JP5952359B2

JP5952359B2 - 力率補償回路

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Inventors: チェホリ
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Description

本発明は力率補償回路に関するものであり、キャパシタ（ｃａｐａｄｉｔｏｒ）に流れるリップル電流（ｒｉｐｐｌｅｃｕｒｒｅｎｔ）を減少してキャパシタの寿命を延長し、究極的に力率補償回路の寿命を延長する回路に関するものである。

交流回路では必ずしも電圧と電流の位相が同じではないため、電圧と電流の積が全て実際に使用可能な電力にはならない。電圧と電流の積と実際に使用可能な電力である有効電力の比を力率という。力率が小さければそれだけ送電電力の損失が生じるため、それを防止するための力率補償回路が各種電子製品に広範囲に使用されている。また、多くの国ではこのような力率補償回路の設置を義務化している。

電気自動車の充電式バッテリを充電するための充電装置にも力率補償回路が必要である。この際、充電装置で力率補償回路の出力キャパシタは入力電源周波数の２倍に当たるリップル電力を平滑化すべきであるため、大きい値のキャパシタンスを有するキャパシタを使用すべきである。よって、主に電解コンデンサが使用される。

一般に、力率補償回路の出力キャパシタを設計するのに考慮される事項は以下のようである。第１に、ＡＣ電源の供給を除去した状態でも出力を維持する時間であるホールドアップタイム（Ｈｏｌｄ−ｕｐｔｉｍｅ）、第２に、リップル電流、第３に、回路のサイズである。一般に家電の場合には出力が５００Ｗであって電源が瞬時停電された場合でも動作を保証すべきであるため、ホールドアップタイムを考慮してキャパシタのキャパシタンスが十分に大きく設計される。よって、リップル電流に対する部分は設計の際の重要な考慮事項にならない。しかし、電気自動車の場合には一般にホールドアップタイムに対する要求事項がなく、回路のサイズと寿命が重要に考えられる。よって、リップル電流とそれによるキャパシタの寿命が電気自動車用充電装置に使用される力率補償回路の設計の際に最優先の考慮事項となる。

電気自動車の充電装置のように大容量の力率補償回路が必要な場合、力率補償回路の寿命を延長する回路を提供する。

本発明の一実施例による交流電圧の力率を保証する力率補償回路は、交流電圧の力率を補償する力率補償部と、力率補償された電圧を平滑化する平滑部と、を含み、前記平滑部はフィルムコンデンサと複数の電解コンデンサを含む。

この際、前記複数の電解コンデンサは同じキャパシタンスを有する。

また、前記複数の電解コンデンサは並列連結される。

また、前記複数の電解コンデンサは前記複数の電解コンデンサの個数に基づいて決定される限界リップル電流を有する。

また、前記複数の電解コンデンサは前記複数の電解コンデンサのキャパシタンス誤差に基づいて決定される限界リップル電流を有する。

また、前記力率補償部はスイッチを含むブーストコンバータであってもよい。

また、前記フィルムコンデンサのキャパシタンスは前記スイッチのスイッチング周波数によって決定される。

また、前記フィルムコンデンサのキャパシタンスは前記複数の電解コンデンサの寄生抵抗の抵抗値に応じて決定される。

本発明の一実施例による交流電圧の力率を保証する力率補償回路は、一端に整流された電圧が印加されるインダクタと、一端が前記インダクタの他端に連結されて他端は接地されるスイッチと、一端が前記スイッチの一端に連結されるダイオードと、一端が前記ダイオードの他端に連結されて他端は接地されるフィルムコンデンサと、前記フィルムコンデンサに並列連結される複数の電解コンデンサと、を含む。

本発明の一実施例による交流電圧の力率を保証する力率補償回路の動作方法は、交流電圧の力率を補償するステップと、フィルムコンデンサと複数の電解コンデンサを介して力率補償された電圧を平滑化するステップと、を含む。

この際、前記複数の電解コンデンサは同じキャパシタンスを有し、前記複数の電解コンデンサの個数と前記複数の電解コンデンサのキャパシタンス誤差に基づいて決定される限界リップル電流を有する。

