JP2017060236A - 充電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置において、充電負荷の充電状態にかかわらず安定充電動作を可能とする構成を実現する。【解決手段】充電装置(1)は、直流の入力電圧を生成する直流電源部(2)と、入力電圧を交流変換するスイッチング回路(3)と、スイッチング回路の交流出力を共振させる共振回路(4)と、共振回路の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷に投入する出力回路(5)と、出力電圧に対応する充電電圧を検出する電圧検出回路(6)と、スイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動する駆動部(70)及び充電電圧の上昇に対して入力電圧が上昇するように直流電源部を制御して入力電圧をフィードフォワード制御する入力電圧フィードフォワード部(72)を含む制御回路(7)を備える。【選択図】 図1
Description
本発明は充電装置に関する。
特許文献1はスイッチング電源回路を開示する。このスイッチング電源回路は、スイッチング回路と、スイッチング回路の駆動回路と、トランス1次巻線に得られるスイッチング回路のスイッチング出力を共振させる共振回路と、共振回路の出力を整流平滑動作して2次側直流電圧を生成する回路と、2次側直流電圧が基準電圧に一致するようにスイッチング回路のスイッチング周波数をフィードバック制御する制御回路とを備える。
しかし、特許文献1に開示されるようなスイッチング回路及び共振回路を用いる共振型のスイッチング電源においては、負荷変動に対する適応性が低く、これをそのまま充電装置として利用することが難しい。具体的には、充電負荷の充電電圧が入力電圧に対して低い場合、スイッチング回路及び共振回路における回路電流が過大となる。この過大な電流によってスイッチング回路の故障、共振回路の温度上昇等の問題がもたらされる。これを防止するために、入力電圧を低く設定すると、スイッチング電源としての可能な最大出力電圧が低下する。そして、高い出力電圧を生成するためのスイッチング周波数と、共振回路の共振周波数との間のマージンが小さくなり、部品ばらつき等に対応した設計が困難となるという問題ももたらされる。すなわち、共振型のスイッチング電源を充電装置に応用する場合には、充電負荷の充電状態にかかわらず安定充電動作を可能とする構成が求められる。
そこで、本発明は、共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置において、充電負荷の充電状態にかかわらず安定充電動作を可能とする構成を実現することを課題とする。
本発明の第1の形態の充電装置は、直流の入力電圧を生成する直流電源部と、入力電圧を交流変換するスイッチング回路と、スイッチング回路の交流出力を共振させる共振回路と、共振回路の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷に投入する出力回路と、出力電圧に対応する充電電圧を検出する電圧検出回路と、スイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動する駆動部及び充電電圧の上昇に対して入力電圧が上昇するように直流電源部を制御して入力電圧をフィードフォワード制御する入力電圧フィードフォワード部を含む制御回路とを備える。
上記充電装置によると、駆動部がスイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動し、入力電圧フィードフォワード部が、充電電圧の上昇に対して入力電圧が上昇するように直流電源部を制御して入力電圧をフィードフォワード制御する。このように、充電負荷の充電電圧が比較的低い範囲において入力電圧が低減される構成により、高い充電電圧のための高い入力電圧を確保しつつ、低い充電電圧でのスイッチング回路及び共振回路における過電流状態を防止できる。したがって、共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置において、充電負荷の充電状態にかかわらず安定充電動作が可能となる。
本発明の第2の形態の充電装置は、上記第1の形態の充電装置において、制御回路が、充電電圧の上昇に対してスイッチング周波数が低下するようにスイッチング回路を制御してスイッチング周波数をフィードフォワード制御する周波数フィードフォワード部を更に含む。このように、低い充電電圧範囲において、スイッチング周波数を高くすることによって入力電圧の低下幅を減少させることができる。したがって、直流電源部によって生成される入力電圧の範囲を狭めることができ、直流電源部の設計自由度が高まる。
本発明の第3の形態の充電装置は、直流の入力電圧を生成する直流電源部と、入力電圧を交流変換するスイッチング回路と、スイッチング回路の交流出力を共振させる共振回路と、共振回路の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷に投入する出力回路と、スイッチング回路及び共振回路に流れる1次電流を検出する電流検出回路と、スイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動する駆動部及び1次電流が上限値以下となるように直流電源部を制御して入力電圧をフィードバック制御する入力電圧フィードバック部を含む制御回路とを備える。
上記充電装置によると、駆動部がスイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動し、入力電圧フィードバック部が、1次電流が上限値以下となるように直流電源部を制御して入力電圧をフィードバック制御する。このように、充電負荷の充電電圧が比較的低い範囲において1次電流が上限値以下に制限される構成により、高い充電電圧のための高い入力電圧を確保しつつ、低い充電電圧でのスイッチング回路及び共振回路における過電流状態を確実に防止できる。したがって、共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置において、充電負荷の充電状態にかかわらず安定充電動作が可能となる。
