JP6156100B2 - 電源装置及びこれを搭載した空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置のコンバータに係わり、より詳細には、パッシブフィルタとアクティブフィルタとの切り換えによって電力変換効率を向上させた構成に関する。

近年、空気調和機はウインドエアコンなどの冷房専用機などを除き、多くの製品にインバータで圧縮機を駆動する方式が採用されており、また、インバータに直流電源を供給するコンバータに力率を改善するＰＦＣ（Power Factor Conrrection）回路が採用されている場合が多い。

このＰＦＣを用いたコンバータを小型で、また、高効率で実現する手段のひとつに、インターリーブ方式のアクティブフィルタがある。インターリーブ方式は、電源を複数系統に分けて各相に位相差をもたせ、リップルなどを互いに打ち消しあう回路方式である。２相のインターリーブ方式の場合には、電流位相が１８０度の位相差を持つことでリップルが相殺され、ノイズフィルタの小型化に大きく貢献できる。また、トータルの部品点数は増えるが、個々のインダクタや出力コンデンサ、スイッチング素子などを小型化でき、また、スイッチング回路が複数系統になることで発熱も分散されるメリットもある。

図６はこのようなインターリーブ回路方式が採用されたアクティブフィルタの一例である。
このアクティブフィルタは、交流電源から入力される交流電力を全波整流する整流回路ＲＦＹ１と、整流回路ＲＦＹ１の出力を二分岐する分岐配線と、同分岐配線に設けられたインダクタＬ１１，Ｌ１２と、同インダクタＬ１１，Ｌ１２に直列に接続されたダイオードＤ１１，Ｄ１２と、同ダイオードから出力される電流をチャージする平滑コンデンサＣ１と、インダクタＬ１１，Ｌ１２に対応して設けられ、インダクタＬ１１，Ｌ１２に流れる電流を断続させるトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、入力電流が正弦波状となるようにトランジスタＱ１１，Ｑ１２とに駆動信号を出力するＰＦＣコントローラＩＣ１１とを備えている（例えば、特許文献１参照。）。

このようなアクティブフィルタは電力変換効率の関係により、低負荷時にはスイッチング動作を停止させて使用する場合がある。これは、負荷が大きい場合は昇圧するためにスイッチング動作を行なうが、負荷が小さい場合は昇圧が不必要であるのにスイッチング動作を行なうとスイッチング素子での損失やインダクタの発熱で無駄な電力損失が発生するためである。

しかしながら、アクティブフィルタには平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防止するダイオードＤ１１とダイオードＤ１２とが備えられており、スイッチング動作を停止したとしても、この逆流電流を防止するダイオードでの電力損失が発生する。
一方、パッシブフィルタには逆流電流を防止するダイオードが備えられておらず、このダイオードでの電力損失がない。

さらに、パッシブフィルタに用いられるリアクタは交流電源の周波数（例えば５０ヘルツ）に対応してインダクタンスが決定されている。一方、アクティブフィルタに用いられるスイッチング用のインダクタＬ１１，Ｌ１２は数キロヘルツ〜数十キロヘルツのスイッチング周波数に対応してインダクタンス値が決定されている。このため、アクティブフィルタが停止している場合、スイッチング用のインダクタＬ１１，Ｌ１２は力率改善効果はほとんどない。
このため、低負荷時にはパッシブフィルタよりもスイッチング動作を停止したアクティブフィルタの方が電力変換効率が悪化するという問題があった。

一方、一般的な空気調和機の運転においては、運転の立ち上がりやハイパワー運転などの空調負荷が重い運転期間よりも、それ以外の空調負荷が軽い運転期間の方が長い。このため、アクティブフィルタを備えた空気調和機において、空調負荷が軽い、つまり、低負荷時の電力変換効率の改善が望まれていた。

