JP4379396B2

JP4379396B2 - 昇降圧チョッパ式ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4379396B2
Application number: JP2005238982A
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Inventors: 公計中村; 剛山下
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Description

本発明は、入力直流電源の電源電圧変動にもかかわらず好適な定電圧を出力する昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

車載電源系では電圧が異なる二つのバッテリにより車載電源系を構成する２バッテリ型車両用電源装置がハイブリッド車やアイドルストップ車において公知あるいは実用されている。この２バッテリ型車両用電源装置では、定格１２Vの補機バッテリはＤＣ−ＤＣコンバータにより数十〜数百Ｖの高電圧バッテリから給電され、高電圧バッテリは高電圧の発電装置により充電される。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を制御するコンバータ制御回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータの半導体パワースイッチング素子をＰＷＭフィードバック制御することによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧すなわち低電圧バッテリの端子電圧を所定の目標値に収束させる。この種の２バッテリ型車両用電源装置として、たとえば下記の特許文献１が知られている。
特開２００３−０３３０１５号公報コンバータ制御回路の電源電力は補機バッテリから供給されるのが好適であるが、補機バッテリ電圧変動がコンバータ制御回路の動作に影響するのを防止するために補機バッテリ電圧を定電圧電源回路により定電圧化してコンバータ制御回路に電源電圧として印加する必要がある。この種の小電力定電圧電源回路としては、チョッパ回路の採用が好適である。

ハイブリッド車などでは無駄な電力損失の低減要求が強く、このためチョッパ回路としてスルーモードの採用が可能な昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータを採用することが好適である。この昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧Ｖｉｎと目標値とが略等しい場合、スイッチングを停止して入力電圧をたとえばダイオードを通じて直接出力することによりスイッチング損失を低減したり、このスイッチングによる平滑コンデンサの損失や温度上昇を低減することができる利点を有している。

しかしながら、この昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータは、その起動に際して出力側の平滑コンデンサに大きな突入電流が流入するという問題を有している。このような大きな突入電流の発生は昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の電流定格の増加という問題がある。

この突入電流低減のために昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータのＰＷＭ制御のデューティ比を徐増させるソフトスタート起動が考えられる。しかし、このソフトスタートを行うと、昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータからコンバータ制御回路への正常な電源電圧供給が遅延し、補機バッテリの充電が遅れてしまう可能性がありこれを回避するためにソフト的又はハード的に更なる回路機能を追設したり、複雑な制御を実行したりすることも可能であるが、回路規模の増大や制御の複雑化を招いてしまう。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、起動に際して速やかな出力が可能でかつ制御が簡単な昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としている。

本発明の昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータは、チョークコイル５４と、前記チョークコイル５４への入力側に配置されて前記チョークコイル５４の入力端への入力電流を断続し、降圧するトランジスタＴ１と、前記チョークコイル５４の出力端に配置され、断続することで昇圧させるトランジスタＱ２と、一対の出力端に接続する平滑コンデンサ５５とを有して、入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する昇降圧チョッパ回路５１と、前記トランジスタＴ１、Ｑ２のＰＷＭ制御におけるデューティ比を調整して前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔを所定目標レベルに維持する定電圧制御を行うチョッパ制御回路５２と、を有する昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記チョッパ制御回路５２、前記昇降圧チョッパ回路５１の起動に際して、前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが前記所定目標レベルより所定値ΔＶだけ小さい所定しきい値Ｖｔｈに達するまで、前記トランジスタＴ１、Ｑ２を一定周期で同時オンオフするとともにデューティ比を徐増させ、前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが前記所定目標値より所定値ΔＶだけ小さい所定しきい値Ｖｔｈに達したら定電圧制御を開始する起動制御回路６１を有するとともに、前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の低しきい値電圧Ｖ１より小さい場合に昇圧モードを、前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の高しきい値電圧Ｖ２より大きい場合に降圧モードを、前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧ＶｉｎがＶ１以上かつＶ２以下の場合に前記トランジスタＴ１、Ｑ２の断続を停止して前記入力電圧Ｖｉｎを直接出力するスルーモードを行うことを特徴としている。