また、上記第1又は第2の形態の充電装置において、制御回路は、充電電圧が充電設定値に到達した後に、充電電圧が充電設定値に一致するようにスイッチング回路を制御してスイッチング周波数をフィードバック制御する定電圧制御部を更に含む。また、上記第3の形態の充電装置は、出力電圧に対応する充電電圧を検出する電圧検出回路を更に備え、制御回路は、充電電圧が充電設定値に一致するようにスイッチング回路を制御してスイッチング周波数をフィードバック制御する定電圧制御部を更に含む。これにより、充電完了後に充電電圧が充電設定値に維持される。
<第1の実施形態>
図1に、本発明の第1の実施形態による充電装置1を示す。充電装置1は、直流電源部2、ハーフブリッジ回路3、共振回路4、出力回路5、電圧検出回路6及び制御回路7を備え、全体として共振型のスイッチング電源を構成する。充電負荷となる充電負荷10は、充電池、コンデンサ等の容量性素子等であり、充電装置1の出力端OUT+及びOUT−に接続される。充電装置1において直流入力電圧(DC+−DC−)から昇圧又は降圧される直流出力電圧(OUT+−OUT−)が充電負荷10に供給される。以降の説明において、入力電圧(DC+−DC−)を入力電圧Vdcといい、出力電圧(OUT+−OUT−)に実質的に等しい充電負荷10の電圧を充電電圧Vxというものとする。また、入力電圧DC−の電位を1次側グランドG1といい、出力電圧OUT−の電位を2次側グランドG2というものとする。
図1に、本発明の第1の実施形態による充電装置1を示す。充電装置1は、直流電源部2、ハーフブリッジ回路3、共振回路4、出力回路5、電圧検出回路6及び制御回路7を備え、全体として共振型のスイッチング電源を構成する。充電負荷となる充電負荷10は、充電池、コンデンサ等の容量性素子等であり、充電装置1の出力端OUT+及びOUT−に接続される。充電装置1において直流入力電圧(DC+−DC−)から昇圧又は降圧される直流出力電圧(OUT+−OUT−)が充電負荷10に供給される。以降の説明において、入力電圧(DC+−DC−)を入力電圧Vdcといい、出力電圧(OUT+−OUT−)に実質的に等しい充電負荷10の電圧を充電電圧Vxというものとする。また、入力電圧DC−の電位を1次側グランドG1といい、出力電圧OUT−の電位を2次側グランドG2というものとする。
直流電源部2は入力電圧Vdcを生成し、これをハーフブリッジ回路3に印加する。直流電源部2は、安定化電源装置であってもよいし、入力電源を所定の直流電圧に変換するコンバータ回路であってもよい。入力電源が交流電源である場合、コンバータ回路は力率改善回路(以下、「PFC」という)で構成されることが好ましい。図2に、直流電源部2がPFCを含む場合の回路構成の一例を示す。
図2に示すように、直流電源部2は、ダイオードブリッジ20、入力コンデンサ21、インダクタ22、スイッチング素子23、ダイオード24、平滑コンデンサ25、電圧検出抵抗26、PWM制御回路27及び抵抗28を有する。ダイオードブリッジ20は、交流電源ACに接続され、必要に応じてダイオードブリッジ20の前段にノイズフィルタ、電流ヒューズ等が接続される。なお、各図において、説明の明瞭化のために最小限の回路素子のみが図示されるが、当業者には分かるように実際には、図示されるもの以外にも多数の抵抗、コンデンサ等の回路素子が必要に応じて適宜接続される。
PFCの主回路は、入力コンデンサ21、インダクタ22、スイッチング素子23、ダイオード24及び平滑コンデンサ25によって構成され、ダイオードブリッジ20からの全波整流電圧の入力を受ける。PFCにおいて、スイッチング素子23がPWM制御され、スイッチング素子23のオン期間にインダクタ22にエネルギーが蓄えられ、スイッチング素子23のオフ期間にそのエネルギーがダイオード24を介してコンデンサ25に充電される。電圧検出抵抗26は、PFCの出力電圧、すなわちハーフブリッジ回路3への入力電圧Vdcを検出する。PWM制御部27は汎用のPFC制御用のIC及びその周辺回路を含む。PWM制御部27は、電圧検出抵抗26によって検出される電圧(端子27aの電圧)が内部基準電圧に等しくなるようにPWM制御のオン幅(オンデューティ)を決定するオン幅帰還機能を有し、この機能により決定されるオン幅に従ってスイッチング素子23をPWM駆動する。抵抗28及び制御信号Sについては後述する。
図1に戻り、ハーフブリッジ回路3は、スイッチング素子31及び32の直列回路からなり、その両端に入力電圧Vdcが印加される。スイッチング素子31及び32の各々は、例えばMOSFET、IGBT等のトランジスタからなる。スイッチング素子31及び32は制御回路7(駆動部70)によって所定のスイッチング周波数で交互にオン/オフされ、これにより入力電圧Vdcが交流変換される。
共振回路4は、インダクタ41、共振コンデンサ42及びトランス43の1次巻線の直列回路からなり、この直列回路がハーフブリッジ回路3の出力点(スイッチング素子31及び32の中点)と、一方の入力端(図1においては1次側グランドG1)との間に接続される。共振回路4は、ハーフブリッジ回路3の交流変換出力を電流共振させる。共振回路4の共振周波数はインダクタ41及びトランス43のインダクタンス及び共振コンデンサ42の容量によって決定され、ハーフブリッジ回路3はこの共振周波数よりも高い周波数でスイッチングされる。したがって、ハーフブリッジ回路3のスイッチング周波数が高いほど、トランス43を介して共振回路4から出力回路5に伝達される出力は低い。
出力回路5は、トランス43の2次巻線S1及びS2、ダイオード51及び52並びにコンデンサ53を含む。出力回路5は、共振回路4の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷10に投入する。トランス43の2次巻線S1及びS2は、センタータップを挟んで同じ巻数を有し、2次巻線S1−S2には1次巻線Pに対する巻数比に応じた電圧が発生する。ダイオード51及び52は、2次巻線S1及びS2に発生する電圧を全波整流し、この全波整流出力がコンデンサ53によって平滑される。コンデンサ53は、出力端OUT−及びOUT+を介して充電負荷10に並列接続される。
電圧検出回路6は、分圧用の抵抗61及び62を備え、充電負荷10に並列接続される。電圧検出回路6は、充電装置1の出力電圧に対応する充電電圧Vxを検出する。抵抗62に発生する電圧が、検出される充電電圧Vxとして制御回路7に入力される。
