JP6156575B2 - パワーコンディショナおよびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、パワーコンディショナおよびその制御方法に関する。

パワーコンディショナは、太陽電池や蓄電池である電池部と、商用電源である系統とに接続される。パワーコンディショナは、自立運転に移行すると、系統から切り離されて、電池部を放電状態にする。そして、パワーコンディショナは、放電状態の電池部の電池電圧（ＤＣ電圧）を単相三線式のＡＣ電圧に変換して負荷に供給する。また、蓄電池を用いた双方向のパワーコンディショナの場合、系統からの電力によって畜電池が充電される。

ところで、家庭で使われる電化製品の中には、直流分負荷（半波整流負荷）の製品がある。例えば、ドライヤーの中には、強モードでは全波整流負荷であるが、弱モードでは半波整流負荷になる製品がある。ここで、直流分負荷（半波整流負荷）は、負荷に入力されたＡＣ電圧波形が正のサイクルである時にのみ電流を流す負荷と定義する。また、全波整流負荷は、正のサイクルである時と負のサイクルである時との両方で電流を流す負荷と定義する。

パワーコンディショナの一例であるＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply）のカタログ等を見ると、注意事項に“半波整流の製品は使用しないこと”と記載されていることがある。しかし、ユーザーは、ＵＰＳを使用する電化製品が、全波整流負荷または半波整流負荷のどちらであるかを認識して使用してはいない。

そのため、パワーコンディショナとしては、直流分負荷（半波整流負荷）が接続されていても、負荷の破損等の問題が生じないように設計しておく必要がある。

以下に、関連するパワーコンディショナの回路構成について説明する。

図１は、関連発明１のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図１を参照すると、関連発明１のパワーコンディショナは、双方向の昇降圧用のＤＣＤＣコンバータ１１と、双方向のＤＣＡＣインバータ１２とを有している。双方向の昇降圧用のＤＣＤＣコンバータ１１は、コンデンサＣ１と、コイルＬ１と、トランジスタＱ１，Ｑ２と、コンデンサＣ２，Ｃ３とで構成される。双方向のＤＣＡＣインバータ１２は、コンデンサＣ２，Ｃ３と、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と、コイルＬ２，Ｌ３と、コンデンサＣ４，Ｃ５とで構成される。

ＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２は、蓄電池２０のプラス側に配置されたハイサイド側のコンデンサＣ２と蓄電池２０のマイナス側に配置されたローサイド側のコンデンサＣ３とが直列に接続された構成の直流リンク部を共有している。ＤＣＤＣコンバータ１１とＤＣＡＣインバータ１２とは、この直流リンク部にて互いに接続されている。また、この直流リンク部の中点（つまり、コンデンサＣ２，Ｃ３の接続点）は、単相三線の中点（Ｎ相）に接続されている。

蓄電池２０の放電時には、ＤＣＤＣコンバータ１１は、入力端が蓄電池２０の両端に接続され、出力端がＤＣＡＣインバータ１２の入力端に接続されることになる。また、ＤＣＡＣインバータ１２は、入力端がＤＣＤＣコンバータ１１の出力端に接続され、出力端が単相三線に接続されることになる。

ＤＣＤＣコンバータ１１は、蓄電池２０の放電時には、蓄電池２０の電池電圧（ＤＣ電圧）を入力し、その電池電圧を昇圧する。

ＤＣＡＣインバータ１２は、蓄電池２０の放電時には、ＤＣＤＣコンバータ１１の出力電圧、つまり、直流リンク部の両端電圧（以下、直流リンク電圧と呼ぶ）を入力し、その直流リンク電圧を単相三線式のＡＣ電圧に変換する。また、図１には図示していないが、負荷は、ＤＣＡＣインバータ１２と系統３０との間の単相三線に接続されることになる。

なお、蓄電池２０の充電時には、ＤＣＡＣインバータ１２は、入力端が単相三線に接続され、出力端がＤＣＤＣコンバータ１１の入力端に接続されることになり、放電時とは逆方向への動作を行う。また、ＤＣＤＣコンバータ１１は、入力端がＤＣＡＣインバータ１２の出力端に接続され、出力端が蓄電池２０の両端に接続されることになり、放電時とは逆方向への動作を行う。