特開２００７−１９５２８２号公報（第５−６頁、図１）

本発明は以上述べた問題点を解決し、高負荷時にはアクティブフィルタを選択し、低負荷時にはパッシブフィルタを選択して用いることができる電源装置を提供することを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、入力された交流電源を整流する第１整流器と、同第１整流器の一方の出力端に直列に接続されたインダクタとダイオードと、前記インダクタを前記整流器の他方の出力端との間で短絡／開放するスイッチング素子と、前記ダイオードの出力端と前記整流器の他方の出力端との間に接続された平滑コンデンサとを備え、入力された動作指示信号によって動作／停止するアクティブフィルタを搭載し、負荷となる装置に直流電源を供給する電源装置であって、
前記電源装置は、前記交流電源と前記第１整流器の入力端との間に直列に配置されたリアクタと、
入力端が前記第１整流器の入力端に、出力端が前記平滑コンデンサの両端にそれぞれ接続された第２整流器とを備えたパッシブフィルタが設けられ、
入力された開閉切換信号に従って前記リアクタの両端を短絡／開放するスイッチ手段と、
前記電源装置にかかる負荷の値と予め定めた前記負荷の閾値とを比較し、前記負荷の値が前記閾値以上の場合に前記アクティブフィルタを、前記負荷の値が前記閾値未満の場合に前記パッシブフィルタを選択する切換指示信号を出力する切換判定手段と、
前記切換指示信号に基づいて前記パッシブフィルタが選択された時、前記スイッチ手段へ開放を指示する前記開閉切換信号を出力すると共に、前記アクティブフィルタへ動作の停止を指示する前記動作指示信号を出力する指示信号発生手段とを備え、
前記指示信号発生手段は、前記アクティブフィルタが動作している間に、前記開閉切換信号によって前記スイッチ手段を切り換えることを特徴とする。

また、本発明の請求項２に記載の発明は、前記電源装置に前記アクティブフィルタへの入力電流を検出する入力電流検出手段を設け、
前記切換判定手段は、前記入力電流検出手段で検出した前記入力電流の実効値を求める実効電流値算出手段と、前記閾値として入力電流値を記憶する入力電流値記憶手段と、前記負荷の値である前記入力電流の実効値と前記入力電流値とを比較して前記アクティブフィルタまたは前記パッシブフィルタを選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。

一方、本発明の請求項３に記載の発明は、前記電源装置と、前記電源装置から出力される直流電源を交流電源に変換するインバータと、変換された前記交流電源で動作するモータと、前記モータの回転数をＰＷＭ制御されたパルス信号で制御するインバータ制御手段とを備えた空気調和機であって、
前記切換判定手段は、前記負荷の値、または、前記入力電流値、または、前記モータの回転数値、または、前記パルス信号のデューティー値に基づいて前記アクティブフィルタと前記パッシブフィルタとの切り換えを判定することを特徴とする。

以上の手段を用いることにより、本発明による電源装置によれば、パッシブフィルタとアクティブフィルタとを予め定めた負荷の閾値に基づいて切り換えるため、逆流を防止するダイオードによる電力損失がなくて低負荷時に電力変換効率がよいパッシブフィルタと、高負荷時に電力変換効率がよいアクティブフィルタとを、電源装置の負荷に対応して選択的に使用でき、低負荷から高負荷まで電力変換効率がよい。
特に空気調和機は低負荷で長時間運転される場合が多いため、低負荷時の電源効率改善は省エネ改善に効果的である。

本発明による電源装置を用いた空気調和機の実施例を示すブロック図である。 本発明によるスイッチング制御手段の内部を示すブロック図である。 切換判定手段の他の例を示すブロック図である。 本発明の動作原理を説明する説明図である。 パッシブフィルタとアクティブフィルタとを同時に切り換えた時の問題点を説明する説明図である。 従来のインターリーブ方式によるアクティブフィルタを示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１は本発明による電源装置を用いた空気調和機の室外機の実施例を示すブロック図である。
この室外機は、交流電源３に接続された電源装置１と、図示しない圧縮機用のモータ６と、モータ６を駆動するインバータ４と、インバータ４を制御するインバータ制御手段５とで構成されている。

