WO2016190031A1 - 電力変換装置及びこれを用いた電源システム - Google Patents

電力変換装置及びこれを用いた電源システム Download PDF

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circuit
low
transformer
switching
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信太朗 田中
尊衛 嶋田
忠彦 千田
幹人 小松
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device and a power conversion device having a control circuit for controlling the switching power supply device, and more particularly to a power conversion device mounted on an automobile.
  • An automobile using such electric energy includes a power conversion device that steps down the voltage from a high voltage battery for supplying electric power to a motor for driving wheels and supplies necessary electric power to low voltage electric equipment. It is often done.
  • a switching power supply device is generally used for a power conversion device that supplies electric power to an electric device such as an air conditioner, an audio, and an automobile controller.
  • the switching power supply is required to have a bidirectional switching power supply capable of not only a step-down operation but also a step-up operation. This may be used to supply electric power from the low-voltage battery to make the high-voltage battery operable when the high-voltage battery is discharged.
  • the power converter converts power
  • losses such as copper loss and fixed loss occur.
  • the copper loss generated in the switching power supply device is proportional to the square of the flowing current. Therefore, in order to improve the conversion efficiency of the power conversion device, two or more switching power supply devices may be provided in parallel. By configuring power converters connected in parallel, the output current of each switching power supply can be halved, so copper loss is reduced, which can greatly improve the conversion efficiency of power converters It becomes.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laying-Open No. 2010-124671 is known as a power conversion device that performs such control particularly during boosting.
  • Patent Document 1 has the following problems due to the above configuration. In other words, since the low-voltage side elements of the switching power supply devices connected in parallel are controlled, the number of drive circuits that drive the low-voltage side elements increases according to the number of parallel circuits, which increases the cost and size of the power converter. .
  • an object of the present invention is to provide a circuit configuration capable of reducing the cost and size of a power conversion device in a power conversion device including a plurality of switching power supply devices connected in parallel.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device equipped with a novel control method capable of suppressing the balance time and an automobile equipped with the same.
  • the power converter of the present invention includes a first low-voltage side circuit and a first high-voltage side circuit connected via a first transformer, and a second low-voltage side circuit and a second high-voltage side circuit connected via a second transformer. And the first high-voltage side circuit and the second high-voltage side circuit have a current difference between an input current to the first low-voltage side circuit and an input current to the second low-voltage side circuit during a boost operation.
  • the switching timing of the first high-voltage side circuit and the second high-voltage side circuit is controlled so as to be smaller than a predetermined value. More preferably, a driver circuit that outputs a drive signal of a switching element is provided in at least one of the first low-voltage side circuit and the second low-voltage side circuit.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the circuit structure of the power converter device in Example 1.
  • FIG. 2 It is a figure which shows the circuit structure of the power converter device which changed the low voltage
  • FIG. It is a gate signal waveform of the power converter device in Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the operation state in the Toff period in the power converter device of Example 1.
  • FIG. It is a figure which shows the circuit structure of the power converter device in Example 2.
  • Example 6 is a configuration diagram of components mounted on an automobile in Example 4; It is a figure which shows the flow of the electric power in Example 4 (a). It is a figure which shows the flow of the electric power in Example 4 (b). It is a figure which shows the flow of the electric power in Example 4 (c).
  • the high voltage terminal 21 of the switching power supply 1 is connected to the positive electrode of the high voltage battery 15.
  • the high voltage terminal 22 of the switching power supply device 1 is connected to the negative electrode of the high voltage battery 15.
  • a smoothing capacitor may be inserted in parallel with the high-voltage battery 15, and a high-voltage load may be connected in parallel to the high-voltage battery 15.
  • a common switching leg 2, a first switching leg 3, and a second switching leg 4 are connected in parallel between the high-voltage terminal 21 and the high-voltage terminal 22 of the switching power supply device 1.
  • One terminal of the common switching leg 2, one terminal of the first switching leg 3, and one terminal of the second switching leg 4 are connected to the high voltage terminal 21.
  • the high voltage terminal 22 is connected to the other terminal of the common switching leg 2, the other terminal of the first switching leg 3, and the other terminal of the second switching leg 4.
  • the first transformer 11 is connected to the first low-voltage circuit 5.
  • the first low-voltage circuit 5 includes switching elements QS1 and QS2 and diodes DS1 and DS2.
  • the first low voltage circuit 5 is connected to the parallel circuit connection terminal 26.
  • a midpoint 11 c of the first transformer 11 is connected to one terminal of the smoothing inductor 19.
  • the other terminal of the smoothing inductor 19 is connected to one terminal of a current detector 17 that detects current.
  • the other terminal of the current detector 17 is connected to the parallel connection terminal 25.
  • the second transformer 12 is connected to the second low-voltage circuit 6.
  • the second low voltage circuit 6 includes switching elements QS3 and QS4 and diodes DS3 and DS4.
  • the second low voltage circuit 6 is connected to the parallel circuit connection terminal 26.
  • a midpoint 12 c of the second transformer 12 is connected to one terminal of the smoothing inductor 20.
  • the other terminal of the smoothing inductor 20 is connected to one terminal of a current detector 18 that detects current.
  • the other terminal of the current detector 18 is connected to the parallel connection terminal 25.
  • the power conversion device of this embodiment includes a control circuit 31.
  • the control circuit 31 controls operations of the common switching leg 2, the first switching leg 3, the second switching leg 4, the first low voltage circuit 5, and the second low voltage circuit 6.
  • Each control signal output from the control circuit 31 is input to the drive circuit 32 of the common switching leg, the drive circuits 33 and 34 of the high-voltage circuit, and the drive circuits 35 and 36 of the low-voltage circuit to generate power that can drive each switching element. Converted.
  • the first transformer 11 and the second transformer 12 employ the center tap method, but a current doubler method or other methods may be used.
  • the first low-voltage circuit and the second low-voltage circuit are not limited to the booster circuit as shown in FIG. 1, but may be boosted using a bridge circuit as shown in FIG.
  • the current detector 17 for detecting the current is connected between the parallel connection terminal 25 and the middle point 11 c of the first transformer 11, but the current amount of the parallel circuit can be detected.
  • the current detector 18 for detecting the current is connected between the parallel connection terminal 26 and the midpoint 12c of the first transformer 12, but may be any place as long as the amount of current in the parallel circuit can be detected.
  • the number of turns may be different as long as the turns ratio of the first transformer 11 and the second transformer 12 is equal to each other.
  • the current detected by the current detector 17 due to element variation or the like is assumed to be the case where the current detected by the current detector 18 is greater than Io2 (Io1> Io2).
  • the current detected by the current detector 17 is smaller than Io1 and the current detected by the current detector 18 is smaller than Io2 (Io2> Io1), the operation is symmetrical.
  • the control circuit 31 controls the voltage applied to the first transformer 11 and the voltage applied to the second transformer 12, and outputs the gate signals of the first low-voltage circuit 5 and the second low-voltage circuit. Control.
  • the common switching leg 2, the first switching leg 3, and the second switching leg 4 send the voltage applied to the first transformer 11 and the voltage applied to the second transformer 12 to the high-voltage battery, so that the rectifying operation is performed. I do.
  • the time for turning off the MOSFET Q6 of the second switching leg 4 is delayed by Toff with respect to the time for turning off the gate signals of the MOSFET Q1 of the common switching leg 2 and the MOSFET Q4 of the first switching leg 3.
  • the value of Toff is obtained by using the difference between Io1 and Io2 as the current detected by the current detector 17 and detecting the current detected by the current detector 17 as Io1 and the current detector 18, respectively.