以下に、関連発明１のパワーコンディショナの自立運転時（系統３０からの切り離し時）の動作について説明する。

関連発明１のパワーコンディショナは、系統３０に停電等の障害が発生した場合、系統３０から切り離されて、自立運転に移行し、蓄電池２０を放電させる。

ＤＣＤＣコンバータ１１においては、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより、蓄電池２０の電池電圧を昇圧し、直流リンク電圧を安定化させる。

ＤＣＡＣインバータ１２においては、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ３，Ｑ４のデューティをＰＷＭ制御し、そのＰＷＭ制御された電圧をコイルＬ２およびコンデンサＣ４で平滑することにより、Ｕ相にＡＣ100Ｖの正弦波を生成する。また、ＤＣＡＣインバータ１２においては、トランジスタＱ５、Ｑ６のデューティをＰＷＭ制御し、そのＰＷＭ制御された電圧をコイルＬ３およびコンデンサＣ５で平滑することにより、Ｖ相にＡＣ100Ｖの正弦波を生成する。これにより、Ｕ相−Ｖ相間にはＡＣ200Ｖの正弦波が生成される。

しかし、関連発明１のように、直流リンク部の中点が単相三線の中点（Ｎ相）に接続されるパワーコンディショナの場合、自立運転時に、直流リンク部のコンデンサＣ２の両端電圧とコンデンサＣ３の両端電圧とのバランスが崩れる場合がある。その場合、ＤＣＡＣインバータ１２は、ＡＣ電圧を制御することができなくなり、ＡＣ電圧波形は、正のサイクル時の波形と負のサイクル時の波形とのバランスが崩れてしまう（正負非対称）。このときに、商用トランスを有する直流分負荷（半波整流負荷）がＵ相あるいはＶ相に接続されていると、その商用トランスが偏磁し、その商用トランスを有する負荷が破損する可能性がある。

以下に、関連発明１のパワーコンディショナのＵ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続された場合に、ＡＣ電圧波形の正負バランスが崩れるメカニズムについて説明する。ここでは、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続された場合を例に挙げる。

図２および図３は、関連発明１のパワーコンディショナのＵ相に負荷が接続された場合における、負荷への電流経路を示す図である。図２は、Ｕ相のＡＣ電圧波形が正のサイクルである時の電流経路を示す。図３は、Ｕ相のＡＣ電圧波形が負のサイクルである時の電流経路を示す。

図２を参照すると、ＡＣ電圧波形の正のサイクル時は、トランジスタＱ３がスイッチング用、トランジスタＱ４が還流用として動作し、“Ｑ３オンかつＱ４オフ”→“Ｑ３オフかつＱ４オン”→“Ｑ３オンかつＱ４オフ”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は放電し、コンデンサＣ３は充電される。

図３を参照すると、ＡＣ電圧波形の負のサイクル時は、トランジスタＱ４がスイッチング用、トランジスタＱ３が還流用として動作し、“Ｑ４オンかつＱ３オフ”→“Ｑ４オフかつＱ３オン”→“Ｑ４オンかつＱオフ”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は充電され、コンデンサＣ３は放電する。

ＡＣ電圧波形の正のサイクル時と負のサイクル時との両方で電流を流す負荷（全波整流負荷）の場合は、“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→“Ｃ２が充電かつＣ３が放電（負のサイクル時）”→“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３は充放電を交互に繰り返すので、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスは保たれる。

しかし、ＡＣ電圧波形の正のサイクル時にのみ電流を流す負荷（半波整流負荷）の場合は、“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→“充放電なし（負のサイクル時）”→“Ｃ２が放電かつＣ３が充電（正のサイクル時）”→・・・を繰り返す。そのため、コンデンサＣ２は放電のみ、コンデンサＣ３は充電のみとなる。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧は低下し、コンデンサＣ３の両端電圧は上昇するため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れる。その結果、ＤＣＡＣインバータ１２は、ＡＣ電圧を制御することができなくなり、ＡＣ電圧波形の正負バランスが崩れる（正負非対称）。