インバータ制御手段５は、インバータ４からモータ６の回転数信号が入力され、また、インバータ４に駆動信号を出力する。なお、駆動信号はＰＷＭ制御されたパルス信号（ＰＷＭ信号）であり、このＰＷＭ信号のデューティーを可変することで、インバータ４からモータ６へ出力される電源電圧を可変する。なお、モータ６の現在の回転数値と、ＰＷＭ信号のデューティー値とはインバータ制御手段５から出力されている。

電源装置１の入力端２７には交流電源３の一方の電源線が接続され、他方の電源線は入力端２８に接続されている。入力端２７は直列に接続されたリアクタ１１を介して第１整流器１３の一方の入力端に、また、入力端２８は直列に接続された入力電流検出手段２３を介して第１整流器１３の他方の入力端に、それぞれ接続されている。また、リアクタ１１にはリレーからなるスイッチ手段１２が並列に接続されており、後述する開閉切換信号に従ってリアクタ１１を短絡／開放する構成になっている。

第１整流器１３の正極は直列に接続されたインダクタ１４とダイオード１８とを介して正極出力端２５に、さらに、第１整流器１３の正極は直列に接続されたインダクタ１５とダイオード１９とを介して正極出力端２５に、それぞれ並列に接続されている。一方、第１整流器１３の負極は負極出力端２６に接続されている。なお、正極出力端２５と負極出力端２６との間には、平滑コンデンサ２０と直流電圧検出手段２１とが設けられており、直流電圧検出手段２１は正極出力端２５と負極出力端２６との間の電圧を検出し、直流電圧信号として出力する。

さらに、インダクタ１５とダイオード１９のアノード端子との接続点と、負極出力端２６との間にスイッチング素子１６が、また、インダクタ１４とダイオード１８のアノード端子との接続点と、負極出力端２６との間にスイッチング素子１７が、それぞれ接続されており、スイッチング信号ａによってスイッチング素子１６が、また、スイッチング信号ｂによってスイッチング素子１７がそれぞれオン／オフされるようになっている。

また、電源装置１は、第１整流器１３と第２整流器２４との入力端がそれぞれ接続され、第２整流器２４の正極は第１整流器１３の正極ライン側にある正極出力端２５に、また、第２整流器２４の負極は第１整流器１３の負極ライン側にある負極出力端２６に、それぞれ接続されている。さらに、電源装置１は電源装置１を制御するスイッチング制御手段２２が備えれており、スイッチング制御手段２２は、スイッチング素子１６と１７に対してスイッチング信号ａとｂとを出力し、また、スイッチ手段１２に開閉切換信号を出力する一方、入力電流検出手段２３で検出した入力電流値と、直流電圧検出手段２１で検出された直流電圧信号とが入力されている。

電源装置１は、リアクタ１１と第２整流器２４と平滑コンデンサ２０とからなるパッシブフィルタ７の電源回路と、それ以外の構成からなるインターリーブ方式のアクティブフィルタ８の電源回路とに分かれている。ただし、平滑コンデンサ２０は２つのフィルタに共通の構成であるため、アクティブフィルタ８にも含まれている。
そして、電源装置１は、アクティブフィルタ８を停止させると共にスイッチ手段１２を開にしてパッシブフィルタ７を動作させるパッシブモードと、スイッチ手段１２を閉にしてパッシブフィルタ７を無効にさせると共にアクティブフィルタ８を動作させるアクティブモードとの２つのモードを選択的に使用できる構成になっている。この切り換えの指示はスイッチング制御手段２２で実行される。

図２は本発明によるスイッチング制御手段２２の内部を示すブロック図である。
このスイッチング制御手段２２はスイッチング信号発生手段３０と切換判定手段４０と指示信号発生手段５０とが備えられている。