従来の力率補償回路よりキャパシタに流れるリップル電流を減らし、従来の力率補償回路より寿命が長い力率補償回路を提供する。

本発明の一実施例による力率保証回路のブロック図である。本発明の一実施例による力率補償回路の回路図である。本発明の一実施例による力率補償回路の動作を示すフローチャートである。本発明の一実施例による力率補償回路の動作の際に平滑回路に入力されるリップル電流を示す図である。本発明の一実施例による力率補償回路の入力電圧、入力電流、出力電力を示す図である。本発明の他の実施例による力率補償回路の回路図である。本発明の他の実施例による平滑部の等価回路図である。本発明のまた他の実施例によるキャパシタの並列連結個数に対するキャパシタのキャパシタンス誤差（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）がない理想的な場合と理想的ではない場合のリップル電流の割合を示すグラフである。本発明のまた他の実施例による総入力リップル電流の大きさが６．４Ａ_RMSである場合のキャパシタの並列連結個数に対する各キャパシタに流れるリップル電流の大きさを示すグラフである。本発明のまた他の実施例によるキャパシタンスが同じ場合のキャパシタンス誤差がない理想的な状況に比べて実際に考慮すべきキャパシタのリップル電流の大きさの割合を示すグラフである。電解コンデンサとフィルムコンデンサの周波数によるインピーダンス特徴を示すグラフである。寄生抵抗と寄生インダクタンスを有する非理想的なフィルムコンデンサと非理想的な電解コンデンサが並列連結された等価回路図である。

以下、添付した図面を参考して本発明の実施例に対し、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施し得るように詳しく説明する。しかし、本発明は様々な相異なる形態に具現されてもよく、ここで説明する実施例に限定されることはない。そして、本発明を明確に説明するために説明と関係のない部分は図面から省略しており、明細書全体に渡って類似した部分に対しては類似した部面符号を付けている。

また、ある部分がある構成要素を「含む」という際、これは特に反対する記載がない限りある構成要素を除くということではなく、他の構成要素を更に含むということを意味する。

以下、図1乃至図５を参照して本発明の一実施例による力率補償回路及びその設計方法を説明する。

図１は、本発明の一実施例による力率保証回路のブロック図である。

図１を参照すると、力率補償回路１００は交流電圧生成部１１０、交流ノイズ制御部１２０、整流部１３０、力率補償部１４０、平滑部１５０、直流／直流コンバータ１６０、バッテリ１７０を含む。

力率補償部１４０は力率を補償する。

直流／直流コンバータ１６０は、平滑化された電圧を充電するために必要な電圧大きさに変換する。

バッテリ１７０は変換された電圧で充電される。

力率補償回路１００の他の構成要素に対しては、図２を参照して詳しく説明する。

図２は、本発明の一実施例による力率補償回路の回路図である。

交流電圧受信部１１０は交流電圧を受信する。Ｉ_g1は、交流電圧受信部１１０に受信される交流電流を意味する。

交流ノイズ除去部１２０はキャパシタＣ_n1を含む。キャパシタＣ_n1の一端は交流電圧が印加される交流電圧受信部１１０の一端に連結され、他端は交流電圧受信部１１０の他端に連結される。

整流部１３０は複数のダイオードを含む。図２の一実施例では４つのダイオードを含む。４つのデイオードはブリッジ連結される。ブリッジ連結された４つのダイオードのうち、下側の左側のダイオードＤ₁₃の一端は交流ノイズ除去部１２０のキャパシタＣ_n1の他端に連結され、他端は接地される。ブリッジ連結された４つのダイオードのうち、下側の右側のダイオードＤ₁₄の一端は交流ノイズ除去部１２０のキャパシタＣ_n1の一端に連結され、他端は接地される。ブリッジ連結された４つのダイオードのうち、上側の左側のダイオードＤ₁₁の一端は交流ノイズ除去部１２０のキャパシタＣ_n1の他端に連結され、他端は下側の左側のダイオードＤ₁₃の一端に連結される。ブリッジ連結された４つのダイオードのうち、上側の右側のダイオードＤ₁₂の一端は上側の左側のダイオードＤ₁₁の他端に連結され、他端は下側の右側のダイオードＤ₁₄の一端に連結される。整流部１４０はノイズが除去された交流電圧を全て同じ極性を有するように整流して出力する。