すなわち、この発明は、昇降圧チョッパ回路５１のトランジスタＴ１、Ｑ２の同時オン及びデューティ比徐増を行うソフトスタート制御に際して、昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Voutがその目標値より低い所定しきい値Vthに達したら定電圧制御を開始させる。これにより出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に達してから定電圧制御に移行するのに比べて格段に起動制御に要する時間を短縮することができる。ただし、この発明では出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも小さいため突入電流が流れるのを阻止することはできない。しかし、出力電圧Ｖｏｕｔすなわち昇降圧チョッパ回路５１の出力平滑コンデンサ５５の蓄電電圧はある程度まで増大しているため突入電流はこのソフトスタートをまったく実行しない場合に比較して格段に小さくすることができ、昇降圧チョッパ回路５１のスイッチング素子の大型化を必要としない。

なお、この発明で言う「出力電圧Voutがその目標値より低い所定しきい値Vthに達したら」という起動制御から定電圧制御への移行条件の代わりに、上記ソフトスタート制御を起動時点から一定期間だけ行うことができる。ただし、この一定期間終了後の出力電圧Ｖｏｕｔはその目標値より所定値ΔVだけ低くなるように設定されるべきである。

さらに、この発明は、前記チョッパ制御回路５２は、トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の低しきい値電圧V１より小さい場合に昇圧モードを、トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の高しきい値電圧Ｖ２より大きい場合に降圧モードを、トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧ＶｉｎがＶ１以上かつＶ２以下の場合に前記トランジスタＴ１、Ｑ２の断続を停止して前記入力電圧Ｖｉｎを直接出力するスルーモードを昇降圧チョッパ回路５１を行わせる。このようにすれば、昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力低減と、平滑コンデンサの温度上昇の低下を図ることができ、平滑コンデンサの寿命延長を図ることができる。更に、外部に放射するスイッチングノイズも減少する効果も生じる。

好適な態様において、前記しきい値電圧Ｖｔｈは、前記低しきい値電圧V１より所定値ΔVだけ小さい値とされる。このようにすれば、起動時のソフトスタート制御の後の定電圧制御において、降圧モードを選択する場合においても、ソフトスタート時に出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させた後、その後の降圧モードにて出力電圧Ｖｏｕｔを再び低下させる無駄を回避することができ、無駄な電力消費を減らし、速やかに定電圧制御に移行することができる。

好適な態様において、前記しきい値電圧Ｖｔｈは、前記低しきい値電圧V１の８０〜９５％の値とされる。このようにすれば、突入電流の大幅な増大が無いため、ソフトスタートの早期終了を確保しつつ昇降圧チョッパ回路のスイッチング素子の大型化や出力平滑コンデンサの温度上昇を抑止し、損失の低減を実現することができる。

好適な態様において、この昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータは、２バッテリ型車両用電源装置のコンバータ制御回路の定電圧電源回路に適用され、補機バッテリからこの昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータをスルーモード動作させるためのしきい値電圧V１〜V2は補機バッテリの最も頻繁に生じる再際電圧値をVyとするとき、Vy−（１／２）・ΔV〜Vy＋（１／２）・ΔVに設定される。このようにすれば、上記定電圧制御において、スルーモードが生じる期間の占有率を増大でき、損失低減を図ることができる。

本発明の昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータの好適実施例を以下に説明する。ただし、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、本発明の各構成要素の一部又は全部を他の公知の技術又はそれと同等機能を有する技術に置換しても良いことはもちろんである。

（実施例）
本発明の昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータが適用された２バッテリ型車両用電源装置を図１に示す回路図を参照して説明する。

図１に示す２バッテリ型車両用電源装置は、ハイブリッド車の走行エネルギー蓄電用の主バッテリ１から、補機及び電子制御装置給電用の補機バッテリ２に電圧降下して給電するためのものであって、３はバッテリ充電用ＤＣ−ＤＣコンバータ、４はこのＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を制御するコンバータ制御回路であり、コントローラ４１と駆動回路４２とを有している。また、コンバータ制御回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の内部状態に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子をフィードバックPWM制御する制御回路であって、内部に所定定電圧の電源電圧を発生するための補助電源５を内蔵している。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、入力平滑コンデンサ３１、フルブリッジ型のインバータ回路３２、降圧トランス３３、同期整流回路３４、チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６からなる周知の回路構成を採用するが、他の公知のＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成を採用しても良い。チョークコイル３５、出力平滑コンデンサ３６は公知の出力平滑回路を構成している。

コントローラ４１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流を検出する電流センサ６が検出した電流検出値と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧とを読み込み、この出力電圧と所定目標電圧値との偏差を０とするための制御指令を出力する。また、コントローラ４１は、読み込んだ電流検出値が所定範囲を逸脱する場合にはＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング動作を停止してそれを保護する機能も有している。

