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１よりも高く設定される。また、この実施例では、降圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ２は、スルーモード時の最高出力電圧ＶＨよりも所定値だけ小さく設定されている。昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１は実施例２と同じくスルーモード時の最低出力電圧ＶＬに等しく設定されている。ただし、降圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ２はスルーモード時の最高出力電圧ＶＨと最低出力電圧ＶＬとの中間値よりも高く設定されている。

このようにすれば、実施例２よりも、スルーモード時と降圧モード時との切り替えにおいて制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧の急変を抑止することができる。

（実施例４）
実施例４を図１０を参照して以下に説明する。図１０は、図９に示す実施例３において、昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１と、降圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ２と、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとを示す図である。

この実施例は、実施例３において、昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１をスルーモード（ここでは真のスルーモードと言う）における最低出力電圧ＶＬよりも低く設定し、降圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ２をスルーモード（ここでは真のスルーモードと言う）における最高出力電圧ＶＨよりも低く設定した点をその特徴としている。この場合の動作を、図１０を参照して具体的に説明する。

まずスルーモードから昇圧モードへの遷移を説明する。

制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への入力電圧Ｖｉｎが真のスルーモード時の最低電圧V１より小さくなり、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが真のスルーモード時の最低出力電圧ＶＬより小さくなって、真のスルーモードから昇圧モードへの切り替えが生じても、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧Ｖｉｎはその昇圧モードでの目標電圧Ｖｏｔ１よりも大きいために実質的にＰＷＭデューティ比が０となりスルーモードを実質的に持続する。すなわち、昇圧モード時の疑似スルーモードを行う。

次に、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１への入力電圧Ｖｉｎが更に低下し、それにより制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが昇圧モード時の目標電圧Ｖｏｔ１より小さくなるとＰＷＭデューティ比が０よりも大きくなって昇圧モードが実質的に開始される。

このようにすれば、入力電圧Ｖｉｎが、昇圧モードを実際に開始すべき電圧Ｖ１’（図１０参照）よりも大きい時点で昇圧モードを開始した状態でスルーモード状態を持続できるため、制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧モードの準備を行うための動作遅れがなく円滑にスルーモードと昇圧モードとの切り替えを行うことができ、切り替え時の瞬時的な制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ５１の出力電圧Ｖｏｕｔの急変を防止することができる。

なお、図１０において、V1’、V1、V2は予め設定された許容電圧変動範囲内にて適宜設定することができる。

実施例１の２バッテリ型車両用電源装置を示す回路図である。 図１に示す補助電源を詳細図示する回路図である。 図２のセレクトゲート回路が選択する動作モードを示す図である。 実施例１の補助電源の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す特性図である。 実施例２の補助電源の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す特性図である。 実施例１の補助電源のスルーモードから昇圧モードへの切り替え時の挙動を示すタイミングチャートである。 実施例２の補助電源のスルーモードから昇圧モードへの切り替え時の挙動を示すタイミングチャートである。 実施例３の補助電源の一例を詳細図示する回路図である。 図８の補助電源の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す特性図である。 実施例４の補助電源の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す特性図である。

符号の説明

Ｑ２ トランジスタ
Ｔ１ トランジスタ
１ 主バッテリ
２ 補機バッテリ
３ バッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ コンバータ制御回路
５ 補助電源
６ 電流センサ
３１ 入力平滑コンデンサ
３２ インバータ回路
３３ 降圧トランス
３４ 同期整流回路
３５ チョークコイル
３６ 出力平滑コンデンサ
４１ コントローラ
４２ 駆動回路
５１ 制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータ
５２ 補助電源用コントローラ
５５ 出力平滑コンデンサ
５６ 誤差増幅器
５７ ＰＷＭコンパレータ
５８ モード選択回路
５９ 駆動回路
６０ セレクトゲート回路
６１ 目標電圧切替回路

Claims (5)

1. 所定の半導体パワースイッチング素子を有し、自己が電圧変換した直流電力をバッテリに出力するバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータからなるパワー回路部と、
   前記半導体パワースイッチング素子を制御するための制御部と、
   前記バッテリから給電される電圧変動を伴う入力電圧を定電圧の出力電圧に変換して前記制御部に電源電圧として印加する制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータと該制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータを前記入力電圧に基づいて制御する論理回路であるセレクトゲート回路とを有する定電圧電源回路部と、
   を備え、
   前記定電圧電源回路部の前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記出力電圧と所定の目標電圧との偏差に基づいて前記入力電圧をスイッチング動作することにより前記出力電圧を目標電圧に収束させるパワースイッチング装置において、
   前記定電圧電源回路部の前記セレクトゲート回路は、
   前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング動作を停止した状態にて前記出力電圧が前記目標電圧近傍となるような、前記バッテリの電圧の好適な使用電圧範囲に設定される入力電圧範囲の前記入力電圧が前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される場合に、前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの前記スイッチング動作を停止して前記入力電圧をスイッチングすることなく前記制御部に前記電源電圧として給電するスルーモード動作とし、前記入力電圧が前記入力電圧範囲より高い場合に前記入力電圧を降圧する降圧モード動作とし、前記入力電圧が前記入力電圧範囲より低い場合に前記入力電圧を昇圧する昇圧モード動作とするように前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータをモード選択することを特徴とするパワースイッチング装置。
2. 請求項１記載のパワースイッチング装置において、
   前記昇圧モードにおける前記目標電圧Vot1は、前記降圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ２よりも低く設定されることを特徴とするパワースイッチング装置。
3. 請求項１記載のパワースイッチング装置において、
   前記昇圧モードにおける前記目標電圧Vot1は、前記スルーモードにおける前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの最低出力電圧近傍に設定されることを特徴とするパワースイッチング装置。
4. 請求項１記載のパワースイッチング装置において、
   前記降圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ２は、前記スルーモードにおける前記制御電力出力用ＤＣ−ＤＣコンバータの最高出力電圧近傍に設定されることを特徴とするパワースイッチング装置。
5. 請求項１記載のパワースイッチング装置において、
   前記昇圧モードにおける前記目標電圧Ｖｏｔ１は、前記スルーモードにおける前記最低出力電圧ＶＬよりも低く設定されていることを特徴とするパワースイッチング装置。

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