制御回路7は、駆動部70、定電圧制御部71及び入力電圧フィードフォワード部72(以下、「入力電圧FF部72」という)を備える。制御回路7はまた、必要に応じて、充電設定切換部73を有していてもよい。概略として、駆動部70がスイッチング回路3を所定のスイッチング周波数fで駆動する一方で、入力電圧FF部72が、充電電圧Vxの上昇に対して入力電圧Vdcが上昇するように直流電源部2を制御する。すなわち、入力電圧FF部72は、充電電圧Vxに基づいて入力電圧Vdcをフィードフォワード制御する。
図3Aに、制御回路7の回路構成の一例を示す。制御回路7において、駆動部70、定電圧制御部71のフォトカプラ713のフォトトランジスタ713t、及び入力電圧FF部72のフォトカプラ723のフォトトランジスタ723tは、1次側グランドG1を基準電位として動作する。また、定電圧制御部71及び入力電圧FF部72の残余の部分並びに充電設定切換部73は、2次側グランドG2を基準電位として動作する。1次側グランドG1を基準電位とする回路には、1次側制御電源として、例えば、入力電圧Vdcからの降下電圧、トランス43の補助巻線電圧の整流平滑電圧等が適宜供給されるものとする。また、2次側グランドG2を基準電位とする回路には、2次側制御電源(Vcc2)として、例えば、トランス43の補助巻線電圧の整流平滑電圧、出力電圧からの降下電圧等が適宜供給されるものとする。
駆動部70は、ハーフブリッジドライバIC及びその周辺回路を含む。駆動部70は、フォトトランジスタ713tの出力状態に応じたスイッチング周波数fでハーフブリッジ回路3を駆動する。本実施形態の駆動部70は、フォトトランジスタ713tに流れる電流の増加/減少に応じて、スイッチング周波数fを上昇/低下させるように構成されているものとする。したがって、フォトトランジスタ713tに電流が流れない状態においては、スイッチング周波数fは下限値(周波数f1)となる。この下限周波数f1は、共振回路4の共振周波数よりも若干高い周波数である。一方、フォトトランジスタ713tの電流が最大値となる場合にはスイッチング周波数fが最大となり、又はスイッチング動作が停止される。
定電圧制御部71は、オペアンプ710、電圧源711、帰還素子712、フォトカプラ713及び抵抗714を含む。定電圧制御部71は、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに一致するようにスイッチング周波数fをフィードバック制御する。オペアンプ710の負入力端子(−)には電圧検出回路6によって検出された電圧検出値(充電電圧Vx)が入力され、正入力端子(+)には電圧源711から充電設定値Vxsに対応する電圧値が入力される。電圧源711は制御電源Vcc2の分圧点である。帰還素子712は抵抗、コンデンサ又はその組合せであればよい。オペアンプ710は、負入力端子に入力される電圧検出値(充電電圧Vx)と、正入力端子に入力される電圧値(充電設定値Vxs)との誤差を反転増幅して出力する。すなわち、オペアンプ710によって、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに一致するようにスイッチング周波数fがフィードバック制御される。ただし、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに達する前においては、オペアンプ710の出力は制御電源Vcc2の電位に固定される。オペアンプ710の出力端子はフォトカプラ713のフォトダイオード713dのカソードに接続され、フォトダイオード713dのアノードは抵抗714を介して制御電源Vcc2に接続される。
フォトダイオード713dのカソード端の電位の低下(上昇)に応じて、フォトダイオード713d及びフォトトランジスタ713tに流れる電流が増加(減少)する。したがって、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに達する前において、オペアンプ710の出力が制御電源Vcc2の電位に等しい場合にフォトトランジスタ713tに電流は流れず、駆動部70によってスイッチング周波数fは下限周波数f1に固定される。そして、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに達した後においては、駆動部70によってスイッチング周波数fが比較的高い範囲で制御され、あるいは、充電電圧の放電速度は充分に遅いことから、スイッチングは間欠動作状態(動作状態と停止状態を繰り返す状態)となる。
また、フォトカプラ713の入出力状態に対する駆動部70の出力周波数の増減の方向はハーフブリッジドライバICの仕様に応じて決定される。充電電圧Vxが充電設定値Vxs未満である場合にスイッチング周波数fとして下限周波数f1が出力され、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに達した後に充電電圧Vxが一定となるようにスイッチング周波数fが制御されるものであれば、どのようなドライバIC及びその周辺回路が採用されてもよい。
入力電圧FF部72は、オペアンプ720、電圧源721、抵抗722a及び722b、フォトカプラ723並びに抵抗724を含む。オペアンプ720の負入力端子(−)には電圧検出回路6によって検出された電圧検出値(充電電圧Vx)が抵抗722aを介して入力され、正入力端子(+)には電圧源721から(後述の所定値Vx1の設定に関係する)電圧値V1が入力される。オペアンプ720の正入力端子と出力端子間に抵抗722bが接続される。電圧源721は制御電源Vccの分圧点である。これにより、オペアンプ720は、負入力端子に入力される電圧検出値(充電電圧Vx)と、正入力端子に入力される電圧値V1との差分を反転増幅して出力する。オペアンプ720の出力端子はフォトカプラ723のフォトダイオード723dのカソードに接続され、フォトダイオード723dのアノードは抵抗724を介して制御電源Vcc2に接続される。
充電電圧Vxの上昇(低下)に応じて、オペアンプ720の出力が低下(上昇)し、フォトダイオード723d及びフォトトランジスタ723tに流れる電流が増加(減少)し、制御信号Sの電位が低下(上昇)する。したがって、充電電圧Vxの上昇とともにオペアンプ720の出力電圧が低下して最小値(例えばゼロ)となると、フォトトダイオード723d及びフォトトランジスタ723tの電流は最大となり、制御信号Sの電位は最小値に固定される。