駆動回路４２は、コントローラ４１から受信した制御指令に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ３の各スイッチング素子を断続制御するためのＰＷＭ制御用のゲート電圧を形成し、各ゲート電圧をインバータ回路３２の各MOSトランジスタや同期整流回路３４の各MOSトランジスタに出力する。

駆動回路４２から入力されるゲート電圧によりインバータ回路３２の各ＭＯＳトランジスタがＰＷＭフィードバック制御され、インバータ回路３２の平均出力電圧は上記したＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧は所定目標電圧値に収束する。また、駆動回路４２から入力されるゲート電圧により同期整流回路３４を構成する一対のトランジスタもインバータ回路３２の各MOSトランジスタと同期してスイッチング制御され、同期整流回路３４は降圧トランス３３の二次電圧を同期整流を行う。同期整流回路３４の出力電圧は出力平滑回路により平滑された後、車載バッテリをなす補機バッテリ２を充電する。

補助電源５は、定電圧電源回路であって、補機バッテリ２から給電された入力電力に基づいて形成した所定電圧範囲の定電源電圧をコントローラ４１及び駆動回路４２に給電する。

上記したＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成及びその動作はもはや周知であり、これ以上の説明は省略する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、コントローラ４１、駆動回路４２の回路構成としては上記した図１の回路構成以外に種々のバリエーションが提案されているが、それらは本発明の主旨ではないので説明を省略する。次に、この実施例の特徴をなす補助電源５の回路構成について図２を参照して以下に説明する。

補助電源５は、補機バッテリ２から給電される入力電力を定電圧化するＤＣ−ＤＣコンバータである昇降圧チョッパ回路５１と、昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧をフィードバックＰＷＭ制御するチョッパ制御回路５２とからなる。なお、ここで言うフィードバックＰＷＭ制御あるいはＰＷＭフィードバック制御とは、被制御対象回路（ここでは昇降圧チョッパ回路５１）の出力パラメータ（ここでは出力電圧）と予め記憶するその目標値（ここでは目標電圧値）との偏差を０とするように、一定周期にて断続制御される被制御対象回路のスイッチング素子のオン・デューティ比を制御する方式を言う。

昇降圧チョッパ回路５１は、入力平滑コンデンサ５３、ＰＮＰトランジスタＴ１、ダイオードＤ１、Ｄ２、チョークコイル５４、ＮMOSトランジスタQ2、出力平滑コンデンサ５５、抵抗Rからなる。昇降圧チョッパ回路５１は、トランジスタＴ１を常時オンし、トランジスタＱ２をＰＷＭスイッチング制御することにより入力電圧を昇圧して出力し、トランジスタＱ２を常時オフし、トランジスタＴ１をＰＷＭスイッチング制御することにより入力電圧を降圧して出力する。昇降圧チョッパ回路５１の動作自体は周知でありかつ本発明の主旨でもないので、これ以上の説明は省略する。なお、昇降圧チョッパ回路５１の代わりに他の公知の昇降圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータ回路構成に置換しても良い。

チョッパ制御回路５２は、昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧とその目標電圧との偏差を電圧増幅してアナログ直流電圧を出力する誤差増幅器５６と、この誤差増幅器が出力するアナログ直流電圧に応じたデューティ比と所定周期のキャリヤ周波数をもつＰＷＭ電圧を出力するＰＷＭコンパレータ５７と、後述のモード選択回路５８と、モード選択回路５８の出力に基づいてトランジスタＴ１、Ｑ２の動作を制御するための制御信号Ｓ１、Ｓ２を形成し、これら制御信号Ｓ１、Ｓ２をトランジスタＴ１、Ｑ２に出力する駆動回路５９と、モード選択回路５８にモード選択信号Ｍを出力するセレクトゲート回路６０と、起動時にソフトスタートを行う起動制御回路６１とからなる。

モード選択回路５８及びセレクトゲート回路６０の回路機能について図３に示すモード説明図を参照して以下に具体的に説明する。

セレクトゲート回路６０は、補機バッテリ２の電圧（すなわち被制御対象回路である昇降圧チョッパ回路５１の入力電圧）の大きさに応じて動作モード（以下、単にモードとも言う）を選択し、選択したモードに応じたモード選択信号Ｍを出力する論理回路である。セレクトゲート回路６０の回路機能は、ハードウエア又はソフトウエアにより種々の形態にて実現できることは当然であり、たとえば２つのコンパレータにより実現することができる。