  • the control circuit 31 calculates the calculated current so that Io2 becomes the average value of the two currents.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation state of the switching power supply device 1 during the Toff period.
  • MOSFET QS1 is OFF and QS2 is OFF during the time from turning off the gate signals of MOSFET Q1 and MOSFET Q4 to turning off MOSFET Q6. Further, MOSFET Q1 is OFF, Q2 is ON, Q3 is ON, Q4 is OFF, Q5 is OFF, and Q6 is ON.
  • the voltage applied to the first transformer 11 is applied to the high voltage battery 15 in order to pass through the loop.
  • a difference between the voltage of the high voltage battery and the voltage of the low voltage battery corresponding to the turn ratio of the first transformer 11 is applied to the inductor 13. This value is close to zero.
  • the MOSFET Q2 or Q3 may be in an OFF state. In that case, the current passing through the common switching leg 2 and the first switching leg 3 passes through the body diode D2 of the MOSFET Q2 or the body diode D3 of the MOSFET Q3.
  • a current flows in the second transformer 12 from the midpoint 12c of the second transformer 12 in the direction of the MOSFET QS4.
  • This current flows through the transformer 12 and an amount of current corresponding to the turn ratio flows to the high voltage side.
  • the MOSFET Q1 in the common switching leg 2 is OFF, Q2 is ON, Q5 is OFF, and Q6 is ON, so that current flows from the high voltage terminal 22 to the MOSFET Q2, common switching leg 2
  • a current loop that flows in the order of the middle point 2c, the second transformer 12, the inductor 14, the middle point 4c of the second switching leg 4, the MOSFET Q6, and the high-voltage terminal 21 is formed.
  • the MOSFET Q2 may be in an OFF state. In that case, the current passing through the common switching leg 2 passes through the body diode D2 of the MOSFET Q2.
  • the efficiency of the entire power conversion device is improved by suppressing variation in loss due to current imbalance. Moreover, since the amount of heat generated by the element is balanced by the balance of the current that flows, the reliability of the element is improved.
  • the high-voltage terminal 21 of the switching power supply device 1 is connected to one terminal of the first high-voltage circuit 7 that is a full bridge circuit composed of switching elements.
  • the other terminal of the first high voltage circuit 7 which is a full bridge circuit composed of switching elements is connected to the high voltage terminal 22.
  • the midpoint 7a of the switching leg of the first high voltage circuit 7 is connected to one terminal of the first transformer 11, and the midpoint 7b of the switching leg of the first high voltage circuit 7 is connected to the first transformer 11.
  • one terminal of the second high voltage circuit 8 which is a full bridge circuit composed of switching elements is connected to the high voltage terminal 21 of the switching power supply device 1.
  • the other terminal of the second high voltage circuit 8 which is a full bridge circuit composed of switching elements is connected to the high voltage terminal 22. Further, the midpoint 8 a of the switching leg of the second high voltage circuit 8 is connected to one terminal of the second transformer 12, and the midpoint 8 b of the switching leg of the second high voltage circuit 8 is connected to the second transformer 12. Connected to the other terminal.
  • a midpoint 12 c of the second transformer 12 is connected to one terminal of the smoothing inductor 20.
  • the other terminal of the smoothing inductor 20 is connected to one terminal of a current detector 18 that detects current.
  • the other terminal of the current detector 18 is connected to the parallel connection terminal 25.
  • the low voltage terminal 23 of the switching power supply 1 is connected to the positive electrode of the low voltage battery 16.
  • the low voltage terminal 24 of the switching power supply device 1 is connected to the negative electrode of the low voltage battery 16.
  • a smoothing capacitor may be inserted in parallel with the low-voltage battery, and a low-voltage load may be connected in parallel in addition to the low-voltage battery.
  • a smoothing circuit including an inductor and a capacitor may be inserted in the low voltage circuits 5 and 6.
  • the power conversion device includes a control circuit 31.
  • the control circuit 31 controls the operations of the first high voltage circuit 7, the second high voltage circuit 8, the first low voltage circuit 5, and the second low voltage circuit.
  • Each control signal output from the control circuit 31 is input to the drive circuit 32 of the common switching leg, the drive circuits 38 and 39 of the high voltage circuit, and the common low voltage drive circuit 37, and is converted into electric power that can drive each switching element. .
  • the first transformer 11 and the second transformer 12 adopt the center tap method, but a current doubler method or other methods may be used.
  • the current detector 17 for detecting the current is connected between the parallel connection terminal 25 and the middle point 11 c of the first transformer 11, but the current amount of the parallel circuit can be detected.
  • the current detector 18 for detecting the current is connected between the parallel connection terminal 26 and the midpoint 12c of the first transformer 12, but may be any place as long as the amount of current in the parallel circuit can be detected.
  • the number of turns may be different as long as the turns ratio of the first transformer 11 and the second transformer 12 is equal to each other.
  • the control circuit 31 monitors the current detected by the current detectors 17 and 18.
  • the control circuit 31 controls operations of the first high-voltage circuit 7, the second high-voltage circuit 8, the first low-voltage circuit 5, and the second low-voltage circuit 6 based on the detected current amount.
  • the current detected by the current detector 17 of the switching power supply 1 is defined as Io1
  • the current detected by the current detector 18 of the switching power supply 1 is defined as Io2.
  • the current detected by the current detector 17 due to element variation or the like is assumed to be the case where the current detected by the current detector 18 is greater than Io2 (Io1> Io2).
  • the current detected by the current detector 17 is smaller than Io1 and the current detected by the current detector 18 is smaller than Io2 (Io2> Io1), the operation is symmetrical.
  • FIG. 8 is a diagram showing a gate signal waveform of the switching power supply device when the current detected by the current detector 17 is larger than the current detected by the current detector 18 by Io1 (Io1> Io2).
  • the control circuit 31 controls the gate signals of the first low-voltage circuit 5 and the second low-voltage circuit in order to control the voltage applied to the first transformer 11 and the voltage applied to the second transformer 12.
  • the first high voltage circuit 7 and the second high voltage circuit 8 perform a rectifying operation in order to send the voltage applied to the first transformer 11 and the voltage applied to the second transformer 12 to the high voltage battery.
  • the time for turning off the gate signal of the MOSFET Q8 of the second high voltage circuit 8 is delayed by Toff with respect to the time for turning off the gate signals of the MOSFETs Q1 and Q4 of the first high voltage circuit 7.
  • the value of Toff is obtained by using the difference between Io1 and Io2 as the current detected by the current detector 17 and detecting the current detected by the current detector 17 as Io1 and the current detector 18, respectively.
  • the control circuit 31 calculates the calculated current so that Io2 becomes the average value of the two currents.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an operation state of the switching power supply device 1 during the Toff period.
  • the MOSFET QS1 in the first low-voltage circuit 5 is OFF and QS2 is OFF. Further, the MOSFETs Q1 and Q4 in the first high-voltage circuit 7 are OFF, and Q2 and Q3 are ON. MOSFETs Q5 and Q7 in the second high-voltage circuit 8 are OFF, and Q6 and Q8 are ON.
  • the first low-voltage circuit 5 causes a current to flow through the first transformer 11 from the middle point 11c of the first transformer 11 in the direction of the MOSFET QS2. This current flows through the transformer 11 and a current amount corresponding to the turn ratio flows to the high voltage side.
  • the MOSFETs Q1 and Q4 in the first high voltage circuit 7 are OFF, and Q2 and Q3 are ON, so that the current flows from the high voltage terminal 22 to one of the midpoints of the MOSFET Q2 and the first high voltage circuit 7. 7a, the first transformer 11, the inductor 13, the other middle point 7b of the first high voltage circuit 7, the MOSFET Q3, and the high voltage terminal 21 are formed in this order.
