JP2016092929A - インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣリンクにおける過電圧又は過電流の発生を抑制したインバータ回路を提供する。
【解決手段】インバータ回路１００は、三相交流電源ＰＳから供給される交流電圧を直流電圧に整流する整流部１と、整流部１から出力された直流電圧を平滑化する平滑化部２とを備える。また、インバータ回路１００は、平滑化された直流電圧を三相交流電圧に変換して、モータＭに供給するインバータ部３を備える。そして、インバータ回路１００は、整流部１とインバータ部３との間の直流部分（ＤＣリンク）４における過電流の発生を抑制する抑制部６を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路に関する。

モータなどを制御するために用いられるインバータ回路は、ダイオードブリッジによって商用交流電圧を直流電圧に変換し、変換された直流電圧に残っている脈流を平滑コンデンサにより平滑化し、平滑化された直流電圧をインバータ部に入力して交流電圧とするように構成されている。

従来、モータなどに印加される交流電圧に残った脈流が、モータなどの制御に悪影響が出るのを防ぐため、インバータ部に入力される直流電圧に脈流の振幅がほとんど残っていない状態となるまで平滑化していた。このため、平滑コンデンサには、静電容量が大きく、体積が大きいものが用いられていた。

ところが、直流電圧に残っている脈流の振幅が大きくても、モータの制御に悪影響が出ないようにするスイッチング制御手法が開発され、平滑コンデンサの静電容量を従来ほど大きくしなくてもよくなっている。そこで、静電容量及び体積の大きい電解コンデンサから、静電容量及び体積の小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサ等に置き換えることが行われている。

特許文献１には、入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジと、ダイオードブリッジにより変換された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータ部と、ダイオードブリッジの一方の出力端と変換部の一方の入力端との間に接続されたインダクタＬ_ｄｃと、インバータ部の入力端間に接続されたコンデンサＣ_ｄｃとを有するＬＣフィルタと、インダクタＬ_ｄｃの両端電圧を検出する電圧検出部と、インバータ部を制御する制御部とを備え、制御部が、電圧検出部により検出されたインダクタＬ_ｄｃの両端電圧に基づいて、インバータ部の入出力電圧の伝達特性が一次遅れ系になるように、インバータ部を制御するインバータ装置が記載されている。

特許文献２には、ダイオード素子からなり商用周波数の交流系統の電圧を整流して直流母線に出力する整流回路、半導体スイッチング素子からなり前記直流母線の電圧を交流に変換して負荷に供給するインバータ、前記直流母線間に接続されたスイッチと抵抗器との直列体からなる電圧クランプ回路、および前記直流母線間に所定の過電圧を超える電圧が発生しないよう前記直流母線間の電圧が前記所定の過電圧に達したときまたはその恐れがあるとき平常時開路状態にある前記スイッチを閉路するスイッチ制御回路を備えた電力変換装置が記載されている。

特許文献３には、三相交流電源およびコンデンサに接続されるコンバータ回路の少なくとも２相の上下アームに設けられたスイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｔｐ、Ｔｒｎ、Ｔｔｎのスイッチングと、開閉リレーの開閉とを制御する制御部は、コンバータ回路への通電開始後、突入電流を抑制可能となるまで、開閉リレーを閉状態とし、かつ、１相の前記上下アームが導通状態となり、かつ、残りの上下アームが非導通状態となるようにスイッチング素子Ｔｒｐ、Ｔｒｎ、Ｔｔｐ、Ｔｔｎの各々のスイッチングを制御する電力変換回路が記載されている。

特開２００８−２９１５１号公報 特開２０１０−２３９７３６号公報 特開２０１２−２３５６３２号公報

ところで、静電容量の小さい平滑コンデンサを用いた、いわゆるコンデンサレス（キャパシタレス）インバータ回路では、平滑コンデンサの静電容量が大きい場合には生じなかった問題が発生するようになった。すなわち、インバータ回路における直流電圧が印加される部分（ＤＣリンク）に、過電流が発生するおそれが生じてきた。そして過電流により、インバータ回路が故障するおそれが生じてきた。
本発明の目的は、ＤＣリンクにおける過電流の発生を抑制したインバータ回路を提供することにある。

かかる目的のもと、本発明が適用されるインバータ回路は、入力された交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑化部と、を備える。また、インバータ回路は、負荷に接続され、前記平滑化部により平滑化された直流電圧を交流電圧に変換して当該負荷へ出力するインバータ部を備える。また、インバータ回路は、前記整流部と前記平滑化部との間に設けられ、前記平滑化部における直流電圧が印加されたＤＣリンクの過電流を抑制する抑制部を備える。