この実施例では、昇圧モード、スルーモード、降圧モードが動作モードとして採用される。セレクトゲート回路６０は、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１より小さい場合に昇圧モードを、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが高電位しきい値電圧Ｖ２より大きい場合に降圧モードを、補機バッテリ２の電圧Ｖｉｎが低電位しきい値電圧Ｖ１以上かつ高電位しきい値電圧Ｖ２以下の場合にはスルーモードを示すモード選択信号をモード選択回路５８に出力する。

モード選択回路５８は、昇圧モードの選択を指示された場合にトランジスタＴ１の常時オンを駆動回路５９に指令するとともに、ＰＷＭコンパレータ５７から入力されたＰＷＭ制御信号をトランジスタＱ２に出力するように駆動回路５９に指令する。これにより、昇降圧チョッパ回路５１は昇圧動作を行い、かつ、チョッパ制御回路５２は昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧を所定の目標電圧に収束させるべくトランジスタＱ２をＰＷＭフィードバック制御する。

モード選択回路５８は、降圧モードの選択を指示された場合にトランジスタＱ２の常時オフを駆動回路５９に指令するとともに、ＰＷＭコンパレータ５７から入力されたＰＷＭ制御信号をトランジスタＴ１に出力するように駆動回路５９に指令する。これにより、昇降圧チョッパ回路５１は降圧動作を行い、かつ、チョッパ制御回路５２は昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧を所定の目標電圧に収束させるべくトランジスタＱ２をＰＷＭフィードバック制御する。

モード選択回路５８は、スルーモードの選択を指示された場合にトランジスタＴ１の常時オンとトランジスタＱ２の常時オフを駆動回路５９に指令する。すなわち、補機バッテリ２の電圧が所定電圧範囲（Ｖ１〜Ｖ２）である場合には、ＰＷＭフィードバック制御が停止される。これにより、補機バッテリ２の電圧からダイオードＤ２の順方向電圧降下を差し引いた値にほぼ等しい電源電圧（Ｖ１−約０．７Ｖ〜Ｖ２−約０．７Ｖ）がコントローラ４１及び駆動回路４２に印加される。したがって、電源電圧（Ｖ１−約０．７Ｖ〜Ｖ２−約０．７Ｖ）が印加される場合に、コントローラ４１及び駆動回路４２がＤＣ−ＤＣコンバータ３の各トランジスタをスイッチングしてＤＣ−ＤＣコンバータ３を支障なく運転できるように、各MOSトランジスタの出力インピーダンスは調整される。

つまり、この実施例では、図１に示すコンバータ制御回路４のコントローラ４１及び駆動回路４２の好適電源電圧範囲を補機バッテリ２の電圧（すなわち補助電源５の入力電圧）の最頻帯に一致させ、かつ、補助電源５の電圧がコンバータ制御回路４の電源電圧の好適電源電圧範囲内にある場合には、補助電源５の昇降圧チョッパ回路５１のＰＷＭフィードバック制御を停止する。これにより、補助電源５の無駄なスイッチング損失を減らすことができ、バッテリ電力の節約を行うことができる。

また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧すなわち補助電源５の入力電圧は、図４に示されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧及び出力電流に応じて変動する。当然、補助電源５は、これら変動に応じて上記した昇圧モード、降圧モード、スルーモードを採用し、これら変動にかかわらず正常に所定の定電源電圧を出力して、コンバータ制御回路４によるＤＣ−ＤＣコンバータ３の制御を正常に確保することができる。また、スルーモードを採用することにより、トランジスタＴ１、Ｑ２のスイッチングに伴う昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧の高速変動が解消し、平滑コンデンサ５５の充放電負担がなくなる。平滑コンデンサ５５には容量が大きい電解コンデンサを用いるのが通常であるが、電解コンデンサの充放電はその電解液の劣化などにより寿命低下問題が存在するが、スルーモードの採用によりこの問題も改善することができる。

（補助電源５の起動制御）
次に、この実施例の要旨をなす昇降圧チョッパ回路５１の起動制御を以下に詳しく説明する。この制御は、チョッパ制御回路５２に内蔵された起動制御回路６１により実施される。この起動制御は、図２に示す昇降圧チョッパ回路５１の平滑コンデンサ５５に大きな突入電流が流れるのを防ぐために実施される。この起動制御を図５に示すフローチャート及び図６に示すタイミングチャートを参照して説明する。なお、図５に示される演算処理をハードウエア回路により実行してもよいことは言うまでもない。