力率補償部１４０は、詳しくはブーストコンバータであってもよい。ブールトコンバータはインダクタＬ₁、ＭＯＳＦＥＴスイッチＳＷ_M1、ダイオードＤ₁₅を含む。インダクタＬ₁の一端は整流部１３０の上側の右側のダイオードＤ₁₂の一端に連結される。ＭＯＳＦＥＴスイッチＳＷ_M1の一端はインダクタＬ₁の他端に連結され、他端は接地される。ダイオードＤ₁₅の一端はインダクタＬ₁の他端に連結される。ブーストコンバータは、整流された電圧の大きさを一定に維持しながら電流の移送を電圧の位相と同じくするためにスイッチングを繰り返す。即ち、電流が一定時間の間に流れるようにしてから一定時間遮断する方法を介して電流の流れを調整する。このように電流の流れを調整することで、電圧の位相と同じく電流の位相を合わせて力率を補償する。

平滑部１５０はキャパシタを含む。特に、キャパシタは電解コンデンサＣ_B1であってもよい。電解コンデンサＣ_B1の一端はダイオードＤ₁₅の他端に連結され、他端は接地される。Ｉ_C1は、電解コンデンサＣ_B1に入力される電流を意味する。Ｉ_O1は、力率補償回路１００の全体出力電流を意味する。平滑部１５０は力率補償された電圧からリップルを除去し、直流電圧を生成する。即ち、平滑部１５０は力率補償された電圧を平滑化する。

図３は、本発明の一実施例による力率補償回路の動作を示すフローチャートである。

交流電圧受信部１１０は交流電圧を受信する（Ｓ１０１）。

交流ノイズ除去部１２０は受信された交流電圧のノイズを除去する（Ｓ１０３）。

整流部１３０はノイズが除去された電圧を全て同じ極性を有するように整流し、整流された電圧を出力する（Ｓ１０５）。

力率補償部１４０は整流された電圧を力率を補償し、力率補償された電圧を出力する（Ｓ１０７）。

平滑部１５０は力率補償された電圧を平滑化する（Ｓ１０９）。即ち、力率補償された電力のリップル電流を除去して直流電流を出力する。

図４は、本発明の一実施例による力率補償回路の動作の際に平滑回路に入力されるリップル電流を示す図である。

この電流は整流部１３０によって整流されたが、平滑部１５０によって平滑化される前であるためパルス波の形状を有することが分かる。入力電流が整流部１３０によって整流されるため、基本的に入力周波数の２倍に当たる低周波数（６０Ｈｚ入力の場合１２０Ｈｚ）が存在する。また、力率補償部１４０がブーストコンバータである場合、ブーストコンバータのスイッチングに対するスイッチング周波数が存在することが分かる。

図５は、本発明の一実施例による力率補償回路の入力電圧、入力電流、出力電力を示す図である。

図５に示したように力率補償回路１００は入力電圧と位相が合うように入力電流を制御するため、出力電力は入力周波数の２倍の周波数を有しながら出力電力の２倍に当たるリップル電力を有する。よって、それを平滑化するためには力率補償回路１００の平滑部１５０を構成するキャパシタは相当大きいキャパシタンスを有するキャパシタを使用すべきである。よって、一般に大きさに比べキャパシタンスが大きい電解コンデンサが使用される。

入力電流と入力電圧の力率が「１」であって、システムの効率が１００％に近接すると仮定すると、電解コンデンサＣ_B1に流れるリップル電流のＲＭＳ値は以下のように求められる。

前記式を利用し、入力が２００Ｖである際に３．６ｋＷの充電器の場合のキャパシタのリップル電流のＲＭＳ値を求めると以下のようである。

前記結果を見ると、少なくとも９．８Ａ_RMS以上の許容リップル電流に耐える電解コンデンサを使用すべきであることが分かる。

交流電圧の周波数を６０Ｈｚとすると、交流電圧によって発生するリップル電流は図２で説明したように１２０Ｈｚの周波数を有する。この際、そのリップル電流をＩ_C1:120Hzとしてスイッチング周波数に当たるリップル電流をＩ_C1:SWとすると、下記のような関係を有する。