図2を再度参照すると、フォトトランジスタ723tのコレクタは抵抗28を介してPWM制御部27の端子27aに接続される。したがって、充電電圧Vxの上昇により制御信号Sの電位が低下するにつれて端子27aの電位が低下していき、上述したPWM制御部27のオン幅帰還機能によって入力電圧Vdcが上昇していくことになる。そして、制御信号Sが最小値に固定されたときに入力電圧Vdcが最大値となる。なお、入力電圧FF部72において、充電電圧Vxの上昇(低下)に対する入力電圧Vdcの上昇(低下)の関係が上述したものである限り、他の回路構成が採用されてもよい。
図3Aに戻り、充電設定切換部73は、例えばスイッチ730及び抵抗731を含み、外部入力又は外部信号によってスイッチ730が開閉される。スイッチ730の開/閉によって電圧源711の電圧値が上昇/低下し、したがって、充電設定値Vxsが上昇/低下する。スイッチ730は、ディップスイッチ、トグルスイッチ等の手動スイッチであってもよいし、外部信号によって制御可能なトランジスタ等のスイッチ素子であってもよい。このように、充電設定切換部73によって、充電設定値Vxsを外部から変更することが可能となる。
図4Aに、図3Aに対応する充電装置1における充電電圧Vxと入力電圧Vdcの関係の一例を示す。図4A及び後述の図5Aにおいて、充電電圧Vxについて、Vx1及びVxsは所定値及び充電設定値をそれぞれ表し、入力電圧Vdcについて、Vdc0及びVdc3は最小値及び最大値をそれぞれ表す。図4Aに示すように、Vx=0においてVdc=Vdc0となり、0≦Vx<Vx1において入力電圧Vdcが連続的に上昇する。Vx1≦Vx≦Vxsにおいて、Vdc=Vdc3となる。本例では、所定値Vx1は充電設定値Vxsよりも低い値として設定されているが、適用される充電設定値Vxsによっては、所定値Vx1は充電電圧値Vsx以上の値であってもよい。この場合、入力電圧Vdcの最大値が上記Vdc3とは異なる。
所定値Vx1は電圧源721の電圧値及びオペアンプ720での増幅率によって決まり、充電設定値Vxsは実質的に電圧源711の電圧値によって決まる。そして、制御信号Sが最小値となる状態でVdc=Vdc0となるとともに、制御信号Sが最大値となる状態でVdc=Vdc3となるように、抵抗261、262、28、722a、722b、724等の各定数が設定される。
ここで、最小値Vdc0は、Vx=0でハーフブリッジ回路3が周波数f1でスイッチングされた場合にハーフブリッジ回路3及び共振回路4が過電流とならないような電圧である。最大値Vdc3は、直流電源部2(本例ではPFC)の最大出力設定値であり、スイッチング周波数f1が共振回路4の共振周波数に対して充分なマージンを確保できるような値に設定されればよい。なお、充電設定切換部73が設けられる場合、適用され得る複数の充電設定値Vxsについて、所定値Vx1、最小値Vdc0及び最大値Vdc3の変更を要しないように充電装置1全体が設計されることが、汎用性の観点から好ましい。
図5Aに、図4Aに対応する充電電圧Vx(下段)及び入力電圧Vdc(上段)の時間的変化を示す(横軸は時間である)。
時刻t0において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc0となる。時刻t0以降において、充電電圧Vxの上昇とともに、入力電圧FF部72の制御により、入力電圧Vdcが連続的に上昇していく。
時刻t0において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc0となる。時刻t0以降において、充電電圧Vxの上昇とともに、入力電圧FF部72の制御により、入力電圧Vdcが連続的に上昇していく。
時刻t1において、Vx=Vx1となると、図4Aに示した設定により、Vdc=Vdc3となる。時刻t1以降においては、入力電圧FF部72の出力が固定され、充電電圧Vxの増加にかかわらず入力電圧Vdcが最大値Vdc3に維持される。
時刻t2において、Vx=Vxsとなり、その後、定電圧制御部71の定電圧制御により、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに維持される。
図3Bに、制御回路7の他の回路構成の他の例を示す。図3Bの制御回路7は、図3Aの制御回路7とは、入力電圧FF部72の構成が異なる。本例では、入力電圧FF部72は、フォトカプラ723及び抵抗724に加えて、コンパレータ725a〜725d、電圧源726a〜726d及び抵抗727a〜727cを備える。コンパレータ725a〜725dの各々の負入力端子(−)には電圧検出回路6からの電圧検出値(充電電圧Vx)が入力される。コンパレータ725a、725b、725c及び725dの正入力端子(+)には電圧源726a、726b、726c及び726dがそれぞれ接続される。電圧源726a、726b、726c及び726dのそれぞれの電圧値Va、Vb、Vc及びVdは制御電源Vcc2の分圧値であり、Va<Vb<Vc<Vdであるものとする。コンパレータ725a、725b及び725cの出力端子はそれぞれ抵抗727a、727b及び727cを介してフォトダイオード723dのカソードに接続され、コンパレータ725dの出力端子は直接フォトダイオード723dのカソードに接続される。
充電電圧Vxが上昇すると、コンパレータ725a〜725dの出力が、この順に、論理ハイ(オープン)から論理ロー(ゼロ)に反転していき、これに応じてフォトダイオード723d及びフォトトランジスタ723tに流れる電流が増加していく。したがって、充電電圧Vxが上昇するにつれて、制御信号Sの電位が段階的に低下する。これにより、充電電圧Vxの上昇により制御信号Sの電位が低下するにつれて端子27aの電位が段階的に低下していき、上述したPWM制御部27のオン幅帰還機能によって入力電圧Vdcが段階的に上昇していくことになる。なお、入力電圧FF部72において、充電電圧Vxの上昇(低下)に対する入力電圧Vdcの上昇(低下)の関係が上述したものである限り、他の回路構成が採用されてもよい。
図4Bに、図3Bに対応する充電装置1における充電電圧Vxと入力電圧Vdcの関係の一例を示す。図4B及び後述の図5Bにおいて、充電電圧Vxについて、Vxa〜Vxdは電圧値Va〜Vdに対応する電圧値をそれぞれ表し、Vxsは充電設定値を表す。入力電圧Vdcについて、Vdc0及びVdc3は最小値及び最大値をそれぞれ表す。図4Bに示すように、充電電圧Vxが上昇して電圧値Vxa〜Vxdを超える毎に入力電圧Vdcが段階的に切り換えられる。本例では、電圧値Vxdが充電設定値Vxsよりも低い値として設定されているが、適用される充電設定値Vxsによっては、電圧値Vxd(又は電圧値Vxc及びVxd)は充電電圧値Vsx以上の値となってもよい。この場合、コンパレータ725d(又はコンパレータ725c及び725d)は実質的に機能しない。