  • the voltage applied to the first transformer 11 since the voltage applied to the first transformer 11 is applied to the high voltage battery 15 as in the loop, the voltage in the inductor 13 depends on the turn ratio of the high voltage battery and the first transformer 11. A difference from the voltage of the low voltage battery is applied. This value is close to zero.
  • the MOSFETs Q2 and Q3 may be in an OFF state. In that case, the current passing through the first high-voltage circuit passes through the body diode D2 of the MOSFET Q2 and the body diode D3 of the MOSFET Q3.
  • a current flows in the second transformer 12 from the midpoint 12c of the second transformer 12 in the direction of the MOSFET QS4.
  • This current flows through the transformer 12 and an amount of current corresponding to the turn ratio flows to the high voltage side.
  • the MOSFETs Q5 and Q7 in the second high voltage circuit 8 are OFF and Q6 and Q8 are ON, so that the current flows from the high voltage terminal 22 to one of the midpoints of the MOSFET Q6 and the second high voltage circuit 8.
  • the second transformer 12, the inductor 14, the other midpoint 8b of the second high-voltage circuit 8, the MOSFET Q8, and the high-voltage terminal 22 are formed in this order.
  • a light load mode in which either the low voltage circuit 5 or the low voltage circuit 6 is stopped is set.
  • the light load mode either the low-voltage circuit 5 or the low-voltage circuit 6 is stopped, so that no voltage is applied to either the first transformer 11 or the second transformer 12.
  • a current switching switch may be provided so that a current can flow through either the low voltage circuit 5 or the low voltage circuit 6.
  • the low voltage circuit 5 or the low voltage circuit 6 is stopped, but it is not always necessary to operate only one of the low voltage circuits. That is, what drives the low voltage circuit 5 and the low voltage circuit 6 alternately includes the light load mode. For example, when the low-voltage circuit 5 and the low-voltage circuit 6 are alternately driven in this way, the heat generation in each transformer can also be alternated, so that thermal bias can be suppressed.
  • switching power supply device 2 common switching leg 3: first switching leg 4: second switching leg 5: first low voltage circuit 6: second low voltage circuit 11: first transformer 12: second transformer 13: first inductor 14: second inductor 15: high voltage battery 16: low voltage battery 17, 18: current detectors 19, 20: smoothing inductors 21, 22: high voltage terminals 23, 24: low voltage terminals 25, 26: parallel Circuit connection terminal 31: Control circuit 32: Common switching leg drive circuits 33, 34, 38, 39: High voltage circuit drive circuits 35, 36: Low voltage circuit drive circuit 37: Low voltage circuit common drive circuit 41: High voltage side load

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Abstract

本発明の課題は、並列接続された複数のスイッチング電源装置からなる電力変換装置において、電力変換装置のコストおよびサイズを削減できる回路および制御構成を提供することである。本発明に係る電力変換装置は、第１トランスを介して接続される第１低圧側回路及び第１高圧側回路と、第２トランスを介して接続される第２低圧側回路及び第２高圧側回路と、を備え、前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路は、昇圧動作時における前記第１低圧側回路への入力電流と前記第２低圧側回路への入力電流との電流差が所定の値より小さくなるように、当該第１高圧側回路及び当該第２高圧側回路のスイッチングタイミングが制御される。

Description

電力変換装置及びこれを用いた電源システム
　本発明はスイッチング電源装置と、スイッチング電源装置を制御する制御回路を有した電力変換装置に関し、特に自動車に搭載される電力変換装置に関する。
　近年、化石燃料の枯渇や地球環境問題の悪化を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車のような、電気エネルギーを利用した自動車への関心が高まっており、実用化が進んでいる。このような電気エネルギーを用いた自動車は、車輪を駆動するためのモータに電力を供給するための高圧バッテリから電圧を降圧して、必要な電力を低圧の電気機器へ供給する電力変換装置が備えられることが多い。エアコンやオーディオ、自動車のコントローラー等の電気機器に電力を供給する電力変換装置には、一般にスイッチング電源装置が用いられる。また、スイッチング電源装置には降圧動作だけではなく、昇圧動作も可能である双方向スイッチング電源が求められている。これは高圧バッテリが放電してしまった場合に、低圧バッテリから電力を供給し、高圧バッテリが動作可能な状態にするために用いられることなどがある。
　ここで、電力変換装置は電力を変換する際に、銅損や固定損といった損失が発生する。スイッチング電源装置において発生する銅損は、流れる電流の２乗に比例する。そのため、電力変換装置の変換効率を向上ために２つ以上のスイッチング電源装置を並列に設けられることがある。並列接続された電力変換装置を構成することで、各スイッチング電源の出力電流を半分にすることができるため、銅損が低減され、これにより電力変換装置の変換効率を大幅に向上することが可能となる。
　また、一般に並列接続されるスイッチング電源装置は、スイッチング電源に搭載される素子において、素子のばらつきや配線長の違いなどにより、各スイッチング電源間において電流のアンバランスが生じる。電流アンバランスが生じると、並列接続されているスイッチング電源のある一方に電流が集中してしまう。電流が集中してしまうと、そのスイッチング電源装置での損失が通常状態よりも大きくなり、電流や放熱の設計に対して、余裕を持ったマージン設計が必要となる。一般に、並列接続される各スイッチング電源は同じ設計値で設計されるため、電流が集中しないスイッチング電源に対してもマージンを持った設計値が必要となる。したがって、電流アンバランスが生じると、各スイッチング電源において、電流や放熱条件にマージンを持った設計値が必要となるため、並列接続されるスイッチング電源の小型化や低コスト化の妨げとなる。