Ｉ_C1:120Hzは、以下のように求められる。

よって、Ｉ_C1:SWは以下のようになる。

即ち、Ｉ_C1:SWは７．４４Ａ_RMSの大きさを有する。

以下、図６乃至図１２を参照して本発明のまた他の実施例による力率補償回路及びその設計方法を説明する。

図６は、本発明のまた他の実施例による力率補償回路の回路図である。

図６の回路図は図１の回路図と他の構成は全て同じであるが、平滑部１５０の回路図が異なる。平滑部１５０は、フィルムコンデンサＣ_Fと複数の電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nを含む。フィルムコンデンサＣ_Fと複数の電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nは並列連結される。この際、フィルムコンデンサＣ_Fのキャパシタンスは電解コンデンサの等価キャパシタンスより非常に小さい値を有する。

図５に示したように、交流電圧のリップル電流の周波数は非常に小さい。また、この周波数は力率補償部１４０がブーストコンバータである場合、ブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流の周波数より非常に小さい。よって、スイッチングによるリップル電流は並列連結されたフィルムコンデンサＣ_Fによって平滑化され、交流電圧によるリップル電流は並列連結された電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nによって平滑化される。これは、周波数による電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_NとフィルムコンデンサＣ_Fのインピーダンス特性が異なるためである。それについては図１１を介して詳しく説明する。

図７は、本発明のまた他の実施例による平滑部の等価回路図である。

Ｉは、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nに入力される全体電流の等価電流を示す。Ｉ₁〜Ｉ_Nは、各電解コンデンサに流れ込むそれぞれの電流を示す。それぞれの電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nに流れる電流はインピーダンスに応じて分配される。並列に連結されているため、電流は電流分配の法則によってインピーダンスが低い方に流れる。インピーダンスはキャパシタンスに反比例する特性を有するため、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nそれぞれのキャパシタンスが「Ｃ₁〜Ｃ_N」であるとすると、電流「Ｉ₁〜Ｉ_N」は以下のような関係式を満足する。

このように複数の電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nを並列に連結すると、それぞれの電解コンデンサに流れ込むリップル電流の大きさを減らすことができる長所がある。また、電解コンデンサを並列に連結すると、等価キャパシタンスは並列連結された電解コンデンサのキャパシタンスの合と同じである。よって、キャパシタンスが非常に大きい電解コンデンサの場合、キャパシタンスが小さいコンデンサを合わせた価格より高いということを考慮すると、電解コンデンサ一つを複数の電解コンデンサの並列連結に代替して回路設計コストを減らすことができる。また、キャパシタンスが大きい電解コンデンサの場合には電気コンデンサのサイズも大きいため、このような設計を介して回路のサイズも減らすことができる。

自動車充電器のように力率補償回路１００の寿命が何より重要な場合、上述したように電解コンデンサに流れるリップルが力率補償回路の寿命を決定する重要な要素である。よって、並列連結された各電解コンデンサに流れるリップル電流の大きさを考慮して設計すべきである。

実際に使用されるキャパシタのキャパシタンスには誤差が存在する。よって、複数の電解コンデンサを並列連結して平滑部１５０を設計するためには、それを考慮してリップル電流の大きさを計算し、それぞれの電解コンデンサが有する限界リップル電流を決める設計方法が必要である。また、力率補償回路１００全体の一定な寿命を補償するためには電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのうちいずれか一つに流れる電流が最大値を有する場合を想定し、この際にリップル電流より大きい値を限界リップル電流とする電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nを使用すべきである。

キャパシタのキャパシタンスの誤差をα（０＜α＜１）と仮定する。並列連結された電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのキャパシタンスが全て同じであると仮定し、その値をＣとする。この際、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのうちいずれか一つの電解コンデンサに最も大きいＲＭＳ値を有するリップル電流が流れる場合、一つのキャパシタが＋αの誤差を有し、残りの他のキャパシタのキャパシタンスは−αの誤差を有する場合である。このような状況である場合を考慮すると、前記式は以下のようにまとめられる。