図5Bに、図4Bに対応する充電電圧Vx(下段)及び入力電圧Vdc(上段)の時間的変化を示す(横軸は時間である)。
時刻t0において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc0となる。時刻t0以降において、充電電圧Vxが上昇する。時刻t1a〜t1dにおいて充電電圧Vxがそれぞれ電圧値Vxa〜Vxdを超える毎に、入力電圧FF部72の制御により、入力電圧Vdcが段階的に上昇していく。時刻t1dにおいて、Vx=Vxdとなると、図4Bに示した設定により、Vdc=Vdc3となる。
時刻t0において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc0となる。時刻t0以降において、充電電圧Vxが上昇する。時刻t1a〜t1dにおいて充電電圧Vxがそれぞれ電圧値Vxa〜Vxdを超える毎に、入力電圧FF部72の制御により、入力電圧Vdcが段階的に上昇していく。時刻t1dにおいて、Vx=Vxdとなると、図4Bに示した設定により、Vdc=Vdc3となる。
時刻t1d以降は、図5Aと同様である。すなわち、入力電圧FF部72の出力が固定され、充電電圧Vxの増加にかかわらず入力電圧Vdcが最大値Vdc3に維持される。そして、時刻t2において、Vx=Vxsとなり、その後、定電圧制御部71の定電圧制御により、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに維持される。
以上のように、本実施形態による充電装置1は、入力電圧Vdcを生成する直流電源部2と、入力電圧Vdcを交流変換するハーフブリッジ回路3と、ハーフブリッジ回路3の交流出力を共振させる共振回路4と、共振回路4の出力を整流及び平滑して出力電圧を充電負荷10に投入する出力回路5と、出力電圧に対応する充電電圧Vxを検出する電圧検出回路6と、制御回路7を備える。制御回路7において、駆動部70は、ハーフブリッジ回路3を所定のスイッチング周波数f1で駆動し、入力電圧FF部72は、充電電圧Vxの上昇に対して入力電圧Vdcが上昇するように直流電源部2を制御して入力電圧Vdcをフィードフォワード制御する。このように、充電負荷10の充電電圧が比較的低い範囲においては入力電圧Vdcが低減される構成により、高い充電電圧のための高い入力電圧(例えば、最大値Vdc3)を確保しつつ、低い充電電圧でのハーフブリッジ回路3及び共振回路4における過電流状態を防止できる。したがって、共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置1において、充電負荷10の充電状態にかかわらず安定充電動作が可能となる。
<第2の実施形態>
上記第1の実施形態では、充電電圧Vxが充電設定値Vxs未満である範囲においてはスイッチング周波数fが固定される構成を示したが、本実施形態では、所定の充電電圧範囲においてスイッチング周波数fが充電電圧Vxに基づいてフィードフォワード制御される構成を示す。
上記第1の実施形態では、充電電圧Vxが充電設定値Vxs未満である範囲においてはスイッチング周波数fが固定される構成を示したが、本実施形態では、所定の充電電圧範囲においてスイッチング周波数fが充電電圧Vxに基づいてフィードフォワード制御される構成を示す。
図6に、本実施形態による充電装置1を示す。本実施形態と第1の実施形態とでは、制御回路7の構成が異なり、他の構成は実質的に同様である。同様の構成には同様の符号を付し、重複する説明を省略する。
制御回路7は、駆動部70、定電圧制御部71、入力電圧FF部72、周波数フィードフォワード部74(以下「周波数FF部74」という)を備え、必要に応じて充電設定切換部73を備える。周波数FF部74は、2次側グランドG2を基準電位として制御電源Vcc2によって動作する。制御回路7において、定電圧制御部71が実質的に機能しない充電電圧範囲(充電電圧Vx<充電設定値Vxsの場合)においては、充電電圧Vxの上昇に応じて、入力電圧FF部72が入力電圧Vdcを上昇させるとともに、周波数FF部74がスイッチング周波数fを低下させる。すなわち、入力電圧FF部72及び周波数FF部74が、充電電圧Vxに基づいて、それぞれ入力電圧Vdc及びスイッチング周波数fをフィードフォワード制御する。
図7に、周波数FF部74を含む制御回路7の回路構成の一例を示す。周波数FF部74は、コンパレータ740、電圧源741、抵抗742及びダイオード745を含む。定電圧制御部71は、第1の実施形態の構成に加えて、オペアンプ710の出力端とフォトダイオード713dのカソードの間に接続されたダイオード715を含む。コンパレータ740の正入力端子(+)には電圧検出回路6による電圧検出値(充電電圧Vx)が入力され、負入力端子(−)には電圧源741の電圧値V2が入力される。電圧源741は制御電源Vcc2の分圧点であり、その電圧値V2は電圧源711の電圧値よりも低い。コンパレータ740の出力端子は、抵抗742及びダイオード745を介してフォトダイオード713dのカソードに接続される。コンパレータ740の出力は、論理ローでゼロとなり、論理ハイでオープンとなるものとする。
電圧検出値(充電電圧Vx)が電圧値V2未満である場合には、コンパレータ740の出力はゼロとなる。このとき、電圧検出値(充電電圧Vx)は電圧源711の電圧値未満でもあることから、定電圧制御部71に関して上述したようにオペアンプ710の出力は制御電源Vcc2に等しくなる。したがって、ダイオード745がオン、ダイオード715がオフとなり、フォトダイオード713d、ダイオード745及び抵抗742を介して電流が流れ、これに応じてフォトトランジスタ713tに電流が流れる。これにより、駆動部70は、周波数f1よりも高い周波数f2をスイッチング周波数fとして出力する。
電圧検出値(充電電圧Vx)が電圧値V2以上でかつ電圧源711の電圧値未満である場合には、コンパレータ740の出力はオープンとなり、かつオペアンプ710の出力も制御電源Vcc2に等しい。したがって、ダイオード745及び715はオフとなり、フォトダイオード713d及びフォトトランジスタ713tに電流は流れず、駆動部70は周波数f1をスイッチング周波数fとして出力する。