スイッチング信号発生手段３０は、入力電流検出手段２３で検出した入力電流値と直流電圧検出手段２１で検出した直流電圧信号と後述するアクティブフィルタ８の動作／停止を指示する動作指示信号とが入力されている。スイッチング信号発生手段３０は、直流電圧信号が目標電圧になるように、また、入力電流値（瞬時値）を監視して入力電流が正弦波状となるようにスイッチング信号ａ，ｂのパルス信号のデューティーを決定し、それぞれのパルス信号を出力する。なお、スイッチング信号を出力するか否か、つまり、アクティブフィルタ８が動作するか否かは動作指示信号に従う構成になっている。スイッチング信号発生手段３０は、この動作指示信号がハイレベルの時にスイッチング信号を出力して昇圧動作を実行し、電源装置１をアクティブモードで動作させる。

切換判定手段４０は負荷の大きさを検出し、この検出値と予め定められた負荷の閾値とを比較して前述したパッシブフィルタ７と、アクティブフィルタ８との切り換えを指示する切換指示信号を出力する。なお、切換指示信号がハイレベルの時がアクティブフィルタ８選択の指示であり、ローレベルの時がパッシブフィルタ７選択の指示である。

切換判定手段４０は、入力電流検出手段２３で検出した入力電流の実効値の大きさを検出し、予め定められた負荷の閾値である入力電流の実効値が４アンペア以上か否かを判断する。つまり、入力電流の実効値が４アンペア以上の場合はアクティブフィルタ８を、入力電流の実効値が４アンペア未満の場合はパッシブフィルタ７を選択するための切換指示信号を出力する。

このため、切換判定手段４０は、入力電流値（瞬時値）を入力して実効電流値を出力する実効電流値算出手段４１と、切換電流値（４アンペア）を記憶する切換電流値記憶手段４２と、実効電流値と切換電流値とを比較してフィルタを選択する切換指示信号を出力する選択手段４３とを備えている。切換判定手段４０は、実効電流値が切換電流値以上の時にハイレベルの切換指示信号を、実効電流値が切換電流値未満の時にローレベルの切換指示信号をそれぞれ出力する。

なお、切換判定手段４０は、これに限るものでなく、負荷の大きさが予め定められた閾値以上か未満かにより、切換指示信号を出力するものであればよい。例えば図３に示す切換判定手段６０のようにモータ６の回転数で切り換えてもよい。

図３に示す切換判定手段６０は切換回転数値、例えば３００回転／分を記憶する切換回転数値記憶手段６１と、図１のインバータ制御手段５から出力されるモータ回転数値と切換回転数値とを比較してフィルタを選択する選択手段６２とを備えている。選択手段６２はモータ回転数値が切換回転数値以上の時にハイレベルの切換指示信号を、モータ回転数値が切換回転数値未満の時にローレベルの切換指示信号をそれぞれ出力する。

さらに、図示しないが、図１のインバータ制御手段５から出力されるＰＷＭ信号のデューティー値で切り換えるようにしてもよい。例えば、インバータ制御手段５から出力されるＰＷＭ信号のデューティー値が所定値（９５％）以上になったらハイレベルの切換指示信号を、ＰＷＭ信号のデューティー値が所定値（１０％）未満になったらローレベルの切換指示信号をそれぞれの出力するようにしてもよい。このため、パッシブフィルタ７が動作中に負荷が増加してＰＷＭ信号のデューティー値が９５％以上になったら昇圧を開始し、昇圧中に負荷が軽くなってＰＷＭ信号のデューティー値が１０％未満になったら昇圧を停止して効率のよいパッシブフィルタ７に切り換えることができる。