このようなインバータ回路において、前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、前記入力された交流電圧の１相以外の他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、を備えることを特徴とすることができる。また、前記抑制部は、前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記入力された交流電圧の中性点に接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、第１のスイッチ及び第２のスイッチに入力される交流電圧の線間電圧より低い部品が使用できる。
加えて、負荷によって発生された高調波電流を、抑制部に設けられた２つのコンデンサの直流回路によって抑制することができる。

また、前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、前記入力された交流電圧の相のうち、１相を除く他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、を備えることを特徴とすることができる。そして、前記抑制部は、前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記第１のスイッチが設けられた交流電圧の１相とに接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路とを備えることを特徴とすることができる。

これにより、入力される交流電圧が三相３線式である場合にも適用できる。

本発明によれば、ＤＣリンクにおける過電流の発生を抑制したインバータ回路が提供できる。

本発明の実施の形態が適用されるインバータ回路の概要を示す図である。 本実施の形態が適用されるインバータ回路の一例を示す図である。 インバータ回路に対する電源電流を示す図である。（ａ）は、本実施の形態が適用されるインバータ回路、（ｂ）は、本実施の形態が適用されないインバータ回路に対する電源電流である。 本実施の形態が適用されるインバータ回路の変形例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態（本実施の形態）について詳細に説明する。
本実施の形態で説明するインバータ回路は、例えばエアコンや冷蔵庫等の圧縮機に用いられるモータなどの負荷に電力を供給するために用いられる。すなわち、インバータ回路は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換（整流）し、その直流電圧を平滑化した後に、負荷を制御するのに適した交流電圧に変換する。

図１は、本発明の実施の形態が適用されるインバータ回路１００の概要を示す図である。
ここでは、交流電源は三相交流電源ＰＳであるとし、モータなどの負荷も三相交流電圧で制御されるモータＭであるとする。
インバータ回路１００は、三相交流電源ＰＳから供給される交流電圧を直流電圧に整流する整流部１と、整流部１から出力された直流電圧を平滑化する平滑化部２とを備える。また、インバータ回路１００は、平滑化された直流電圧を三相交流電圧に変換して、モータＭに供給するインバータ部３を備える。そして、インバータ回路１００は、整流部１と平滑化部２との間に設けられた抑制部６を備える。抑制部６は、平滑化部２の直流電圧が印加されるＤＣリンク４における過電流の発生を抑制する。

インバータ回路１００において、整流部１、抑制部６、平滑化部２、インバータ部３の順に接続されている。すなわち、整流部１と抑制部６とは、端子Ｐ１、Ｐ２で接続されている。抑制部６と平滑化部２とは、端子Ｐ３、Ｐ４で接続されている。平滑化部２とインバータ部３とは、端子Ｐ５、Ｐ６で接続されている。後述するように、端子Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６は、共通電位を供給する共通電位線５に接続されている。
ここで、端子Ｐ１は整流部１の一方の出力端子、端子Ｐ２は整流部１の他方の出力端子である。また、端子Ｐ３は平滑化部２の一方の入力端子、端子Ｐ４は平滑化部２の他方の入力端子である。

整流部１は、例えば６つの整流ダイオードＤｃから構成されるダイオードブリッジである。三相交流電源ＰＳから供給される各相の交流電圧を直流電圧に整流するように、６つの整流ダイオードＤｃがブリッジ状に接続されている。

平滑化部２は、平滑コンデンサ（平滑キャパシタ）Ｃｓを備える。ここでは、静電容量及び体積が大きい電解コンデンサを用いず、静電容量及び体積が小さいセラミックコンデンサやフィルムコンデンサを用いている。インバータ回路１００は、いわゆるコンデンサ（キャパシタ）レスである。

インバータ部３は、例えば６つのスイッチング回路を備える。各スイッチング回路は、スイッチング素子Ｓｔと、逆方向電流を流す帰還ダイオードＤｆとを備える。そして、インバータ部３は、各スイッチング回路におけるスイッチング素子Ｓｔのオン・オフの制御により、モータＭに対して三相交流電圧を供給する。
インバータ部３は、平滑化部２から出力される直流電圧において、脈流の振幅が予め定められた値以上であっても、モータＭに対してその脈流の影響が表れないように制御される。よって、平滑化部２から出力される直流電圧における脈流の振幅が大きくても、平滑化部２に電解コンデンサを用いた場合と同様なモータＭの制御が実現できる。
なお、スイッチング素子Ｓｔには、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））などを用いうる。