この課題に対する対策回路が、特許文献１にて提案されている。

図４は、特許文献１にて提案された、関連発明２のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図４を参照すると、関連発明２のパワーコンディショナは、関連発明１に対して、単方向の降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部４０１を追加した点が異なる。単方向の降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部４０１は、トランジスタＱ７，Ｑ８およびコイルＬ４で構成される。

降圧部４０１は、入力端が直流リンク部の両端に接続され、出力端が直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端に接続されている。

降圧部４０１は、蓄電池２０の放電時には、直流リンク電圧を入力とし、その直流リンク電圧を降圧して、コンデンサＣ３の両端電圧を制御する。

具体的には、蓄電池２０の放電時には、トランジスタＱ７，Ｑ８をデューティ0.5でＰＷＭ制御することにより、降圧部４０１の出力電圧、つまりコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。これにより、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されることになる。そして、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れる方向に向かおうとしても、ローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧は、降圧部４０１によって、直流リンク電圧の半分の電圧に強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できる。

特開２０１３−２１７７１号公報

上述のように、関連発明１のパワーコンディショナは、直流リンク部のコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れるという問題がある。

これに対して関連発明２のパワーコンディショナは、降圧部４０１を追加し、降圧部４０１によって、ローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できる。

しかし、関連発明２のパワーコンディショナは、降圧部４０１が直流リンク電圧を入力としているため、降圧部４０１を耐圧性の高い部品で構成しなければならないという問題がある。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、直流リンク部のローサイド側コンデンサの両端電圧を制御するＤＣＤＣコンバータを低耐圧の部品で構成することができるパワーコンディショナおよびその制御方法を提供することにある。

本発明のパワーコンディショナは、
電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第１のＤＣＤＣコンバータと、
前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力とし、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力するＤＣＡＣインバータと、
前記電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、
前記電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する第２のＤＣＤＣコンバータと、を有する。

本発明のパワーコンディショナの制御方法は、
前記パワーコンディショナに、
第１のＤＣＤＣコンバータと、
第２のＤＣＤＣコンバータと、
ＤＣＡＣインバータと、
電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、を設け、
前記第１のＤＣＤＣコンバータが、前記電池部の電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧し、
前記ＤＣＡＣインバータが、前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力として、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力し、
前記第２のＤＣＤＣコンバータが、前記電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する。

本発明によれば、直流リンク部のローサイド側コンデンサの両端電圧を制御する第２のＤＣＤＣコンバータを、低耐圧の部品で構成することができるという効果が得られる。

関連発明１のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 関連発明１のパワーコンディショナの出力電圧が正のサイクルである時の負荷への電流経路を示す図である。 関連発明１のパワーコンディショナの出力電圧が負のサイクルである時の負荷への電流経路を示す図である。 関連発明２のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

以下に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の構成
図５は、本発明の第１の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図５を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、図１に示した関連発明１に対して、昇降圧用の単方向のＤＣＤＣコンバータ１３を追加した点が異なる。昇降圧用の単方向のＤＣＤＣコンバータ１３は、コンデンサＣ１と、コイルＬ４と、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０と、コンデンサＣ３とで構成される。

以下では、ＤＣＤＣコンバータ１１とＤＣＤＣコンバータ１３とを区別するため、ＤＣＤＣコンバータ１１を第１のＤＣＤＣコンバータ１１と称し、ＤＣＤＣコンバータ１３を第２のＤＣＤＣコンバータ１３と称する。

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、入力コンデンサとなるコンデンサＣ１を、第１のＤＣＤＣコンバータ１１と共有する。また、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、出力コンデンサとなるコンデンサＣ３を、第１のＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２と共有している。

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、入力端が蓄電池２０の両端に接続され、出力端が直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端に接続されている。

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の放電時には、蓄電池２０の電池電圧を入力とし、その電池電圧を昇圧または降圧して、コンデンサＣ３の両端電圧を制御する。