電圧検出値(充電電圧Vx)が電圧源711の電圧値以上の場合には、コンパレータ740の出力がオープンの状態で、オペアンプ710の出力電圧が低下する。したがって、ダイオード745がオフ、ダイオード715がオンとなり、定電圧制御部71による定電圧制御が実行される。すなわち、周波数FF部74は、定電圧制御部71の定電圧制御動作に影響しない。
図8に、充電装置1における充電電圧Vxに対する入力電圧Vdc及びスイッチング周波数fの関係の一例を示す。図8及び後述の図9において、充電電圧Vxについて、Vx1及びVx2は所定値を表し、Vxsは充電設定値を表す。入力電圧Vdcについて、Vdc1及びVdc3は最小値及び最大値をそれぞれ表す。図8に示すように、Vx=0においてVdc=Vdc1となり、Vx=Vx1においてVdc=Vdc3となり、Vx≦Vx2においてf=f2となり、Vx2<Vxにおいてf=f1となるように、各回路定数が設定される。なお、本例においては、Vx2<Vx1であるが、Vx1≦Vx2であってもよい。ただし、いずれの場合であっても、Vx2<Vxsであることが望ましい。
所定値Vx2は電圧源741の電圧値V2によって決まり、充電設定値Vxs及び所定値Vx1は第1の実施形態と同様に決まる。そして、制御信号Sが最小値となる状態でVdc=Vdc1となり、制御信号Sが最大値となる状態でVdc=Vdc3となるように、抵抗261、262、28、722a、722b、724等の定数が設定される。また、フォトダイオード713dに電流が流れない状態でf=f1となり、フォトダイオード713dに抵抗742を介して電流が流れる状態でf=f2となるように抵抗714、抵抗742及び駆動部70内の回路の各定数が設定される。
最小値Vdc1は、Vx=0において、ハーフブリッジ回路3が周波数f2でスイッチングされた場合にハーフブリッジ回路3及び共振回路4が過電流とならないような電圧である。最大値Vdc3は、第1の実施形態と同様に、直流電源部2(本例ではPFC)の最大出力設定値である。なお、充電設定切換部73が設けられる場合、適用され得る複数の充電設定値Vxsについて、所定値Vx1、最小値Vdc1及び最大値Vdc3の変更を要しないように充電装置1全体が設計されることが、汎用性の観点から好ましい。
ここで、最小値Vdc1は、第1の実施形態で示した最小値Vdc0よりも高い。これは、低い充電電圧範囲において、周波数f1よりも高い周波数f2がスイッチング周波数fとして適用されることにより、周波数f1が適用される場合と比べてハーフブリッジ回路3及び共振回路4の回路電流が低減されることによる。これにより、低い充電電圧範囲において、入力電圧Vdcの(最大値Vdc3からの)低減量を減少させることが可能となる。
図9に、下段から、図8に対応する充電電圧Vx、スイッチング周波数f及び入力電圧Vdcの時間的変化を示す(横軸は時間である)。
時刻t10において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc1となり、周波数FF部74の制御により、f=f2となる。時刻t10以降において、充電電圧Vxの上昇とともに、入力電圧FF部72の制御によって入力電圧Vdcが上昇していく。
時刻t10において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FF部72の制御により、Vdc=Vdc1となり、周波数FF部74の制御により、f=f2となる。時刻t10以降において、充電電圧Vxの上昇とともに、入力電圧FF部72の制御によって入力電圧Vdcが上昇していく。
時刻t11において、Vx=Vx2となり、周波数FF部74の制御により、スイッチング周波数fがf2からf1に切り換えられる。
時刻t12において、Vx=Vx1となると、図8に示した設定により、Vdc=Vdc3となる。時刻t12以降においては、入力電圧FF部72の出力が固定され、充電電圧Vxの増加かかわらず入力電圧Vdcが最大値Vdc3に維持される。
時刻t13において、Vx=Vxsとなり、その後、定電圧制御部71の定電圧制御により、充電電圧Vxが充電設定値Vxsに維持される。
なお、本実施形態では、スイッチング周波数fのf2からf1への変化を1段階としたが、この変化が多段階的又は連続的となるように構成されてもよい。例えば、充電電圧Vxの増加に対してスイッチング周波数fがf2からf1へ単調減少するようにしてもよい。また、本実施形態では、充電電圧Vxの上昇に対して入力電圧Vdcが連続的に上昇する構成を示したが、充電電圧Vxの上昇に対して入力電圧Vdcが段階的に上昇するように構成してもよい(図3B、図4B及び図5B参照)。
以上のように、本実施形態の充電装置1においては、制御回路7が周波数FF部74を含み、周波数FF部74は、充電電圧Vxの上昇に対してスイッチング周波数fが低下するようにハーフブリッジ回路3を制御してスイッチング周波数fをフィードフォワード制御する。このように、低い充電電圧範囲において、スイッチング周波数fを高くすることにより入力電圧Vdcの(最大値Vdc3からの)低減幅を減少させることができる。したがって、上述した第1の実施形態における有利な効果に加えて、直流電源部2によって生成される入力電圧の範囲を狭めることができ、直流電源部2の設計自由度が高まる。
<第3の実施形態>
上記第1の実施形態では、充電電圧Vxに基づいて入力電圧Vdcがフィードフォワード制御される構成を示したが、本実施形態では、ハーフブリッジ回路3及び共振回路4に流れる1次電流に基づいて入力電圧Vdcがフィードバック制御される構成を示す。
上記第1の実施形態では、充電電圧Vxに基づいて入力電圧Vdcがフィードフォワード制御される構成を示したが、本実施形態では、ハーフブリッジ回路3及び共振回路4に流れる1次電流に基づいて入力電圧Vdcがフィードバック制御される構成を示す。
図10に、本実施形態の充電装置1を示す。本実施形態と第1の実施形態とでは、制御回路7及び電流検出回路8の構成が異なり、他の構成は実質的に同様である。同様の構成には同様の符号を付し、重複する説明を省略する。