モータＭは、例えばＤＣブラシレスモータである。なお、モータＭは、他の三相交流モータであってもよい。
抑制部６については、後述する。以下の複数の実施の形態で説明する抑制部６は、それぞれを区別するため、抑制部６Ａ、６Ｂなどと表記する。

そして、平滑化部２における平滑コンデンサＣｓの一方の端子及び、この端子が接続された端子Ｐ２、Ｐ３の間など、直流電圧が印加される部分がＤＣリンク４である。なお、平滑コンデンサＣｓの他方の端子は、端子Ｐ２、Ｐ４、Ｐ６に接続された共通電位線５に接続されている。ＤＣリンク４の電圧（ＤＣリンク電圧）とは、共通電位線５の電位とＤＣリンク４の電位との差である。

本実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６は、インバータ回路１００に電源を投入した際に、平滑コンデンサＣｓに流れ込む突入電流により発生する過電流を抑制する。
また、本実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６は、電源電流における高調波電流を抑制する。

図２は、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の一例を示す図である。
本実施の形態におけるインバータ回路１００は、図１の抑制部６として抑制部６Ｃを備えている。図１に示した第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００と同じ部分は、同一の符号を付して説明を省略し、異なる部分である抑制部６Ｃを説明する。
なお、三相交流電源ＰＳは三相４線式であるとし、三相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相、中性点（中性線）をＮ相と表記する。また、整流部１の６つの整流ダイオードＤｃを整流ダイオードＤｃ１〜Ｄｃ６と表記する。

本実施の形態におけるインバータ回路１００の抑制部６Ｃは、コンデンサＣ１、Ｃ２、スイッチＳｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３、電流制限抵抗Ｒ５を備えている。
コンデンサＣ１、Ｃ２は直列接続されて直列回路を構成し、一方の端子がＤＣリンク４に、他方の端子が共通電位線５に接続されている。そして、コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点は、電流制限抵抗Ｒ５の一方の端子に接続されている。電流制限抵抗Ｒ５の他方の端子は、スイッチＳｗ１の一方の端子に、スイッチＳｗ１の他方の端子は、三相交流電源ＰＳのＮ相に接続されている。
そして、三相交流のＳ相と整流部１との間にスイッチＳｗ２、Ｔ相と整流部１との間にスイッチＳｗ３を設けている。
一例として、三相交流電源ＰＳの線間電圧は４００Ｖ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は４０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ０．２２μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５の抵抗値は８００Ωである。
ここで、スイッチＳｗ１が第２のスイッチの一例であり、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３が第１のスイッチの一例である。

＜突入電流により発生する過電流の抑制＞
本実施の形態が適用されるインバータ回路１００における突入電流によって発生する過電流の抑制について説明する。
インバータ回路１００に電源を投入する際、スイッチＳｗ１を閉（オン）にし、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を開（オフ）にする。そして、三相交流電源ＰＳをオンにする。
すると、三相交流電源ＰＳのＲ相を介して、コンデンサＣ１、Ｃ２が充電される。すなわち、Ｒ相が正の位相のとき、整流ダイオードＤｃ１を介して、コンデンサＣ１が充電される。一方、Ｒ相が負の位相のとき、整流ダイオードＤｃ２を介して、コンデンサＣ２が充電される。すなわち、Ｒ相が正の位相のときには、整流ダイオードＤｃ２が逆方向に接続されているので、三相交流電源ＰＳのＲ相からは、コンデンサＣ１しか見えない。逆に、Ｒ相が負の位相のときには、整流ダイオードＤｃ１が逆方向に接続されているので、三相交流電源ＰＳのＲ相からは、コンデンサＣ２しか見えない。
そして、コンデンサＣ１が充電されているとき、コンデンサＣ２に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓが充電される。逆に、コンデンサＣ２が充電されているとき、コンデンサＣ１に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓが充電される。

そして、平滑コンデンサＣｓが予め定められた電圧に充電された後、スイッチＳｗ１を開（オフ）にするとともに、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を閉（オン）にする。
なお、三相交流電源ＰＳをオンにしてから、予め定められた時間の経過後に、スイッチＳｗ１を開（オフ）にするとともに、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を閉（オン）にしてもよい。
これにより、インバータ回路１００は、通常の動作状態に移行する。

本実施の形態が適用されるインバータ回路１００では、三相交流電源ＰＳのＲ相により、コンデンサＣ１、Ｃ２を交互に充電する。そして、充電したコンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積された電荷により、平滑コンデンサＣｓを徐々に充電する。この繰り返しにより、平滑コンデンサＣｓが充電される。
すなわち、スイッチＳｗ１と電流制限抵抗Ｒ５とで構成される回路は充電回路である。