第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、コイルＬ４およびトランジスタＱ７，Ｑ８で、降圧用のＤＣＤＣコンバータである降圧部１３１を構成する。また、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、コイルＬ４およびトランジスタＱ９，Ｑ１０で、昇圧用のＤＣＤＣコンバータである昇圧部１３２を構成する。

降圧部１３１においては、トランジスタＱ７はスイッチング用として動作し、トランジスタＱ８は還流用として動作する。蓄電池２０のプラス側は、トランジスタＱ７のドレインに接続されている。トランジスタＱ７のソースは、トランジスタＱ８のドレインおよびコイルＬ４に接続されている。トランジスタＱ８のソースは、蓄電池２０のマイナス側に接続されている。

昇圧部１３２においては、トランジスタＱ１０はスイッチング用として動作し、トランジスタＱ９は還流用として動作する。コイルＬ４は、トランジスタＱ１０のドレインおよびトランジスタＱ９のソースに接続されている。トランジスタＱ９のドレインは、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３のプラス側に接続されている。トランジスタＱ１０のソースは、コンデンサＣ３のマイナス側に接続されている。

このように、図４に示した関連発明２は、追加した降圧部４０１が直流リンク電圧を入力としているのに対し、図５に示す本実施形態は、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３が蓄電池２０の電池電圧を入力としている。

（１−２）第１の実施形態の動作
以下に、本実施形態のパワーコンディショナの動作について説明する。

畜電池２０の電池電圧は140Ｖ〜210Ｖの範囲で変動するが、直流リンク電圧は、ＤＣＤＣコンバータ１１によって345Ｖで安定化されている。

本実施形態のパワーコンディショナは、自立運転に移行し、畜電池２０が放電状態になると、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が動作を開始する。それ以外の状態のときは、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は動作を停止している。停止時は、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０をオフする。
以降の動作は、畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも高いか否かで異なる。

・畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも高い場合の動作（畜電池２０の電池電圧が172.5Ｖ〜210Ｖの場合）
この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は降圧用として動作する（動作モードが降圧）。昇圧部１３２については、トランジスタＱ９のゲートにハイの電圧（例えば10Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ９をオンし、また、トランジスタＱ１０のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ１０をオフする。これにより、昇圧部１３２の動作を停止させる。降圧部１３１は、トランジスタＱ７，Ｑ８およびコイルＬ４で構成される降圧用のＤＣＤＣコンバータである。この降圧用のＤＣＤＣコンバータの回路構成は一般的に知られている。スイッチング用のトランジスタＱ７がオンのときは、還流用のトランジスタＱ８をオフする。トランジスタＱ７がオフすると、トランジスタＱ８をオンし、トランジスタＱ８は還流用のトランジスタとして動作する。蓄電池２０の電池電圧に応じてトランジスタＱ７のデューティをＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧、つまり、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧（345Ｖ）の半分の電圧（172.5Ｖ）に制御する。ここで、例えば、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されてコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れようとしても、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、コンデンサＣ３の両端電圧は直流リンク電圧の半分の電圧（172.5Ｖ）で強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることはない。従って、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されても、本実施形態のパワーコンディショナは正常動作を継続し、その直流分負荷（半波整流負荷）が破損するという問題も生じない。

・畜電池２０の電池電圧が直流リンク電圧の半分の電圧よりも低い場合の動作（畜電池２０の電池電圧が140Ｖ〜172.5Ｖの場合）
この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は昇圧用として動作する（動作モードが昇圧）。降圧部１３１については、トランジスタＱ７のゲートにハイの電圧（例えば10Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ７をオンし、また、トランジスタＱ８のゲートにローの電圧（例えば０Ｖ）を印加し続けて、トランジスタＱ８をオフする。これにより、降圧部１３１の動作を停止させる。昇圧部１３２は、トランジスタＱ９，Ｑ１０およびコイルＬ４で構成される昇圧用のＤＣＤＣコンバータである。この昇圧用のＤＣＤＣコンバータの回路構成は一般的に知られている。スイッチング用のトランジスタＱ１０がオンのときは、還流用のトランジスタＱ９をオフする。トランジスタＱ１０がオフすると、トランジスタＱ９をオンし、トランジスタＱ９は還流用のトランジスタとして動作する。蓄電池２０の電池電圧に応じてトランジスタＱ１０のデューティをＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧、つまり、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧（345Ｖ）の半分の電圧（172.5Ｖ）に制御する。ここで、例えば、Ｕ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されてコンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れようとしても、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、コンデンサＣ３の両端電圧は直流リンク電圧の半分の電圧（172.5Ｖ）に強制的に安定化される。そのため、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることはない。従って、Ｕ相あるいはＶ相に直流分負荷（半波整流負荷）が接続されても、本実施形態のパワーコンディショナは正常動作を継続し、その直流分負荷（半波整流負荷）が破損するという問題も生じない。