　そこで、電流アンバランスが生じた場合に、複数の並列接続されたスイッチング電源装置の各々のスイッチング素子を独立に制御する手法がある。電流アンバランスが生じたときに、その電流アンバランス量を検出し、それぞれのスイッチング電源装置を独立に制御することで、その電流アンバランス差を抑制する制御を行う。この制御方法により、電流アンバランスが起きた場合に、電流アンバランス量が小さくなるように制御されるため、並列スイッチング電源装置の電流アンバランスが改善される。特に昇圧時におけるこのような制御が行われる電力変換装置として例えば特開２０１０－１２４６７１号公報（特許文献１）が知られている。
特開２０１０－１２４６７１号公報
　ところで、上述の電力変換装置は、昇圧動作時の電流アンバランスを抑制するために、各スイッチング電源の低圧側のスイッチング素子をそれぞれ制御する構成となっている。しかしながら、特許文献１においては、前記構成をとるため、次のような問題がある。つまり、並列接続されたスイッチング電源装置の低圧側素子それぞれを制御するため、低圧側素子を駆動する駆動回路も並列数に応じて増加してしまい、電力変換装置のコストおよびサイズが大きくなってしまう。
　本発明の目的は、このような問題に鑑み、並列接続された複数のスイッチング電源装置からなる電力変換装置において、電力変換装置のコストおよびサイズを削減できる回路構成と、前記回路構成において、電流アンバランス時を抑制できる新規な制御手法が備わった電力変換装置およびこれを備えた自動車を提供することにある。
　本発明の電力変換装置は、第１トランスを介して接続される第１低圧側回路及び第１高圧側回路と、第２トランスを介して接続される第２低圧側回路及び第２高圧側回路と、を備え、前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路は、昇圧動作時における前記第１低圧側回路への入力電流と前記第２低圧側回路への入力電流との電流差が所定の値より小さくなるように、当該第１高圧側回路及び当該第２高圧側回路のスイッチングタイミングが制御される。そして、より好ましくは、前記第１低圧側回路又は前記第２低圧側回路のうち少なくともいずれか一方にスイッチング素子の駆動信号を出力するドライバ回路を備える。
　本発明によれば、電力変換装置のコストとサイズを削減しながら、並列接続された電源装置の電流アンバランスを抑制することができる。
実施例１における電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例１における低圧回路を変更した電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例１における電力変換装置のゲート信号波形である。 実施例１の電力変換装置におけるＴｏｆｆ期間における動作状態を示す図である。 実施例２における電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例２における電力変換装置のゲート信号波形である。 実施例３における電力変換装置の回路構成を示す図である。 実施例３における電力変換装置のゲート信号波形である。 実施例４における自動車に搭載される部品の構成図である。 実施例４(a)における電力のフローを示す図である。 実施例４(b)における電力のフローを示す図である。 実施例４(c)における電力のフローを示す図である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
　（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態における電力変換装置の構成図である。本実施形態における電力変換装置はスイッチング電源装置１で構成される。スイッチング電源装置１は、第一のトランス１１及び第二のトランス１２と、トランスの低圧側に接続される低圧側回路と、トランスの高圧側に接続される高圧側回路と、を有する。
　スイッチング電源装置１の高圧端子２１は、高圧バッテリ１５の正極に接続される。スイッチング電源装置１の高圧端子２２は、高圧バッテリ１５の負極に接続される。なお、高圧バッテリ１５と並列に平滑用のコンデンサを挿入しても良く、高圧バッテリ１５の他に高圧用負荷が並列に接続されていても良い。
　スイッチング電源装置１の高圧端子２１と高圧端子２２との間には、共通スイッチングレッグ２と、第一のスイッチングレッグ３と、第二のスイッチングレッグ４と、が並列に接続される。高圧端子２１には、共通スイッチングレッグ２の一方の端子と、第一のスイッチングレッグ３の一方の端子と、第二のスイッチングレッグ４の一方の端子と、が接続される。ス高圧端子２２には、共通スイッチングレッグ２の他方の端子と、第一のスイッチングレッグ３の他方の端子と、第二のスイッチングレッグ４の他方の端子と、が接続されている。
　共通スイッチングレッグ２は、２直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ２と、ＭＯＳＦＥＴ　内のボディダイオードもしくは外付けのダイオードＤ１、Ｄ２と、を有する。第一のスイッチングレッグ３は、２直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３、Ｑ４と、ＭＯＳＦＥＴ　内のボディダイオードもしくは外付けのダイオードＤ３、Ｄ４と、を有する。第二のスイッチングレッグ４は、２直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ　Ｑ５、Ｑ６と、ＭＯＳＦＥＴ　内のボディダイオードもしくは外付けのダイオードＤ５、Ｄ６と、を有する。なお、本実施例ではＭＯＳＦＥＴ　を使用しているが、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いても良い。
　共通スイッチングレッグ２の中点２ｃは、第一のトランス１１の一次巻線の一方の端子と、第二のトランス１２の一次巻線の一方の端子に接続される。第一のスイッチングレッグ３の中点３ｃは、第一のトランス１１の一次巻線の他方の端子に接続される。第二のスイッチングレッグ４の中点４ｃは、第二のトランス１２の一次巻線の他方の端子に接続される。
　第一のトランス１１は、第一の低圧回路５に接続される。第一の低圧回路５は、スイッチング素子ＱＳ１、ＱＳ２とダイオードＤＳ１、ＤＳ２からなる。第一の低圧回路５は、並列回路接続端子２６に接続される。第一のトランス１１の中点１１ｃは、平滑インダクタ１９の一方の端子に接続される。平滑インダクタ１９の他方の端子は電流を検値する電流検出器１７の一方の端子に接続される。電流検出器１７の他方の端子は並列接続端子２５に接続される。
　第二のトランス１２は、第二の低圧回路６に接続される。第二の低圧回路６は、スイッチング素子ＱＳ３、ＱＳ４とダイオードＤＳ３、ＤＳ４からなる。第二の低圧回路６は、並列回路接続端子２６に接続される。第二のトランス１２の中点１２ｃは平滑インダクタ２０の一方の端子に接続される。平滑インダクタ２０の他方の端子は、電流を検値する電流検出器１８の一方の端子に接続される。電流検出器１８の他方の端子は並列接続端子２５に接続される。
　スイッチング電源装置１の低圧端子２３は、低圧バッテリ１６の正極に接続される。スイッチング電源装置１の低圧端子２４は、低圧バッテリ１６の負極に接続される。なお、低圧バッテリ１６と並列に平滑用のコンデンサを挿入しても良く、低圧バッテリ１６の他に低圧用の負荷が並列に接続されていても良い。また、低圧回路５，６には、インダクタとキャパシタなどで構成される平滑回路が挿入されていても良い。
　本実施形態の電力変換装置は、制御回路３１を備える。制御回路３１は、共通スイッチングレッグ２と、第一のスイッチングレッグ３と、第二のスイッチングレッグ４と、第一の低圧回路５と、第二の低圧回路６の動作を制御する。制御回路３１より出される各制御信号は、共通スイッチングレッグのドライブ回路３２と、高圧回路のドライブ回路３３，３４と、低圧回路のドライブ回路３５，３６に入力され、各スイッチング素子を駆動できる電力に変換される。
　なお、図１で説明した本実施形態では、第一のトランス１１および第二のトランス１２はセンタータップ方式を採用しているが、カレントダブラ方式やその他方式を使用しても良い。また、第一の低圧回路と第二の低圧回路は、図１のような昇圧回路に限らず、図２のようなブリッジ回路を用いて昇圧しても良い。また、スイッチング電源装置１は、電流を検値する電流検出器１７は並列接続端子２５と第一のトランス１１の中点１１ｃの間に接続されているが、並列回路の電流量が検出できるところであれば良く、電流を検値する電流検出器１８は並列接続端子２６と第一のトランス１２の中点１２ｃの間に接続されているが、並列回路の電流量が検出できるところであれば良い。また、第一のトランス１１と第二のトランス１２の巻き数比は互いに等しければ、巻数が異なっていても良い。
　制御回路３１は、電流検出器１７，１８で検出した電流を監視している。制御回路３１は、検出した電流量に基づいて、スイッチング電源装置１の共通スイッチングレッグ２と、第一のスイッチングレッグ３と、第二のスイッチングレッグ４と第一の低圧回路５と、第二の低圧回路６の動作を制御する。ここで、スイッチング電源装置１の電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１とし、スイッチング電源装置１の電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２と定義する。
　以下では、スイッチング電源装置１において、素子バラツキなどにより電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より大きい場合（Ｉｏ１＞Ｉｏ２）とする。電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より小さい場合（Ｉｏ２＞Ｉｏ１）は対称動作となる。