一方、指示信号発生手段５０は、入力された切換指示信号に基づいてスイッチング信号発生手段３０へアクティブフィルタ８の動作／停止を指示する動作指示信号と、スイッチ手段１２へ開閉を指示する開閉切換信号とをそれぞれ出力する。なお、動作指示信号はハイレベルでアクティブフィルタ８の動作、ローレベルでアクティブフィルタ８の停止となる。また、開閉切換信号はハイレベルでスイッチ手段１２を閉に、ローレベルでスイッチ手段１２を開に、それぞれ切り換える。

指示信号発生手段５０は、入力された切換指示信号を２０ミリセカンドだけ遅延させて出力する遅延手段５１と、オア回路５２とアンド回路５３とを備えている。
入力された切換指示信号はオア回路５２の一方の入力端子と、遅延手段５１の入力端子と、アンド回路５３の一方の入力端子とにそれぞれ接続されている。遅延手段５１の出力端子はオア回路５２の他方の入力端子とアンド回路５３の他方の入力端子とにそれぞれ接続されている。オア回路５２の出力端子からは動作指示信号がスイッチング信号発生手段３０へ出力され、アンド回路５３の出力端子からは開閉切換信号がスイッチ手段１２へ出力されている。

図４は本発明の動作原理を説明する説明図であり、横軸は時間を示している。一方、縦軸に関して、図４（１）は入力電流を、図４（２）は入力電流の実効電流値を、図４（３）は切換指示信号を、図４（４）は遅延信号を、図４（５）は開閉切換信号を、図４（６）は動作指示信号をそれぞれ示している。なお、ｔ１〜ｔ６は時刻を示す。

図４（２）に示すように入力電流の実効電流値が切換電流値（４アンペア）未満の場合、つまりｔ１までは、切換判定手段４０は、切換指示信号を図４（３）に示すようにパッシブフィルタ７の選択を指示するローレベルとして出力する。そして、図４（２）のｔ１に示すように実効電流値が切換電流値以上になると、切換判定手段４０は、図４（３）に示す切換指示信号をアクティブフィルタ８の選択を指示するハイレベルにする。

この切換指示信号は指示信号発生手段５０に入力されており、指示信号発生手段５０は、切換指示信号がローレベルの時、オア回路５２とアンド回路５３の全ての入力端子がローレベルとなるため、各回路の出力端子はすべてローレベルとなる。つまり、図４に示すようにｔ１までは図４（５）の開閉切換信号と図４（６）の動作指示信号とはローレベルのままであり、これにより、スイッチ手段１２が開の状態に、また、スイッチング信号発生手段３０が停止に、それぞれなるため、パッシブフィルタ７が選択されて第２整流器２４で整流された電流が平滑コンデンサ２０へ供給される。

一方、切換判定手段４０が切換指示信号をハイレベルとしたｔ１で、オア回路５２から出力される動作指示信号がハイレベルとなる。この動作指示信号により、スイッチング信号発生手段３０は動作を開始するが、スイッチング信号発生手段３０の内部動作の遅れにより実際に昇圧が開始されるのはｔ２以降になる。このｔ２からはスイッチ手段１２が開で、かつアクティブフィルタ８が動作することになる。

そして、図４（３）に示すようにｔ１で切換判定手段４０が切換指示信号をハイレベルにしてから遅延時間Ａ（２０ミリセカンド）が経過すると、図４（４）に示すように遅延手段５１は遅延信号をｔ３でローレベルからハイレベルにする。この結果、アンド回路５３の入力端子がすべてハイレベルになるため、図４（５）に示すようにアンド回路５３は開閉切換信号をローレベルからハイレベルにする。この結果、ｔ３から１５ミリセカンド程度遅れてスイッチ手段１２の接点が閉となる。（この実施例ではスイッチ手段１２がリレーなので機械的な遅延が生じる）このため、電源装置１はパッシブフィルタ７を停止してアクティブフィルタ８だけの動作へ移行する。