表１に、上記の各動作モードでのトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０の動作を示す。

（１−３）第１の実施形態の効果
上述したように本実施形態のパワーコンディショナは、第２のＤＣＤＣコンバータ１３によって、直流リンク部のローサイド側のコンデンサＣ３の両端電圧を、直流リンク電圧の半分の電圧に制御する。これにより、関連発明２と同様に、コンデンサＣ２，Ｃ３の両端電圧のバランスが崩れることを防止できるという効果が得られる。
その他にも、本実施形態のパワーコンディショナは、関連発明２に比べて、以下のような有利な効果が得られる。

（１−３−１）第２のＤＣＤＣコンバータ１３のスイッチングトランジスタ耐圧
本実施形態は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入力を蓄電池２０の電池電圧からとる。そのため、降圧用のスイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧は電池電圧の最大値になる。一方、関連発明２は、トランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧が直流リンク電圧となる。

従って、本実施形態は、関連発明２と比べると、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低耐圧な部品を使用できる。つまり、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低価格で、より小型な部品を使用できる。あるいは、トランジスタＱ７，Ｑ８として、より低いオン抵抗の部品を使用できる。

また、本実施形態は、昇圧用のスイッチングトランジスタＱ９，Ｑ１０についても、最大印加電圧は直流リンク電圧の半分であり、関連発明２のトランジスタＱ７，Ｑ８の最大印加電圧の半分になる。

表２に詳細な比較を示す。本実施形態のスイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０に印加される電圧は、関連発明２に比べ低いことがわかる。

なお、表２では、蓄電池２０の電池電圧の最大値を210Ｖとしたが、例えば、電池電圧が非常に高い場合（例えば、600Ｖtyp等）、第１のＤＣＤＣコンバータ１１として降圧用のＤＣＤＣコンバータ（例えば600Ｖtypから345Ｖを生成等）を使用することになる。この場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が入力する電池電圧は、直流リンク電圧（345Ｖ）よりも高くなるため、関連発明２と比べて、より低耐圧な部品を使用できるという本効果は得られない。そのため、本効果が得られるのは、電池電圧が直流リンク電圧（345Ｖ）よりも低い場合、つまり、第１のＤＣＤＣコンバータ１１として昇圧用のＤＣＤＣコンバータを使用する場合に限られる。

（１−３−２）第２のＤＣＤＣコンバータ１３のインダクタンス（出力リップル電圧）
本実施形態は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入力を蓄電池２０の電池電圧からとる。そのため、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の入出力電圧の差を、関連発明２に比べ小さくできる。従って、第２のＤＣＤＣコンバータ１３のコイルＬ４のインダクタンスが同じ場合、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力リップル電圧（直流リンク部のコンデンサＣ３の両端のリップル電圧）を、関連発明２に比べ小さくできる。逆に言えば、同じ出力リップル電圧を条件とすれば、本実施形態のコイルＬ４のインダクタンスは、関連発明２に比べ、より小さくできる。そのため、コイルＬ４として、より低価格で、より小型品な部品を使用できる。つまり、コイルＬ４として、より低耐圧な部品を使用できる。