　図３は、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より大きい場合（Ｉｏ１＞Ｉｏ２）におけるスイッチング電源装置のゲート信号波形を示す図である。
　昇圧動作において、制御回路３１は、第一のトランス１１に印加する電圧と第二のトランス１２に印加する電圧を制御するため、第一の低圧回路５と、第二の低圧回路のゲート信号を制御する。共通スイッチングレッグ２と、第一のスイッチングレッグ３と、第二のスイッチングレッグ４は、第一のトランス１１に印加する電圧と第二のトランス１２に印加する電圧を高圧バッテリへ送るため、整流動作を行う。この際、共通スイッチングレッグ２のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１と第一のスイッチングレッグ３のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ４のゲート信号をＯＦＦする時間に対し、第二のスイッチングレッグ４のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６をＯＦＦする時間をＴｏｆｆだけ遅らせる。このＴｏｆｆの値は、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１と電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２の差分を用いて、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１と電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２が前記２つの電流の平均値となるように制御回路３１で演算される。
　図４は、Ｔｏｆｆ期間中におけるスイッチング電源装置１の動作状態を示す図である。ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ　Ｑ４のゲート信号をＯＦＦしてから、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６をＯＦＦするまでの時間中は、ＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ１がＯＦＦであり、ＱＳ２がＯＦＦである。また、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１がＯＦＦであり、Ｑ２がＯＮであり、Ｑ３がＯＮであり、Ｑ４がＯＦＦであり、Ｑ５がＯＦＦであり、Ｑ６がＯＮである。
　第一の低圧回路５により、第一のトランス１１には第一のトランス１１の中点１１ｃからＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ２の方向に電流が流れる。この電流はトランス１１を通して、巻き数比に応じた電流量が高圧側に流れる。高圧側では共通スイッチングレッグ２におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１がＯＦＦであり、Ｑ２がＯＮであり、第一のスイッチングレッグ３におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３がＯＮであり、Ｑ４がＯＦＦであるため、電流は、高圧端子２２から、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２、共通スイッチングレッグ２の中点２ｃ、第一のトランス１１、インダクタ１３、第一のスイッチングレッグ３の中点３ｃ、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３、高圧端子２１の順に流れる電流ループを形成する。このとき、前記ループを通るため、第一のトランス１１に印加された電圧が高圧バッテリ１５に印加される。インダクタ１３には、高圧バッテリの電圧と、第一のトランス１１の巻数比に応じた低圧バッテリの電圧と、の差分が印加される状態となる。この値は零に近い値となる。なお、この状態ではＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２またはＱ３はＯＦＦ状態でも良い。その場合は、前記共通スイッチングレッグ２と第一のスイッチングレッグ３を通る電流は、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２のボディダイオードＤ２またはＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３のボディダイオードＤ３を通る。
　一方、第二の低圧回路６により、第二のトランス１２には第二のトランス１２の中点１２ｃからＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ４の方向に電流が流れる。この電流はトランス１２を通して、巻き数比に応じた電流量が高圧側に流れる。高圧側では、共通スイッチングレッグ２におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１がＯＦＦであり、Ｑ２がＯＮであり、Ｑ５がＯＦＦであり、Ｑ６がＯＮであるため、電流は、高圧端子２２から、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２、共通スイッチングレッグ２の中点２ｃ、第二のトランス１２、インダクタ１４、第二のスイッチングレッグ４の中点４ｃ、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６、高圧端子２１の順に流れる電流ループを形成する。なお、この状態ではＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２はＯＦＦ状態でも良い。その場合は、前記共通スイッチングレッグ２を通る電流は、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２のボディダイオードＤ２を通る。
　このとき、前記ループのように、第二のトランス１２に印加された電圧は、高圧バッテリ１５に印加されないため、インダクタ１４には、第一のトランス１１の巻数比に応じた低圧バッテリの電圧が印加される状態となる。すなわちＴｏｆｆ期間中は、第二のトランス１２の両端子が電気的に短絡された状態となっている。当該第ニのトランス１２を流れる電流は、高圧バッテリ１５に流れずに循環する。そのため、Ｔｏｆｆ期間中は、インダクタ１４の（１）式に記載する特性により流れる電流量が急激に増加していく。（１）式は、インダクタに流れる電流と電圧の関係式である。ＶＬがインダクタに印加される電圧、Ｌｒがインダクタンス、ｄｉ／ｄｔはインダクタに流れる電流量の傾きである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　（１）式より、インダクタ１４に電圧が印加されている間は、インダクタ１４の特性により、流れる電流量が上昇していく。つまり、この電流上昇時間を制御することで、流れる電流量を制御することが可能となる。よって、Ｔｏｆｆ時間を制御することで、スイッチング電源装置における各並列回路の電流量を制御することが可能となる。
　本実施形態に係る電力変換装置は、共通スイッチングレッグ２と第一のスイッチングレッグ３が第一の高圧回路を構成し、共通スイッチングレッグ２と第二のスイッチングレッグ４が第二の高圧回路を構成している。このように、本実施形態に係る電力変換装置は、第一のトランス１１を介して接続される第一の低圧回路５及び第一の高圧回路と、第二のトランス１２を介して接続される第二の低圧回路６及び第二の高圧回路と、を備える。そして、前記第一の高圧回路及び前記第二の高圧回路は、昇圧動作時における第一の低圧回路５への入力電流と第二の低圧回路６への入力電流との電流差が所定の値より小さくなるように、当該第一の高圧回路及び当該第二の高圧回路のスイッチングタイミングが制御される。 言い換えれば、並列接続された低圧側回路を流れる電流値を、高圧側回路のスイッチング動作により、バランスさせるようにしている。
　そして、本実施形態に係る電力変換装置は、第一の高圧回路を構成する共通スイッチングレッグ２のスイッチング制御信号および第一のスイッチングレッグ３のスイッチング制御信号のＯＦＦタイミングに対して、第二の高圧回路を構成する第二のスイッチングレッグ４のスイッチング制御信号のＯＦＦタイミングをＴｏｆｆだけ遅らせている。そして、各スイッチング電源の低圧側端子を流れる電流の差がより小さくなるように、ＯＦＦ時間のタイミング差であるＴｏｆｆを制御することを特徴とする。
　低圧側回路のスイッチングのＤｕｔｙ制御により、低圧側回路の電流アンバランスを制御しようとすると、Ｄｕｔｙ比に制限が生じ、電流制御することができる範囲が限定されてしまう。一方、上述した本実施形態に係る電力変換装置によれば、電流制御することができる範囲を広くすることができる。そして、電力変換装置に流れる電流アンバランスを抑制でき、マージンを持った設計が不要となるため、電力変換装置のコストとサイズが削減できる。
　また、電流不均衡による損失のばらつきが抑制されることで、電力変換装置全体としての効率が向上する。 また、通流される電流がバランスされることで素子の発熱量もバランスされるため、素子の信頼性が向上する。
　（第２の実施形態）
　図５は、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成図である。本実施形態の電力変換装置は、変更する素子を除き、第１の実施形態と同様である。変更される素子は、低圧回路の共通ドライブ回路３７を用いる点である。