電源装置１がアクティブフィルタ８に切り換えられた後は、通常のインターリーブ方式によるアクティブフィルタ８のとして動作する。つまり、スイッチング制御手段２２は、第１整流器１３の正極をインダクタ１４とインダクタ１５とを介して、スイッチング素子１６とスイッチング素子１７によって第１整流器１３の負極に接続／切断させる。この接続／切断はスイッチング周波数に同期したスイッチング信号で行なわれる。

スイッチング制御手段２２は、このスイッチングをスイッチング信号ａとスイッチング信号ｂとで指示する。これらのスイッチング信号は、互いに逆位相の信号であり、それぞれの信号はＰＷＭ制御されている。スイッチング制御手段２２は、直流電圧検出手段２１で検出した電圧が所定の電圧となるようにそれぞれのスイッチング信号のパルスのデューティー値を制御する。また、スイッチング制御手段２２は、入力電流検出手段２３で検出した入力電流値に基づいて、入力電流が正弦波に近づくようにそれぞれのスイッチング信号のパルスのデューティー値を制御する。

一方、切換判定手段４０は図４（２）のｔ４に示すように実効電流値が切換電流値未満になると、切換指示信号をハイレベルからローレベルにする。この結果、アンド回路５３の一方の入力端子がローレベルになるため、図４（５）のｔ４に示すようにアンド回路５３は開閉切換信号をハイレベルからローレベルにする。この結果、スイッチ手段１２はｔ４から１５ミリセカンド程度だけ機械的に遅延してｔ５で接点が開になる。

そして、切換判定手段４０が図４（３）のｔ４で切換指示信号をローレベルにしてから遅延時間Ｂ（２０ミリセカンド）が経過すると、遅延手段５１は遅延信号をハイレベルからローベルにする。この結果、オア回路５２は動作指示信号をハイレベルからローベルにするため、電源装置１はアクティブフィルタ８からパッシブフィルタ７へ切り換わる。

パッシブフィルタ７は、交流電源３の電圧の半周期毎に交流電源３から第２整流器２４を介して平滑コンデンサ２０へ急激に流れ込む電流の一部を一時的にリアクタ１１に蓄積し、交流電源３からの電流が減少した時、リアクタ１１から平滑コンデンサ２０へ放電することで、リアクタ１１が無い場合に発生する急激な入力電流の変化を抑制して高調波低減と力率を改善する。

このように本実施例では切換指示信号が指示するパッシブフィルタ７からアクティブフィルタ８への切り換え時に指示信号発生手段５０によってスイッチ手段１２の動作を遅延時間Ａだけ遅延させ、また、アクティブフィルタ８からパッシブフィルタ７への切り換え時に、指示信号発生手段５０によってアクティブフィルタ８の停止を遅延時間Ｂだけ遅延させている。これはパッシブフィルタ７とアクティブフィルタ８との切り換え時に、それぞれの動作をオーバーラップさせるものである。次にその理由を説明する。

図５はパッシブフィルタ７とアクティブフィルタ８とを同時に切り換えた時の問題点を説明する説明図である。図５の横軸は時間を表しており、縦軸に関して図５（１）は入力電流を、図５（２）は開閉切換信号を、図５（３）は動作指示信号をそれぞれ示している。なお、ｔ１１〜ｔ１６は時刻を示している。
この図５は図４で説明した切換指示信号を仮に開閉切換信号と動作指示信号に遅延時間なしでそのまま適用した場合、つまり、指示信号発生手段５０を用いない場合を示している。

スイッチ手段１２が例えばリレーの場合、開閉切換信号によって開閉動作の指示を出しても、リレーの機械的な遅延によりリレーの接点の実際の状態は開閉切換信号の変化から数ミリセカンド〜１５ミリセカンド程度遅れる。勿論、リレーの種類や駆動電圧、また、固体の性能誤差によってもこの遅延時間は異なる。一方、スイッチング信号発生手段３０は機械的な部品を使用していないが、ソフトスタート回路や内部回路の過渡的な状態変化により、動作指示信号の変化から数ミリセカンド程度遅延した後、実際に昇圧動作が開始される。この時間遅れはスイッチング信号発生手段３０に使用されている部品の性能誤差や内部にチャージされている電圧などでも変化する。