表３に詳細な比較を示す。表３は、スイッチング周波数ｆｓを50ｋＨｚ、コイルＬ４のインダクタンスを、関連発明２は１ｍＨ、本実施形態は0.5ｍＨとした場合の出力リップル電圧の計算値を示している。また、本実施形態の計算値は、第２のＤＣＤＣコンバータ１３が降圧用および昇圧用で動作する場合の２通りを示している。本実施形態の出力リップル電圧は、関連発明２の出力リップル以下であり、本発明のコイルＬ４のインダクタンスは、関連発明２のコイルＬ４のインダクタンスの半分にできることがわかる。

（２）第２の実施形態
図６は、本発明の第２の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図６を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧の変動範囲の最低値が、直流リンク電圧の半分の電圧よりも高いことを想定している。

具体的には、第１の実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、140Ｖ〜210Ｖであったのに対し、本実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、第１の実施形態の1.25倍の175Ｖ〜263Ｖを想定している。

そのため、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３において、昇圧動作は不要となる。

従って、図５に示した第１の実施形態と比較すると、トランジスタＱ９，Ｑ１０を未実装にし、かつ、トランジスタＱ９のドレイン・ソース間を線材でショートし、昇圧部１３２を削除している。

例えば、電池電圧が230Ｖのときは、トランジスタＱ７をデューティ0.75でＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧が172.5Ｖになるよう制御する。

（３）第３の実施形態
図７は、本発明の第３の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図７を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧の変動範囲の最高値が、直流リンク電圧の半分の電圧よりも低いことを想定している。

具体的には、第１の実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、140Ｖ〜210Ｖであったのに対し、本実施形態においては、電池電圧の変動範囲は、第１の実施形態の0.75倍の105Ｖ〜158Ｖを想定している。

そのため、追加した第２のＤＣＤＣコンバータ１３において、降圧動作は不要となる。

従って、図５に示した第１の実施形態と比較すると、トランジスタＱ７，Ｑ８を未実装にし、かつ、トランジスタＱ７のドレイン・ソース間を線材でショートし、降圧部１３１を削除している。

例えば、電池電圧が138Ｖのときは、トランジスタＱ１０をデューティ0.2でＰＷＭ制御し、第２のＤＣＤＣコンバータ１３の出力電圧が172.5Ｖになるよう制御する。

（４）第４の実施形態
図８は、本発明の第４の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図８を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、図５に示した第１の実施形態に対して、電池部を蓄電池２０から太陽電池２１に置き換えた点が異なる。

第１の実施形態においては、蓄電池２０を用いるため、系統３０から充電することもある。そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１は双方向コンバータ（充放電方向）、ＤＣＡＣインバータ１２は双方向インバータ（充放電方向）とし、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は単方向コンバータ（放電方向のみ）とすることが好適である。

これに対して本実施形態の場合、太陽電池２１を用いるため、系統３０から充電することはない。そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１およびＤＣＡＣインバータ１２は、単方向、つまり系統３０への放電方向への動作のみを行う。従って、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は共に、単方向コンバータ（放電方向のみ）とし、ＤＣＡＣインバータ１２は単方向インバータ（放電方向のみ）とすることが好適である。

（５）第５の実施形態
図９は、本発明の第５の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図５に示した第１の実施形態においては、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の電池電圧を直接入力していた。

これに対して、図９を参照すると、本実施形態においては、蓄電池２０と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、ブレーカ１４と、ヒューズ１５と、突入電流防止回路１とを配置している。具体的には、蓄電池２０のプラス側と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、ブレーカ１４およびヒューズ１５を配置し、蓄電池２０のマイナス側と第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３との間に、突入電流防止回路１６を配置している。

そのため、第１のＤＣＤＣコンバータ１１および第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、ブレーカ１４、ヒューズ１５および突入電流防止回路１６を介して、蓄電池２０の電池電圧を入力する。これにより、負荷に事故が発生した場合等に、大きな過電流が流れ込むことを防止できる。