　第１の実施形態において、高圧側のスイッチング素子を用いて、スイッチング電源装置１における各並列回路の電流量を制御することが可能である。そのため、電流アンバランスの抑制を、各並列回路における低圧側のスイッチング素子のＤｕｔｙ比で制御する必要がない。したがって、各並列回路における低圧側のスイッチング素子のＤｕｔｙ比を等しくしても、電流アンバランスを制御することが可能である。すなわち、本実施形態においては、同一の制御信号に基づいて、低圧側回路をスイッチング駆動することができる。
　図６には、低圧回路の共通ドライブ回路３７を用いた場合のスイッチング電源装置のゲート信号波形を示す図である。高圧側のスイッチング素子のゲート波形は第１の実施形態と同様であり、省略する。低圧側では、低圧回路の共通ドライブ回路３７を用いているため、低圧回路５と低圧回路６におけるＭＯＳＦＥＴのゲート波形は等しい共通Ｄｕｔｙが出力される。よって、第一のトランス１１および第二のトランス１２には、等しい電圧が印加される。
　一方、素子ばらつきによる電流アンバランスが生じた場合には、第１の実施形態と同様に、高圧側のスイッチング素子を用いて、Ｔｏｆｆ時間を制御することで、スイッチング電源装置１における各並列回路の電流アンバランスを抑制する。
　本実施形態に係る電力変換装置によれば、第一の低圧回路５と第二の低圧回路６とで共通する制御信号に基づいて、スイッチング素子の駆動信号を出力するため、低圧側素子を独立に制御する必要がなくなり、並列数に応じて低圧側素子を駆動する駆動回路を削減することができる。これにより、部品点数削減による電力変換装置の低コスト化、小型化を実現することができる。
　（第３の実施形態）
　図７は、第３の実施形態に係る電力変換装置の構成図である。本実施形態の電力変換装置は、変更する素子を除き、第１または第２の実施形態と同様である。本実施形態においては、高圧側において、共通スイッチングレッグ２と第一のスイッチングレッグ３と第二のスイッチングレッグ４を削除し、スイッチング素子をフルブリッジ構成とした第一の高圧回路７および第二の高圧回路８を追加した点である。
　スイッチング電源装置１の高圧端子２１には、スイッチング素子で構成されるフルブリッジ回路である第一の高圧回路７の一方の端子が接続される。また、高圧端子２２にはスイッチング素子で構成されるフルブリッジ回路である第一の高圧回路７の他方の端子が接続される。さらに、第一の高圧回路７のスイッチングレッグの中点７ａは、第一のトランス１１の一方の端子に接続され、第一の高圧回路７のスイッチングレッグの中点７ｂは第一のトランス１１の他方の端子に接続される。同様に、スイッチング電源装置１の高圧端子２１には、スイッチング素子で構成されるフルブリッジ回路である第二の高圧回路８の一方の端子が接続される。また、高圧端子２２にはスイッチング素子で構成されるフルブリッジ回路である第二の高圧回路８の他方の端子が接続される。さらに、第二の高圧回路８のスイッチングレッグの中点８ａは、第二のトランス１２の一方の端子に接続され、第二の高圧回路８のスイッチングレッグの中点８ｂは第二のトランス１２の他方の端子に接続される。
　第一のトランス１１は、スイッチング素子ＱＳ１、ＱＳ２とダイオードＤＳ１、ＤＳ２からなる第一の低圧回路５に接続され、第一の低圧回路５は並列回路接続端子２６に接続される。第一のトランス１１の中点１１ｃは、平滑インダクタ１９の一方の端子に接続される。平滑インダクタ１９の他方の端子は、電流を検値する電流検出器１７の一方の端子に接続される。電流検出器１７の他方の端子は、並列接続端子２５に接続される。第二のトランス１２は、スイッチング素子ＱＳ３、ＱＳ４とダイオードＤＳ３、ＤＳ４からなる第二の低圧回路６に接続され、第二の低圧回路６は並列回路接続端子２６に接続される。第二のトランス１２の中点１２ｃは、平滑インダクタ２０の一方の端子に接続される。平滑インダクタ２０の他方の端子は、電流を検値する電流検出器１８の一方の端子に接続される。電流検出器１８の他方の端子は、並列接続端子２５に接続される。
　スイッチング電源装置１の低圧端子２３は、低圧バッテリ１６の正極に接続される。スイッチング電源装置１の低圧端子２４は、低圧バッテリ１６の負極に接続される。なお、低圧バッテリと並列に平滑用のコンデンサを挿入しても良く、低圧バッテリの他に低圧用の負荷が並列に接続されていても良い。また、低圧回路５，６には、インダクタとキャパシタなどで構成される平滑回路が挿入されていても良い。
　本実施形態に係る電力変換装置は、制御回路３１を備える。制御回路３１は、第一の高圧回路７と、第二の高圧回路８と、第一の低圧回路５と、第二の低圧回路の動作を制御する。制御回路３１より出される各制御信号は、共通スイッチングレッグのドライブ回路３２と、高圧回路のドライブ回路３８，３９と、共通低圧ドライブ回路３７に入力され、各スイッチング素子を駆動できる電力に変換される。
　なお、図７で説明した本実施形態では、第一のトランス１１および第二のトランス１２はセンタータップ方式を採用しているが、カレントダブラ方式やその他方式を使用しても良い。また、スイッチング電源装置１は、電流を検値する電流検出器１７は並列接続端子２５と第一のトランス１１の中点１１ｃの間に接続されているが、並列回路の電流量が検出できるところであれば良く、電流を検値する電流検出器１８は並列接続端子２６と第一のトランス１２の中点１２ｃの間に接続されているが、並列回路の電流量が検出できるところであれば良い。また、第一のトランス１１と第二のトランス１２の巻き数比は互いに等しければ、巻数が異なっていても良い。
　制御回路３１は、電流検出器１７，１８で検出した電流を監視している。制御回路３１は、検出した電流量に基づいて、第一の高圧回路７と、第二の高圧回路８と、第一の低圧回路５と、第二の低圧回路６の動作を制御する。ここで、スイッチング電源装置１の電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１とし、スイッチング電源装置１の電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２と定義する。
　以下では、スイッチング電源装置１において、素子バラツキなどにより電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より大きい場合（Ｉｏ１＞Ｉｏ２）とする。電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より小さい場合（Ｉｏ２＞Ｉｏ１）は対称動作となる。
　図８は、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１が電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２より大きい場合（Ｉｏ１＞Ｉｏ２）におけるスイッチング電源装置のゲート信号波形を示す図である。
　昇圧動作において制御回路３１は、第一のトランス１１に印加する電圧と第二のトランス１２に印加する電圧を制御するため、第一の低圧回路５と、第二の低圧回路のゲート信号を制御する。第一の高圧回路７と、第二の高圧回路８は、第一のトランス１１に印加する電圧と第二のトランス１２に印加する電圧を高圧バッテリへ送るため、整流動作を行う。この際、第一の高圧回路７のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１とＱ４のゲート信号をＯＦＦする時間に対し、第二の高圧回路８のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ８のゲート信号をＯＦＦする時間をＴｏｆｆだけ遅らせる。このＴｏｆｆの値は、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１と電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２の差分を用いて、電流検出器１７で検出した電流をＩｏ１と電流検出器１８で検出した電流をＩｏ２が前記２つの電流の平均値となるように制御回路３１で演算される。
　図８は、Ｔｏｆｆ期間中におけるスイッチング電源装置１の動作状態を示す図である。Ｔｏｆｆ期間中は、第一の低圧回路５におけるＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ１がＯＦＦであり、ＱＳ２がＯＦＦである。また、第一の高圧回路７におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦであり、Ｑ２、Ｑ３がＯＮである。第二の高圧回路８におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ５、Ｑ７がＯＦＦであり、Ｑ６、Ｑ８がＯＮである。
　第一の低圧回路５により、第一のトランス１１には第一のトランス１１の中点１１ｃからＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ２の方向に電流が流れる。この電流はトランス１１を通して、巻き数比に応じた電流量が高圧側に流れる。高圧側では第一の高圧回路７におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦであり、Ｑ２、Ｑ３がＯＮであるため、電流は、高圧端子２２から、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２、第一の高圧回路７の一方の中点７ａ、第一のトランス１１、インダクタ１３、第一の高圧回路７の他方の中点７ｂ、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３、高圧端子２１の順に流れる電流ループを形成する。このとき、前記ループのように、第一のトランス１１に印加された電圧は、高圧バッテリ１５に印加されるため、インダクタ１３には電圧は高圧バッテリと第一のトランス１１の巻数比に応じた低圧バッテリの電圧との差分が印加される状態となる。この値は零に近い値となる。なお、この状態では、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２およびＱ３はＯＦＦ状態でも良い。その場合は、第一の高圧回路を通る電流は、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ２のボディダイオードＤ２およびＭＯＳＦＥＴ　Ｑ３のボディダイオードＤ３を通る。