一方、インバータ回路１００が抑制部６Ｃを備えない場合では、三相交流電源ＰＳをオンにすると、平滑コンデンサＣｓを充電する電流が流れる。この電流は、突入電流と呼ばれ、平滑コンデンサＣｓの静電容量が大きいほど大きい。突入電流が大きいと、整流部１の整流ダイオードＤｃが破壊されるおそれがある。したがって、整流部１の整流ダイオードＤｃを破壊するおそれがある電流を、過電流として抑制することが求められる。

これに対して、本実施の形態におけるインバータ回路１００では、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量を、平滑コンデンサＣｓの静電容量より小さく設定している。そして、電流制限抵抗Ｒ５を設けている。このことで、三相交流電源ＰＳのＲ相からインバータ回路１００に流れ込む突入電流を小さく抑えている。よって、整流部１の整流ダイオードＤｃが過電流によって破壊されることを抑制し、これにより、インバータ回路１００が故障することが抑制される。

なお、コンデンサＣ１、Ｃ２の代わりに、平滑コンデンサＣｓを２つのコンデンサの直列回路とすることが考えられる。しかし、２つのコンデンサのそれぞれの静電容量は、平滑コンデンサＣｓの２倍となり、大型化してしまう。また、三相交流電源ＰＳのＲ相から、２つのコンデンサのそれぞれに大きな突入電流が流れることになる。

さらに、三相交流電源ＰＳは線間電圧が４００Ｖである場合、Ｎ相とＲ相、Ｓ相、Ｔ相との間は２３０Ｖである。よって、スイッチＳｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３には、４００Ｖに対応する高価で大型のリレーではなく、２００Ｖ系に広く使用されている廉価で小型のリレーが適用できる。よって、インバータ回路１００を廉価且つ小型にできる。
また、平滑コンデンサＣｓを２つのコンデンサの直列回路とする場合に比べ、静電容量が小さいコンデンサＣ１、Ｃ２を用いるので、インバータ回路１００を小型にできる。

＜高調波電流の抑制＞
第１の実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、電源電流における高調波電流が抑制できることを説明した。
本実施の形態が適用されるインバータ回路１００でも、電源電流における高調波電流が抑制されることを説明する。インバータ回路１００の抑制部６ＣにおけるコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路は、平滑コンデンサＣｓと並列に設けられている。よって、コンデンサＣ１、Ｃ２も平滑コンデンサＣｓと同様に平滑コンデンサとして機能する。

図３は、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００に対する電源電流を示す図である。図３（ａ）は、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００、図３（ｂ）は、本実施の形態が適用されないインバータ回路１００に対する電源電流である。
図３（ａ）の本実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、図２に示したインバータ回路１００である。ここでは、平滑コンデンサＣｓの静電容量は１０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ２０μＦである。つまり、平滑コンデンサＣｓとコンデンサＣ１、Ｃ２とを合計した静電容量は２０μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５は２５Ωである。
一方、図３（ｂ）の本実施の形態が適用されないインバータ回路１００は、図２に示したインバータ回路１００から抑制部６Ｃを除いたものである。そして、平滑コンデンサＣｓの静電容量は２０μＦである。
すなわち、ＤＣリンク４における静電容量は、いずれにおいても２０μＦで同じである。
なお、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００及び本実施の形態が適用されないインバータ回路１００は、整流部１と抑制部６との間にＤＣリアクタを備える。このＤＣリアクタのリアクタンスは７５μＨである。

図３（ａ）の電源電流と図３（ｂ）の電源電流とを比較すると、図３（ａ）の方が、図３（ｂ）に比べ、電源電流の振幅における変動が少ない。

表１は、高調波電流スペクトラム振幅Ｉｈを電源周波数（ｈ＝１）における電流スペクトラム振幅Ｉｒｅｆで除した値（Ｉｈ／Ｉｒｅｆ）を示す表である。ここでは、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００と、本実施の形態が適用されないインバータ回路１００とを示している。なお、表１には、ＴＨＣ（Total Harmonic Current）及びＰＷＨＣ（Partial Weighted Harmonic Current）も示している。

なお、電源高調波電流の指標であるＴＨＣ及びＰＷＨＣを算出した結果を説明する。
ＴＨＣ及びＰＷＨＣは、それぞれ式（１）及び式（２）により算出される。

ここで、Ｉｈ：次数ｈにおける電流スペクトラム振幅、Ｉｒｅｆ：電源周波数（ｈ＝１）における電流スペクトラム振幅、電源周波数：５０Ｈｚである。

本実施の形態が適用されるインバータ回路１００は、本実施の形態が適用されないインバータ回路１００に比べ、Ｉ５／Ｉｒｅｆ、Ｉ１１／Ｉｒｅｆ、Ｉ１３／Ｉｒｅｆが改善している。よって、ＴＨＣ及びＰＷＨＣが改善している。
すなわち、ＤＣリンク４における静電容量は同じであるが、コンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路を平滑コンデンサＣｓに並列に配置した場合の方が、ＴＨＣなどが改善する。