なお、ブレーカ１４、ヒューズ１５および突入電流防止回路１６は、機能・構成は公知であり、任意の公知構成を使用できるため、詳細な説明は省略する。

（６）第６の実施形態
図１０は、本発明の第６の実施形態のパワーコンディショナの回路構成を示す図である。

図１０を参照すると、本実施形態のパワーコンディショナは、蓄電池２０の電池電圧が、第３の実施形態よりもさらに低いこと（例えば、100Ｖtyp等）を想定している。

この場合、第１のＤＣＤＣコンバータ１１の１段で、例えば、電池電圧100Ｖを345Ｖに昇圧することは、効率的（損失、熱的）に、第１のＤＣＤＣコンバータ１１に負担がかかる。

そこで、本実施形態においては、第１のＤＣＤＣコンバータ１１の前段に、第３のＤＣＤＣコンバータ１７を設け、ＤＣＤＣコンバータを２段にしている。

この場合、例えば、第３のＤＣＤＣコンバータ１７は、電池電圧100Ｖを200Ｖに昇圧し、第１のＤＣＤＣコンバータ１１は、第３のＤＣＤＣコンバータ１７にて昇圧された電圧200Ｖを345Ｖにさらに昇圧することが考えられる。

なお、図１０においては、第２のＤＣＤＣコンバータ１３は、蓄電池２０の電池電圧を直接入力しているが、入力端を第３のＤＣＤＣコンバータ１７の出力端に接続し、第３のＤＣＤＣコンバータ１７を介して電池電圧を入力しても良い。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

この出願は、２０１４年３月１８日に出願された日本出願特願２０１４−５４５４１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (9)

1. 電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第１のＤＣＤＣコンバータと、
   前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力とし、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力するＤＣＡＣインバータと、
   前記電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、
   前記電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する第２のＤＣＤＣコンバータと、を有する、パワーコンディショナ。
2. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記第２のＤＣＤＣコンバータは、
   前記電池電圧を昇圧する昇圧部と、
   前記電池電圧を降圧する降圧部と、を含む、パワーコンディショナ。
3. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記電池電圧を昇圧する昇圧部を含む、パワーコンディショナ。
4. 請求項１に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記電池電圧を降圧する降圧部を含む、パワーコンディショナ。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記電池部は、蓄電池または太陽電池である、パワーコンディショナ。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記電池部のプラス側と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置された、ブレーカおよびヒューズと、
   前記電池部のマイナス側と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置された、突入電流防止回路と、をさらに有し、
   前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記ブレーカ、前記ヒューズ、および前記突入電流防止回路を介して、前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記電池部と前記第１のＤＣＤＣコンバータとの間に配置され、該電池部の電池電圧を入力とし、該電池電圧を昇圧する第３のＤＣＤＣコンバータをさらに有し、
   前記第１のＤＣＤＣコンバータは、前記第３のＤＣＤＣコンバータを介して前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。
8. 請求項７に記載のパワーコンディショナにおいて、
   前記第３のＤＣＤＣコンバータは、前記電池部と前記第１のＤＣＤＣコンバータおよび前記第２のＤＣＤＣコンバータとの間に配置され、
   前記第２のＤＣＤＣコンバータは、前記第３のＤＣＤＣコンバータを介して前記電池電圧を入力する、パワーコンディショナ。
9. パワーコンディショナの制御方法であって、
   前記パワーコンディショナに、
   第１のＤＣＤＣコンバータと、
   第２のＤＣＤＣコンバータと、
   ＤＣＡＣインバータと、
   電池部のプラス側に配置されたハイサイド側コンデンサと前記電池部のマイナス側に配置されたローサイド側コンデンサとが直列に接続された構成であり、該接続点が単相三線のＮ相に直結され、前記第１のＤＣＤＣコンバータと前記ＤＣＡＣインバータとで共有される直流リンク部と、を設け、
   前記第１のＤＣＤＣコンバータが、前記電池部の電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧し、
   前記ＤＣＡＣインバータが、前記第１のＤＣＤＣコンバータの出力電圧を入力として、該出力電圧を単相三線式の交流電圧に変換して出力し、
   前記第２のＤＣＤＣコンバータが、前記電池電圧を入力として、該電池電圧を昇圧または降圧して、前記ローサイド側コンデンサの両端電圧を、前記直流リンク部の両端電圧の半分の電圧に制御する、パワーコンディショナの制御方法。

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