　一方、第二の低圧回路６により、第二のトランス１２には第二のトランス１２の中点１２ｃからＭＯＳＦＥＴ　ＱＳ４の方向に電流が流れる。この電流はトランス１２を通して、巻き数比に応じた電流量が高圧側に流れる。高圧側では第二の高圧回路８におけるＭＯＳＦＥＴ　Ｑ５、Ｑ７がＯＦＦであり、Ｑ６、Ｑ８がＯＮであるため、電流は、高圧端子２２から、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６、第二の高圧回路８の一方の中点８ａ、第二のトランス１２、インダクタ１４、第二の高圧回路８の他方の中点８ｂ、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ８、高圧端子２２の順に流れる電流ループを形成する。なお、この状態ではＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６はＯＦＦ状態でも良い。その場合は、第二の高圧回路を通る電流は、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ６のボディダイオードＤ６を通る。このとき、前記ループのように、第二のトランス１２に印加された電圧は、高圧バッテリ１５に印加されないため、インダクタ１４には、低圧側からの電圧が印加される状態となる。そのため、Ｔｏｆｆ期間中は、実施例１に記載のインダクタ１４の（１）式に記載する特性により流れる電流量が急激に増加していく。（１）式より、インダクタ１４に電圧が印加されている間は、インダクタ１４の特性により、流れる電流量が上昇していく。つまり、この電流上昇時間を制御することで、流れる電流量を制御することが可能となる。よって、Ｔｏｆｆ時間を制御することで、スイッチング電源装置における各並列回路の電流量を制御することが可能となる。
　本実施形態に係る電力変換装置によれば、第一の高圧回路７のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１とＱ４のゲート信号をＯＦＦする時間に対し、第二の高圧回路７のＭＯＳＦＥＴ　Ｑ５とＱ８のゲート信号をＯＦＦする時間Ｔｏｆｆを、各スイッチング電源に流れる低圧側端子を流れる電流量の差がより小さくなるように、ＯＦＦ時間のタイミング差Ｔｏｆｆを制御する。これにより、スイッチング電源装置１に流れる各並列回路間の電流アンバランスを抑制でき、マージンを持った設計が不要となるため、電力変換装置のコストとサイズが削減できる。
　（第４の実施形態）
　第４の実施形態は、第１の実施形態から第３の実施形態におけるスイッチング電源装置１の使用方法に関するものである。図９は、第１の実施形態から第３の実施形態におけるスイッチング電源装置１を備えた電源システムの例として、自動車１００に適用した場合の実施形態である。
　昇圧動作において、以下の（ａ）～（ｃ）の３つの動作モードがある。
（ａ）高圧バッテリ１５放電時の低圧バッテリからの充電モード
　図１０（ａ）は、低圧バッテリ１６から、スイッチング電源装置１を用いて昇圧し、高圧バッテリ１５に電力を供給している状態を示す図である。高圧バッテリ１５が放電してしまい、高圧側の負荷が動作できない場合、スイッチング電源装置１を用いて、低圧バッテリ１６から電力を昇圧し、高圧バッテリ１５に電力を供給する。このとき、スイッチング電源装置１の電力容量は、電流量の少ない軽負荷状態から、電流量の多い重負荷状態まで動作する。制御回路３１は、要求電力容量により動作モードを決定する。
　第１、第３の実施形態において、要求電力が小さい場合には、低圧回路５もしくは低圧回路６のどちらか一方を停止させる軽負荷モードとなる。軽負荷モードでは、低圧回路５もしくは低圧回路６のどちらか一方が停止するため、第一のトランス１１もしくは第二のトランス１２のどちらか一方に電圧が印加されない。もしくは、軽負荷モードの動作として、低圧回路５または低圧回路６のどちらか一方に電流を流すことができるように、電流切替用のスイッチを設ける構成としてもよい。
　一方、要求電力が大きい場合には、低圧回路５と低圧回路６どちらも動作させ、第一のトランス１１と第二のトランス１２のどちらにも電圧が印加される重負荷モードとなる。重負荷モードでは、スイッチング電源装置１の各並列回路が動作するため、実施例１および実施例３に記載したＴｏｆｆ時間を制御し、各並列回路の電流差が小さくなるように制御される。
（ｂ）高圧バッテリ１５が故障時、低圧バッテリ１６からの高圧側の負荷４１へ電力供給モード
　図１０（b）は、低圧バッテリ１６から、スイッチング電源装置１を用いて昇圧し、高圧側の負荷４１に電力を供給している状態を示す図である。高圧バッテリ１５の故障時に、高圧側の負荷に電力が供給できない場合、スイッチング電源装置１を用いて、低圧バッテリ１６から電力を昇圧し、高圧側の負荷４１に電力を供給する。このとき、スイッチング電源装置１の電力容量は、電流量の少ない軽負荷状態から電流量の多い重負荷状態まで動作する。
　スイッチング電源装置１は、制御回路３１が要求電力容量により動作モードを決定する。第１、第３の実施形態において、要求電力が小さい場合には、軽負荷モードとなる。一方、要求電力が大きい場合には、重負荷モードとなる。重負荷モードでは、スイッチング電源装置１の各並列回路が動作するため、第１、第３の実施形態に記載したＴｏｆｆ時間を遅らせる動作を行い、各並列回路の電流差が小さくなるように制御される。
（ｃ）低圧バッテリ１６の劣化診断のための低圧バッテリ１６からの放電
　図１０（c）は、低圧バッテリ１６から、スイッチング電源装置１を用いて昇圧し、高圧バッテリ１５、高圧側の負荷４１に電力を放電している状態を示す図である。低圧バッテリ１６の劣化診断のため、短時間定格電力を放電する場合、スイッチング電源装置１を用いて、低圧バッテリ１６から電力を昇圧し、高圧バッテリや高圧側の負荷４１に電力を放電する。このとき、スイッチング電源装置１の電力容量は、電流量の少ない軽負荷状態から電流量の多い重負荷状態まで動作する。
　スイッチング電源装置１は、制御回路３１が要求電力容量により動作モードを決定する。第１、第３の実施形態において、要求電力が小さい場合には、軽負荷モードとなる。一方、要求電力が大きい場合には、重負荷モードとなる。重負荷モードでは、スイッチング電源装置１の各並列回路が動作するため、実施例１および実施例３に記載したＴｏｆｆ時間を遅らせる動作を行い、各並列回路の電流差が小さくなるように制御される。
　本実施形態の電源システムによれば、（ａ）高圧バッテリ１５放電時の低圧バッテリからの充電、（ｂ）高圧バッテリ１５が故障時、高圧側の負荷４１への低圧バッテリ１６からの電力供給、（ｃ）低圧バッテリ１６の劣化診断のための低圧バッテリ１６からの放電の各状態における昇圧時において、電流量の少ない軽負荷状態から、電流量の多い重負荷状態まで動作することが可能である。軽負荷状態では、第一のトランス１１もしくは第二のトランス１２のどちらか一方に電圧が印加されない状態となるため、各トランスの鉄損が低減され、スイッチング電源装置１は高効率な動作が可能である。また、重負荷状態では、各スイッチング電源装置に流れる電流アンバランスに応じて、Ｔｏｆｆが制御されることで、電流アンバランスを抑制できる。これにより、マージンを持った設計が不要となるため、電力変換装置のコストとサイズが削減できる。
　また、前記軽負荷モードでは、上述したように、低圧回路５もしくは低圧回路６のどちらか一方を停止させるものであるが、必ずしも一方のみの低圧回路を動作させる必要はない。すなわち、低圧回路５と低圧回路６を交互に駆動させるものも、上記の軽負荷モードは含むものである。例えばこのように、低圧回路５と低圧回路６を交互に駆動させた場合、各トランスでの発熱も交互にすることができるため、熱的な偏りを抑制することが可能である。
　なお、本実施形態においては、電源システムとして自動車に適用した場合を例示したが、これ以外の電源システムへの適用も可能である。
１：スイッチング電源装置
２：共通スイッチングレッグ
３：第一のスイッチングレッグ
４：第二のスイッチングレッグ
５：第一の低圧回路
６：第二の低圧回路
１１：第一のトランス
１２：第二のトランス
１３：第一のインダクタ
１４：第二のインダクタ
１５：高圧バッテリ
１６：低圧バッテリ
１７，１８：電流検出器
１９，２０：平滑インダクタ
２１，２２：高圧端子
２３，２４：低圧端子
２５，２６：並列回路接続端子
３１：制御回路
３２：共通スイッチングレッグのドライブ回路
３３，３４、３８，３９：高圧回路のドライブ回路
３５，３６：低圧回路のドライブ回路
３７：低圧回路の共通ドライブ回路
４１：高圧側負荷

Claims (10)

  1. 　第１トランスを介して接続される第１低圧側回路及び第１高圧側回路と、
    　第２トランスを介して接続される第２低圧側回路及び第２高圧側回路と、を備え、
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路は、昇圧動作時における前記第１低圧側回路への入力電流と前記第２低圧側回路への入力電流との電流差が所定の値より小さくなるように、当該第１高圧側回路及び当該第２高圧側回路のスイッチングタイミングが制御される電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記第１低圧側回路又は前記第２低圧側回路のうち少なくともいずれか一方にスイッチング素子の駆動信号を出力するドライバ回路を備える電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置であって、