起動信号が入力されると処理が開始され、まずトランジスタＴ１、Ｑ２を同一タイミングでＰＷＭ駆動し、それらのオン・デューティ比を徐々に増加していく（Ｓ１００）。トランジスタＴ１、Ｑ２が同時オンする同時オン期間に、電流は、補機バッテリ２の正極からトランジスタＴ１、チョークコイル５４、トランジスタＱ２を通じて、補機バッテリ２の負極に流れ、チョークコイル５４に磁気エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタＴ１、Ｑ２が同時オフする同時オフ期間に、電流は、チョークコイル５４の蓄積磁気エネルギーによりダイオードD1、チョークコイル５４、ダイオードＤ２を通じて平滑コンデンサ５５に流れ、平滑コンデンサ５５を充電する。平滑コンデンサ５５の正極に接続される昇降圧チョッパ回路５１の出力端は、図１に示すコントローラ４１及び駆動回路４２に電源電圧を給電する。これら少なくともコントローラ４１好適にはコントローラ４１及び駆動回路４２は誤動作防止のために所定基準値Vx以上の電源電圧が入力されない限り作動しないように設計されている。

トランジスタＴ１、Ｑ２の同時オン期間を徐々に長くすることにより、チョークコイル５４の蓄積磁気エネルギーが増大し、昇降圧チョッパ回路５１が平滑コンデンサ５５に出力する電流が増大する。これにより、平滑コンデンサ５５の蓄電電圧Vout（図６参照）と、それに等しいコントローラ４１及び駆動回路４２の入力電源電圧が徐々に上昇していく。なお、図６において、IはトランジスタＴ１の電流のうち高周波成分を除去した平均電流であり、蓄電電圧Voutも同様である。

次に、平滑コンデンサ５５の蓄電電圧Voutを読み込み（Ｓ１０２）、この蓄電電圧Voutが所定しきい値Vthに達したかどうかを判定し（Ｓ１０４）、達していなければステップＳ１００にリターンする。なお、しきい値Vthは、既述した昇圧モード用のしきい値電圧V1より所定値ΔVだけ低い値に設定されている。蓄電電圧Voutが所定しきい値Vthに達したと判定した場合には、セレクトゲート回路６０により現在選択中のモードがスルーモードかどうかを判定し（Ｓ１０６）、スルーモード選択中であればスルーモードの実際の実行開始をモード選択回路５８に指令し（Ｓ１０８）、スルーモード選択中でなければ、セレクトゲート回路６０により現在選択中のモードが昇圧モードかどうかを判定し（Ｓ１１０）、昇圧モード選択中であれば昇圧モードの実際の実行開始をモード選択回路５８に指令し（Ｓ１１２）、昇圧モード選択中でなければ降圧モード選択中であるため降圧モードの実際の実行開始をモード選択回路５８に指令する（Ｓ１１２）。なお、図６におけるt1は、蓄電電圧Ｖｏｕｔが所定しきい値電圧Ｖｔｈに達した時点を示し、この時点にて今までの起動制御期間から選択中のモードに移行する。

（効果）
上記説明したこの実施例の補助電源５の起動制御によれば次の効果を奏することができる。

まず、起動指令が時点ｔ０にて入力されてから略一定の所定短時間後の時点ｔ１にて補助電源５は選択したいずれのモードによっても正常な電源電圧を出力することができるため、起動制御から各モードへの移行制御が簡素となる。

また、この電源電圧出力開始時点（すなわちモード制御以降時点）ｔ１での出力電圧（すなわち平滑コンデンサ５５の蓄電電圧）を、昇圧モード停止のためのしきい値電圧V1よりΔVだけ小さく設定したので、降圧モードの実施時において平滑コンデンサ５５を高く昇圧した後、再び低下させことがなく、起動開始時点ｔ０から電源電圧出力開始までに要する準備時間が短縮でき、すばやい動作が可能となる。

更に、この電源電圧出力開始時点（すなわちモード制御以降時点）ｔ１での出力電圧（すなわち平滑コンデンサ５５の蓄電電圧）を、スルーモード開始のためのしきい値電圧V1よりΔVだけ小さく設定したので、スルーモード以降直後にトランジスタＴ１から平滑コンデンサ５５に給電される電流である突入電流Iを許容範囲に抑制することができる。

これにより、平滑コンデンサ５５の突入電流を許容範囲に維持しつつ、トランジスタＴ１、Ｑ２を同時オンオフ制御してデューティ比を徐増するソフトスタート期間を必要最小源とすることができ、そのうえ、ソフトスタート期間終了時点にて各モード期間の一つに移行すればよいため、制御が簡単となる。