図５（２）に示すようにｔ１で開閉切換信号がローレベルからハイレベルになると、スイッチ手段１２の機械的な遅延時間が経過した後、ｔ１２でスイッチ手段１２の接点が閉となり、リアクタ１１の両端は短絡される。一方、図５（３）に示すようにｔ１１で動作指示信号がローレベルからハイレベルになると、スイッチング信号発生手段３０の内部回路の遅延時間が経過した後、ｔ１３でアクティブフィルタ８による昇圧動作が開始される。つまり、ｔ１２〜ｔ１３はパッシブフィルタ７もアクティブフィルタ８も動作しない期間であり、力率改善動作が行なわれない期間である。このため、図５（１）に示すように入力電流は平滑コンデンサ２０へ急激に流れ込むため、入力電流波形は急激な立ち上がりの後、急激な立ち下がりとなる。

前述したようにスイッチング信号発生手段３０は入力電流値によりスイッチング制御を行なっているため、この急激な入力電流の変化に対応した制御を開始する。ところが、この急激な入力電流の変化は過渡的な現象であるため、スイッチング信号発生手段３０はｔ１３以降でこの過渡的な現象が収束した後のスイッチング制御を行なう。しかしながら、スイッチング信号発生手段３０は、過渡的な入力電流の変化が大きいために電源装置１から出力する直流電圧の変動収束処理に時間がかかり、電源装置１から出力する直流電圧の変動を一時的に制御できなくなる。この結果、インバータ４へ供給する電圧が変動してモータ６の回転数が一時的に乱れてしまうという問題が発生する。

原因は力率改善がされない期間が発生することであるため、これを解消するためにパッシブフィルタ７とアクティブフィルタ８とを切り換える時は、図４で説明したように、それぞれの動作をオーバーラップさせる期間を設ける。つまり、切換判定手段４０は切換指示信号を指示信号発生手段５０に出力し、指示信号発生手段５０は、スイッチ手段１２で開閉を切り換える前にアクティブフィルタ８を動作させ、このアクティブフィルタ８の動作中にリアクタ１１を短絡／開放する開閉切換信号を出力する。

なお、図４における遅延時間Ａは、スイッチング制御手段２２の運転開始の過渡的な動作遅延時間よりも長い時間とする。また遅延時間Ｂは、スイッチ手段１２において閉から開になる時の遅延時間よりも長い時間とする。なお、これらの２つの遅延時間を図２のように１つの遅延手段５１で発生させる場合は、２つの遅延時間のうち長い方の時間を用いるとよい。

以上説明したように、パッシブフィルタ７とアクティブフィルタ８とを予め定めた負荷の閾値に基づいて切り換えるため、逆流を防止するダイオード１８とダイオード１９とによる電力損失がなくて低負荷時に電力変換効率がよいパッシブフィルタ７と、高負荷時に電力変換効率がよいアクティブフィルタ８とを、電源装置１の負荷に対応して選択的に使用でき、低負荷から高負荷まで電力変換効率がよい。

また、この電源装置１を備えた空気調和機において、モータ６の運転負荷、例えばモータ６の回転数値やモータ６を制御するＰＷＭ制御されたパルス信号のデューティー値の閾値に従って、低負荷と高負荷とのそれぞれの効率がいい方のフィルタを選択して使用できるため、低負荷であってもアクティブフィルタ８単体で使用するよりも電源の効率を改善することができる。特に空気調和機は低負荷で長時間運転される場合が多いため、低負荷時の電源効率改善は省エネに有効な手段となる。

また、指示信号発生手段５０が、パッシブフィルタ７が動作している間に、開閉切換信号によってスイッチ手段１２を切り換えるため、フィルタの切り換え時に発生する入力電流の乱れを防止し、電源装置１の出力電圧の変動を防止することができる。