電流検出回路8(以下、「電流検出抵抗8」ともいう)は低抵抗素子からなり、ハーフブリッジ回路3の低電位端と共振回路4の低電位端との接続点と、1次側グランドG1との間に挿入接続される。代替構成として、電流検出抵抗8は、共振回路4の低電位端と1次側グランドG1との接続点と、ハーフブリッジ回路3の低電位端との間に接続される構成(すなわち、電流検出抵抗8、トランジスタ32、インダクタ41、トランス43の1次巻線P及び共振コンデンサ42が閉ループを形成する構成)としてもよい。電流検出抵抗8は、ハーフブリッジ回路3及び共振回路4に流れる1次電流を検出する。
制御回路7は、駆動部70、定電圧制御部71及び入力電圧フィードバック制御部75(以下、「入力電圧FB部75」という)を備え、必要に応じて充電設定切換部73を備える。入力電圧FB部75には、電流検出抵抗8によって検出された電流検出値(1次電流)が入力される。概略として、駆動部70がスイッチング回路3を所定のスイッチング周波数fで駆動する一方で、入力電圧FB部75が1次電流に基づいて直流電源部2の入力電圧Vdcをフィードバック制御する。
図11に、本実施形態の制御回路7の回路構成の一例を示す。入力電圧FB部75は、オペアンプ750、電圧源751、帰還素子752及びダイオード753を備える。入力電圧FB部75は、1次側グランドG1を基準電位として、1次側制御電源によって動作する。オペアンプ750の正入力端子(+)には電流検出抵抗8によって検出された電流検出値(1次電流)が入力され、負入力端子(−)には1次電流の上限値に対応する電圧値が電圧源751から入力される。電圧源751は1次側制御電源の分圧点である。ここで、1次電流の上限値は、ハーフブリッジ回路3のスイッチング素子31及び32の電流定格値、ハーフブリッジ回路3及び共振回路4の許容温度上昇等を考慮して設定される。オペアンプ750の出力端子と正入力端子の間に帰還素子752(抵抗、コンデンサ又はその組合せ)が接続され、出力端子はダイオード753を介して直流電源部2の抵抗28(図2参照)に接続される。
オペアンプ750は、正入力端子に入力される電流検出値(1次電流)と、負入力端子に入力される電圧値(上限値)との誤差を非反転増幅して出力する。すなわち、オペアンプ750によって、1次電流が上限値に一致するように制御信号Sが出力される。ただし、入力電圧Vdcには上限値(最大値Vdc3)が設定されているので、1次電流が上限値以下となる場合にはVdc=Vdc3となり、オペアンプ750の出力はゼロに固定される。これにより、充電開始時等のように低い充電電圧範囲において、1次電流が上限値に一致するように、入力電圧FB部75及び直流電源部2によって入力電圧Vdcが低減される。一方、充電終了付近等のように高い充電電圧範囲においては、1次電流は上限値以下となり、入力電圧Vdcは最大値Vdc3で一定となる。
図12に、下段から、充電電圧Vx、1次電流及び入力電圧Vdcの時間的変化を示す(横軸は時間である)。図において、Vdc2及びVdc3は入力電圧Vdcの最小値及び最大値をそれぞれ表し、Vxsは充電設定値を表す。
時刻t20において、充電が開始される。この時点で、入力電圧FB部75の制御により、1次電流は上限値となり、Vdc=Vdc2となる。なお、不図示であるが、スイッチング周波数fは下限周波数f1に固定されているものとする。時刻t20以降において、充電電圧Vxが上昇していき、入力電圧FB部75の制御により、1次電流は上限値に維持されつつ入力電圧Vdcが上昇していく。
時刻t21以降において、充電電圧Vxの増加とともに1次電流が上限値から低下していく。したがって、入力電圧FB部75の出力が固定され、入力電圧Vdcは最大値Vdc3で一定となる。
時刻t22において、Vx=Vxsとなり、定電圧制御部71の定電圧制御によるスイッチング周波数fのフィードバック制御が開始される。時刻t22以降は、定電圧制御によるスイッチング周波数fの変化に応じて1次電流が変化し得る。
なお、Vx=Vxsにおいて充電電圧Vxを維持するための1次電流は、Vx<Vxsにおいて充電電圧Vxを上昇させるための1次電流よりも小さくなるので、必然的に1次電流の上限値よりも小さくなる。したがって、定電流制御部71によるスイッチング周波数fのフィードバック制御と、入力電圧FB部75による入力電圧Vdcのフィードバック制御とが競合することはない。また、本実施形態でも、第2の実施形態と同様に周波数FF部74が設けられてもよく、これにより最小値Vdc2を上昇させることができる。
以上のように、本実施形態の充電装置1は、入力電圧Vdcを生成する直流電源部2と、入力電圧を交流変換するハーフブリッジ回路3と、ハーフブリッジ回路3の交流出力を共振させる共振回路4と、共振回路4の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷10に投入する出力回路5と、ハーフブリッジ回路3及び共振回路4に流れる1次電流を検出する電流検出抵抗8と、制御回路7を備える。制御回路7において、駆動部70は、ハーフブリッジ回路3を所定のスイッチング周波数で駆動し、入力電圧FB部75は、1次電流が上限値以下となるように直流電源部2を制御して入力電圧Vdcをフィードバック制御する。このように、充電負荷10の充電電圧が比較的低い範囲において1次電流が上限値以下に制限される構成により、高い充電電圧のための高い入力電圧を確保しつつ、低い充電電圧でのハーフブリッジ回路3及び共振回路4における過電流状態を確実に防止できる。したがって、共振型のスイッチング電源構成を用いる充電装置1において、充電負荷10の充電状態にかかわらず安定充電動作が可能となる。また、入力電圧FB部75が1次側グランドG1を基準電位として構成され、2次側グランドG2を含まないため、基準電位を変換するためのフォトカプラが不要となり、簡素な回路が実現される。
<変形例>
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
以上に本発明の好適な実施形態を示したが、本発明は、例えば以下に示すように種々の態様に変形可能である。
(1)ハーフブリッジ回路3の変形