たとえば、上記実施例と異なるソフトスタートとして、最初に降圧モードにて平滑コンデンサ５５の電圧を上昇させる方法も考えられる。しかし、この方法は、トランジスタＴ１のオンにより補機バッテリ２の電圧をチョークコイル５４を通じて平滑コンデンサ５５に印加する方法であるため、昇圧モードへの移行に際しては、図３に示す降圧モードから昇圧モードへの移行が必要となり、トランジスタＴ１のデューティ比を徐増する回路と、トランジスタＱ２のデューティ比を徐増する回路とが必要となる。これに対して、この実施例では、トランジスタＴ１、Ｑ２を同時オンオフすればよいため、デューティ比徐増回路を簡素化することもできる。

（変形態様）
上記実施例では、図６に示すように昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが所定しきい値電圧Ｖｔｈに達したら通常の定電圧制御に移行したが、その代わりに、起動指令入力時点ｔ０から一定時間経過したら通常の定電圧制御に移行するようにしてもよい。ただし、通常の条件において、後者の方法における定電圧制御移行時点ｔ１の出力電圧Ｖｏｕｔの値はしきい値電圧Ｖ１ーΔVとなるように設計されることが好適である。また、ΔVはしきい値電圧Ｖ１又はしきい値電圧Ｖｔｈの５〜２０％に設定されることが好適である。

本発明を採用した２バッテリ型車両用電源装置を示す回路図である。図１に示す補助電源の一例を示す回路図である。図２の補助電源の動作モードを説明する図である。図２の補助電源の入力電圧である図１のＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧とその出力電流又は入力電圧との関係を示す特性図である。図２の補助電源の起動制御を示すフローチャートである。図２の補助電源の起動時の各部状態を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１主バッテリ
２補機バッテリ
３ＤＣ−ＤＣコンバータ
４コンバータ制御回路
５補助電源
６電流センサ
３１入力平滑コンデンサ
３２インバータ回路
３３降圧トランス
３４同期整流回路
３５チョークコイル
３６出力平滑コンデンサ
４１コントローラ
４２駆動回路
５１昇降圧チョッパ回路
５２チョッパ制御回路
５３入力平滑コンデンサ
５４チョークコイル
５５平滑コンデンサ（出力平滑コンデンサ）
５６誤差増幅器
５７コンパレータ
５８モード選択回路
５９駆動回路
６０セレクトゲート回路
６１起動制御回路

Claims

チョークコイル５４と、前記チョークコイル５４への入力側に配置されて前記チョークコイル５４の入力端への入力電流を断続し、降圧するトランジスタＴ１と、前記チョークコイル５４の出力端に配置され、断続することで昇圧させるトランジスタＱ２と、一対の出力端に接続する平滑コンデンサ５５とを有して、入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換する昇降圧チョッパ回路５１と、
前記トランジスタＴ１、Ｑ２のＰＷＭ制御におけるデューティ比を調整して前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔを所定目標レベルに維持する定電圧制御を行うチョッパ制御回路５２と、
を有する昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記チョッパ制御回路５２は、
前記昇降圧チョッパ回路５１の起動に際して、前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが前記所定目標レベルより所定値ΔＶだけ小さい所定しきい値Ｖｔｈに達するまで、前記トランジスタＴ１、Ｑ２を一定周期で同時オンオフするとともにデューティ比を徐増させ、
前記昇降圧チョッパ回路５１の出力電圧Ｖｏｕｔが前記所定目標値より所定値ΔＶだけ小さい所定しきい値Ｖｔｈに達したら定電圧制御を開始する起動制御回路６１を有するとともに、
前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の低しきい値電圧Ｖ１より小さい場合に昇圧モードを、前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧Ｖｉｎが所定の高しきい値電圧Ｖ２より大きい場合に降圧モードを、前記トランジスタＴ１の入力側の電圧である前記入力電圧ＶｉｎがＶ１以上かつＶ２以下の場合に前記トランジスタＴ１、Ｑ２の断続を停止して前記入力電圧Ｖｉｎを直接出力するスルーモードを行うことを特徴とする昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１記載の昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記しきい値電圧Ｖｔｈは、前記低しきい値電圧Ｖ１より所定値ΔＶだけ小さい値とされる昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項２記載の昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記しきい値電圧Ｖｔｈは、前記低しきい値電圧Ｖ１の８０〜９５％の値とされる昇降圧チョッパ式ＤＣ−ＤＣコンバータ。