    　前記第１低圧側回路及び前記第２低圧側回路に駆動信号を出力するドライバ回路を備え、
    　前記ドライバ回路は、前記第１低圧側回路と前記第２低圧側回路とで共通する制御信号に基づき、前記駆動信号を出力する電力変換装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置であって、 
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路は、当該第１高圧側回路又は当該第２高圧側回路のスイッチングタイミングにおいて前記第１トランス又は前記第２トランスのいずれか一方のトランスの両端子を電気的に短絡させる期間が設けられるように制御される電力変換装置。 
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置であって、 
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路の少なくとも一方は、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点に前記第１トランスの一端が接続される第１スイッチングレッグと、上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との接続点に前記第１トランスの他端が接続される第２スイッチングレッグと、を有し、 
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路の前記一方は、前記第１スイッチングレッグの上アーム側スイッチング素子と前記第２スイッチングレッグの上アーム側スイッチング素子をオンにするか、または、前記第１スイッチングレッグの下アーム側スイッチング素子と前記第２スイッチングレッグの下アーム側スイッチング素子をオンにする期間が設けられるように制御される電力変換装置。 
  6. 　請求項４又は５のいずれかに記載の電力変換装置であって、 
    　前記期間は、前記第１低圧側回路への入力電流と前記第２低圧側回路への入力電流との前記電流差に基づいて算出される電力変換装置。 
  7. 　請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置であって、 
    　前記第１高圧側回路は、前記第１トランスの一端に接続されるとともに前記第２トランスの一端に接続される共通スイッチングレッグと、前記第１トランスの他端に接続される第１スイッチングレッグと、で構成され、 
    　前記第２高圧側回路は、前記共通スイッチングレッグと、前記第２トランスの他端に接続される第２スイッチングレッグと、で構成される電力変換装置。 
  8. 　請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置と、 
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路と接続される高圧側バッテリと、 
    　前記第１低圧側回路及び前記第２低圧側回路と接続される低圧側バッテリと、を備え、
    　前記低圧側バッテリの電圧を前記電力変換装置を介して前記高圧側バッテリに充電する電源システム。 
  9. 　請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置と、 
    　前記第１高圧側回路及び前記第２高圧側回路と接続される高圧側バッテリと、 
    　前記第１低圧側回路及び前記第２低圧側回路と接続される低圧側バッテリと、 
    　前記高圧側バッテリと並列に接続される負荷と、を備え、 
    　前記低圧側バッテリの電圧を前記電力変換装置を介して前記負荷に供給する電源システム。 
  10. 　請求項８又は９のいずれかに記載の電動車両であって、 
    　前記低圧側バッテリからの供給電力容量が所定値より小さい場合は、前記第１低圧側回路又は前記第２低圧側回路のいずれか一方の動作を停止し、 
    　前記低圧側バッテリからの供給電力容量が所定値より大きい場合は、前記第１低圧側回路及び前記第２低圧側回路のいずれも動作させる電源システム。 
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107733236A (zh) * 2017-10-27 2018-02-23 深圳市保益新能电气有限公司 一种宽范围双向软开关直流变换电路及其控制方法
US12068692B2 (en) 2021-12-15 2024-08-20 Raytheon Company Multi slope output impedance controller to reduce current imbalance in a masterless configuration of n parallel-connected power converters and improve load regulation in a single power converter

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20220085934A (ko) * 2020-12-15 2022-06-23 현대모비스 주식회사 양방향 절연형 dc-dc 컨버터 및 그 제어장치와 운용방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11206123A (ja) * 1998-01-16 1999-07-30 Sansha Electric Mfg Co Ltd アーク利用機器用直流電源装置
WO2009001854A1 (ja) * 2007-06-28 2008-12-31 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2010124671A (ja) * 2008-11-21 2010-06-03 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2013005594A (ja) * 2011-06-16 2013-01-07 Ihi Corp 電力変換装置及び充電装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11187662A (ja) * 1997-12-24 1999-07-09 Isuzu Motors Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4298036B2 (ja) * 1999-01-26 2009-07-15 東芝三菱電機産業システム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
US7295448B2 (en) * 2004-06-04 2007-11-13 Siemens Vdo Automotive Corporation Interleaved power converter
JP5186817B2 (ja) * 2007-06-20 2013-04-24 新日鐵住金株式会社 容器用鋼板
JP5133151B2 (ja) * 2008-07-03 2013-01-30 スミダコーポレーション株式会社 インバータ回路
TWI379502B (en) 2008-12-05 2012-12-11 Ind Tech Res Inst Multiple phases full bridge power converter
JP6121827B2 (ja) * 2013-07-26 2017-04-26 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11206123A (ja) * 1998-01-16 1999-07-30 Sansha Electric Mfg Co Ltd アーク利用機器用直流電源装置
WO2009001854A1 (ja) * 2007-06-28 2008-12-31 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2010124671A (ja) * 2008-11-21 2010-06-03 Shindengen Electric Mfg Co Ltd 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2013005594A (ja) * 2011-06-16 2013-01-07 Ihi Corp 電力変換装置及び充電装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107733236A (zh) * 2017-10-27 2018-02-23 深圳市保益新能电气有限公司 一种宽范围双向软开关直流变换电路及其控制方法
WO2019080245A1 (zh) * 2017-10-27 2019-05-02 深圳市保益新能电气有限公司 一种宽范围双向软开关直流变换电路及其控制方法
CN107733236B (zh) * 2017-10-27 2019-11-12 深圳市保益新能电气有限公司 一种宽范围双向软开关直流变换电路及其控制方法
US12068692B2 (en) 2021-12-15 2024-08-20 Raytheon Company Multi slope output impedance controller to reduce current imbalance in a masterless configuration of n parallel-connected power converters and improve load regulation in a single power converter

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