上記各実施形態では、入力電圧Vdcを交流変換するスイッチング回路としてハーフブリッジ回路3を示したが、スイッチング回路はフルブリッジ回路であってもよい。この場合、フルブリッジ回路は、端子DC+−DC−間に直列接続された第1のスイッチング素子(ハイサイド)及び第2のスイッチング素子(ローサイド)、並びに端子DC+−DC−間に直列接続された第3のスイッチング素子(ハイサイド)及び第4のスイッチング素子(ローサイド)を備える。フルブリッジ回路の一方の出力点(第1及び第2のスイッチング素子の中点)と他方の出力点(第3及び第4のスイッチング素子の中点)との間に、インダクタ41、共振コンデンサ42及びトランス43の1次巻線Pの直列回路が接続される。そして、第1及び第4のスイッチング素子の組と第2及び第3のスイッチング素子の組とが、フルブリッジドライバIC等を備えた駆動部70によって、上述したスイッチング周波数で交互にオンオフされる。
上記各実施形態では、入力電圧Vdcを交流変換するスイッチング回路としてハーフブリッジ回路3を示したが、スイッチング回路はフルブリッジ回路であってもよい。この場合、フルブリッジ回路は、端子DC+−DC−間に直列接続された第1のスイッチング素子(ハイサイド)及び第2のスイッチング素子(ローサイド)、並びに端子DC+−DC−間に直列接続された第3のスイッチング素子(ハイサイド)及び第4のスイッチング素子(ローサイド)を備える。フルブリッジ回路の一方の出力点(第1及び第2のスイッチング素子の中点)と他方の出力点(第3及び第4のスイッチング素子の中点)との間に、インダクタ41、共振コンデンサ42及びトランス43の1次巻線Pの直列回路が接続される。そして、第1及び第4のスイッチング素子の組と第2及び第3のスイッチング素子の組とが、フルブリッジドライバIC等を備えた駆動部70によって、上述したスイッチング周波数で交互にオンオフされる。
(2)制御回路7の内部構成の変形
上記各実施形態では、制御回路7を構成する各部の回路を例示したが、各部の構成は開示したものに限られず、同じ目的を達成するのに種々の回路構成が採用され得る。また、制御回路7を構成する各部の回路をアナログ回路によって例示したが、各部はマイコン等を用いたデジタル回路によって構成されてもよい。
上記各実施形態では、制御回路7を構成する各部の回路を例示したが、各部の構成は開示したものに限られず、同じ目的を達成するのに種々の回路構成が採用され得る。また、制御回路7を構成する各部の回路をアナログ回路によって例示したが、各部はマイコン等を用いたデジタル回路によって構成されてもよい。
1 充電装置
2 直流電源部
3 ハーフブリッジ回路(スイッチング回路)
4 共振回路
5 出力回路
6 電圧検出回路
7 制御回路
8 電流検出抵抗(電流検出回路)
10 充電負荷
70 駆動部
71 定電圧制御部
72 入力電圧FF部
73 充電設定切換部
74 周波数FF部
75 入力電圧FB部
2 直流電源部
3 ハーフブリッジ回路(スイッチング回路)
4 共振回路
5 出力回路
6 電圧検出回路
7 制御回路
8 電流検出抵抗(電流検出回路)
10 充電負荷
70 駆動部
71 定電圧制御部
72 入力電圧FF部
73 充電設定切換部
74 周波数FF部
75 入力電圧FB部
Claims (5)
- 充電装置であって、
直流の入力電圧を生成する直流電源部と、
前記入力電圧を交流変換するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の交流出力を共振させる共振回路と、
前記共振回路の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷に投入する出力回路と、
前記出力電圧に対応する充電電圧を検出する電圧検出回路と、
前記スイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動する駆動部、及び前記充電電圧の上昇に対して前記入力電圧が上昇するように前記直流電源部を制御して前記入力電圧をフィードフォワード制御する入力電圧フィードフォワード部を含む制御回路と
を備えた充電装置。 - 請求項1に記載の充電装置において、前記制御回路が、前記充電電圧の上昇に対して前記スイッチング周波数が低下するように前記スイッチング回路を制御して前記スイッチング周波数をフィードフォワード制御する周波数フィードフォワード部を更に含む、充電装置。
- 請求項1又は2に記載の充電装置において、前記制御回路が、
前記充電電圧が前記充電設定値に到達した後に、前記充電電圧が前記充電設定値に一致するように前記スイッチング回路を制御して前記スイッチング周波数をフィードバック制御する定電圧制御部を更に含む、充電装置。 - 充電装置であって、
直流の入力電圧を生成する直流電源部と、
前記入力電圧を交流変換するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の交流出力を共振させる共振回路と、
前記共振回路の出力を整流及び平滑して直流の出力電圧を充電負荷に投入する出力回路と、
前記スイッチング回路及び前記共振回路に流れる1次電流を検出する電流検出回路と、
前記スイッチング回路を所定のスイッチング周波数で駆動する駆動部、及び前記1次電流が上限値以下となるように前記直流電源部を制御して前記入力電圧をフィードバック制御する入力電圧フィードバック部を含む制御回路と
を備えた充電装置。 - 請求項4に記載の充電装置であって、
前記出力電圧に対応する充電電圧を検出する電圧検出回路を更に備え、
前記制御回路が、前記充電電圧が前記充電設定値に一致するように前記スイッチング回路を制御して前記スイッチング周波数をフィードバック制御する定電圧制御部を更に含む、充電装置。
Priority Applications (1)
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JP2015181445A JP2017060236A (ja) | 2015-09-15 | 2015-09-15 | 充電装置 |
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JP (1) | JP2017060236A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019030122A (ja) * | 2017-07-28 | 2019-02-21 | 株式会社日立産機システム | 共振形電源装置 |
-
2015
- 2015-09-15 JP JP2015181445A patent/JP2017060236A/ja active Pending
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