なお、本実施例ではインターリーブ方式のアクティブフィルタを用いた例を説明しているが、これに限るものでなく、逆流を防止するダイオードを備えたチョッパ方式であればどのようなアクティブフィルタであってもよい。

１ 電源装置
３ 交流電源
４ インバータ
５ インバータ制御手段
６ モータ
７ パッシブフィルタ
８ アクティブフィルタ
１１ リアクタ
１２ スイッチ手段
１３ 第１整流器
１４ インダクタ
１５ インダクタ
１６ スイッチング素子
１７ スイッチング素子
１８ ダイオード
１９ ダイオード
２０ 平滑コンデンサ
２１ 直流電圧検出手段
２２ スイッチング制御手段
２３ 入力電流検出手段
２４ 第２整流器
２５ 正極出力端
２６ 負極出力端
２７ 入力端
２８ 入力端
３０ スイッチング信号発生手段
４０ 切換判定手段
４１ 実効電流値算出手段
４２ 切換電流値記憶手段
４３ 選択手段
５０ 指示信号発生手段
５１ 遅延手段
５２ オア回路
５３ アンド回路
６０ 切換判定手段
６１ 切換回転数値記憶手段
６２ 選択手段

Claims (3)

1. 入力された交流電源を整流する第１整流器と、同第１整流器の一方の出力端に直列に接続されたインダクタとダイオードと、前記インダクタを前記整流器の他方の出力端との間で短絡／開放するスイッチング素子と、前記ダイオードの出力端と前記整流器の他方の出力端との間に接続された平滑コンデンサとを備え、入力された動作指示信号によって動作／停止するアクティブフィルタを搭載し、負荷となる装置に直流電源を供給する電源装置であって、
   前記電源装置は、前記交流電源と前記第１整流器の入力端との間に直列に配置されたリアクタと、
   入力端が前記第１整流器の入力端に、出力端が前記平滑コンデンサの両端にそれぞれ接続された第２整流器とを備えたパッシブフィルタが設けられ、
   入力された開閉切換信号に従って前記リアクタの両端を短絡／開放するスイッチ手段と、
   前記電源装置にかかる負荷の値と予め定めた前記負荷の閾値とを比較し、前記負荷の値が前記閾値以上の場合に前記アクティブフィルタを、前記負荷の値が前記閾値未満の場合に前記パッシブフィルタを選択する切換指示信号を出力する切換判定手段と、
   前記切換指示信号に基づいて前記パッシブフィルタが選択された時、前記スイッチ手段へ開放を指示する前記開閉切換信号を出力すると共に、前記アクティブフィルタへ動作の停止を指示する前記動作指示信号を出力する指示信号発生手段とを備え、
   前記指示信号発生手段は、前記アクティブフィルタが動作している間に、前記開閉切換信号によって前記スイッチ手段を切り換えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電源装置に前記アクティブフィルタへの入力電流を検出する入力電流検出手段を設け、
   前記切換判定手段は、前記入力電流検出手段で検出した前記入力電流の実効値を求める実効電流値算出手段と、前記閾値として入力電流値を記憶する入力電流値記憶手段と、前記負荷の値である前記入力電流の実効値と前記入力電流値とを比較して前記アクティブフィルタまたは前記パッシブフィルタを選択する選択手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 請求項１から請求項２のいずれかに記載の前記電源装置と、前記電源装置から出力される直流電源を交流電源に変換するインバータと、変換された前記交流電源で動作するモータと、前記モータの回転数をＰＷＭ制御されたパルス信号で制御するインバータ制御手段とを備えた空気調和機であって、
   前記切換判定手段は、前記負荷の値、または、前記入力電流値、または、前記モータの回転数値、または、前記パルス信号のデューティー値に基づいて前記アクティブフィルタと前記パッシブフィルタとの切り換えを判定することを特徴とする空気調和機。

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