＜本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例＞
次に、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例を説明する。
図２に示したインバータ回路１００は、三相４線式の三相交流電源ＰＳに接続されていた。変形例のインバータ回路１００は、三相３線式の三相交流電源ＰＳに接続されている。
図４は、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例を示す図である。
変形例のインバータ回路１００では、三相交流電源ＰＳのＳ相にスイッチＳｗ１が接続されている。そして、Ｎ相を用いていない。
一例として、三相交流電源ＰＳの線間電圧は２００Ｖ、平滑コンデンサＣｓの静電容量は４０μＦ、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量はそれぞれ０．２２μＦである。そして、電流制限抵抗Ｒ５は８００Ωである。

インバータ回路１００に電源を投入する際、スイッチＳｗ１を閉（オン）とし、スイッチＳｗ２、Ｓｗ３を開（オフ）とする。そして、三相交流電源ＰＳをオンにする。すると、Ｒ相とＳ相との線間電圧が正の位相のとき、コンデンサＣ１が充電され、Ｒ相とＳ相との線間電圧が負の位相のとき、コンデンサＣ２が充電される。その後の動作は、図２に示した三相４線式のインバータ回路１００と同様であるので。説明を省略する。

なお、スイッチＳｗ１は、スイッチＳｗ２が設けられたＳ相又はスイッチＳｗ３が設けられたＴ相のいずれかに接続されることが必要である。図４から分かるように、スイッチＳｗ１をＲ相に接続しても、コンデンサＣ１、Ｃ２には電圧が印加されない。

図４に示した本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の変形例においても、抑制部６は、インバータ回路１００に電源を投入した際の過電流を抑制する。これにより、インバータ回路１００が故障することが抑制される。また、抑制部６は、電源電流における高調波電流を抑制する。

以上、本実施の形態が適用されるインバータ回路１００を説明した。図２に示した本実施の形態が適用されるインバータ回路１００の整流部１と抑制部６の間に、ＤＣリアクタを用いてもよい。

本実施の形態において、インバータ回路１００の負荷を、モータＭとしたが、他の負荷であってもよい。なお、誘導性の負荷（リアクタンスの要素が大きい負荷）の場合に効果が大きい。
さらに、本実施の形態において、三相の場合を説明したが、単相の交流電源と単相のモータなどの負荷とを接続するインバータ回路１００に、抑制部６Ａ、６Ｂ、６Ｃを適用しても構わない。

本実施の形態において、インバータ回路１００には、上記したリアクタンス、静電容量、抵抗値の素子が用いられているので、小型に構成することができる。

その他、本発明の趣旨に反しない限りにおいて様々な変形や実施の形態の組み合わせを行っても構わない。

１…整流部、２…平滑化部、３…インバータ部、４…ＤＣリンク、５…共通電位線、６、６Ａ、６Ｃ、６Ｄ…抑制部、１００…インバータ回路、Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ、Ｃｓ…平滑コンデンサ、Ｄｃ、Ｄｃ１〜Ｄｃ６…整流ダイオード、Ｄｆ…帰還ダイオード、Ｍ…モータ、ＰＳ…三相交流電源、Ｒ５…電流制限抵抗、Ｓｔ…スイッチング素子、Ｓｗ１、Ｓｗ２、Ｓｗ３…スイッチ

Claims (3)

1. 入力された交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
   前記整流部から出力される直流電圧を平滑化する平滑化部と、
   負荷に接続され、前記平滑化部により平滑化された直流電圧を交流電圧に変換して当該負荷へ出力するインバータ部と、
   前記整流部と前記平滑化部との間に設けられ、前記平滑化部における直流電圧が印加されたＤＣリンクの過電圧又は過電流を抑制する抑制部と
   を備えるインバータ回路。
2. 前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、
   前記入力された交流電圧の１相以外の他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記入力された交流電圧の中性点に接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
3. 前記抑制部は、前記平滑化部に並列に接続された２つのコンデンサの直列回路と、
   前記入力された交流電圧の相のうち、１相を除く他の相と前記整流部との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記直列回路における前記２つのコンデンサの接続点と、前記第１のスイッチが設けられた交流電圧の１相とに接続された、電流制限抵抗と第２のスイッチとの直列回路と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。

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