一般に、電解コンデンサとキャパシタンス誤差は±２０％であるためα＝０．２であり、それを代入すると以下のような結果が得られる。

即ち、力率補償回路１００を設計する際、図６の実施例のように平滑部１５０をフィルムコンデンサＣ_Fと複数の電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの並列連結で構成する場合、各力率補償回路の一定期間以上の寿命を保障するためには各電解コンデンサはＩ_KMax以上のリップル電流を限界リップル電流として有する電解コンデンサを使用して回路を設計すべきである。

図８は、本発明のまた他の実施例によるキャパシタの並列連結個数に対するキャパシタのキャパシタンス誤差がない理想的な場合と理想的ではない場合のリップル電流の割合を示すグラフである。

キャパシタンス誤差は図７でのように０．２と仮定した場合である。図８のグラフを見ると、キャパシタンス誤差によって電解コンデンサの個数が２つである場合、電解コンデンサに入力される交流電圧による全体リップル電流の０．５倍ではなく０．６倍以上のリップル電流に耐えるキャパシタを使用すべきであることが分かる。このように、各電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのキャパシタンス誤差があるため、実際に図５の実施例のような力率補償回路１００の平滑部１５０を設計する際にキャパシタンスの誤差がない理想的な場合より更に大きいリップル電流を考慮しなければならない。

図９は、本発明のまた他の実施例による総入力リップル電流の大きさが６．４Ａ_RMSである場合のキャパシタの並列連結個数に対する各キャパシタに流れるリップル電流の大きさを示すグラフである。図７のように各電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのキャパシタンス誤差があるため、実際に図６の実施例のような力率補償回路１００の平滑部１５０を設計する際に理想的な場合より更に大きいリップル電流を考慮すべきであることが分かる。例えば、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの個数が５つ以上である場合を仮定すると、理想的な場合より１３７％大きいリップル電流に耐える電解コンデンサを使用すべきである。即ち、（６．４）／５Ｘ１．３７＝１，７５Ａ_RMS以上のリップル電流に耐える電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nを使用すべきである。

図１０は、本発明のまた他の実施例によるキャパシタンスが同じ場合のキャパシタンス誤差がない理想的な状況に比べて実際に考慮すべきキャパシタのリップル電流の大きさの割合を示すグラフである。

電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの個数が５つ以上である場合を仮定すると、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nに入力される総電流Ｉの０．２倍ではなくＩの０．２倍より１３６％大きいリップル電流を考慮して電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの選択すべきである。

図１１は、電解コンデンサとフィルムコンデンサの周波数によるインピーダンス特徴を示すグラフである。

周波数ドメインから見ると、コンデンサは低周波ではコンデンサの特性を有し、中間帯域の周波数では抵抗と類似した特性を有し、高周波数ではインダクタのような特性を有する。これは、非理想的なコンデンサが内部に寄生抵抗と寄生インダクタを有するためである。グラフでＲ_Bは寄生抵抗を意味し、ｆ_POWERは交流電圧によるリップル電流の周波数を意味し、ｆ_SWは力率保障部１４０がブーストコンバータである場合のブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流の周波数を意味する。

一般に、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nはキャパシタンスが大きくて内部寄生抵抗成分も大きいため、図１１のグラフで見られるように中間帯域周波数であるｆ_SWでは相対的に大きいインピーダンス特性を有する。フィルムコンデンサは内部の寄生抵抗が小さいため、ｆ_SWでは相対的に小さいインピーダンス特性を有する。一方、相対的に低周波数であるｆ_POWERでは電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nが相対的に大きいインピーダンス特性を有し、フィルムコンデンサＣ_Fが小さいインピーダンスを有する。

よって、ｆ_POWERの周波数では電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_NのインピーダンスがフィルムコンデンサＣ_Fに比べて相対的に小さいため、交流電圧によるリップル電流は電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの方に流れる。ｆ_SWの周波数では電流はフィルムコンデンサＣ_Fのインピーダンスが電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのインピーダンスに比べ相対的に大きいため、スイッチングによるリップル電流はフィルムコンデンサＣ_Fに流れる。

よって、平滑部１５０を設計するのに当たって電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_NだけでなくフィルムコンデンサＣ_Fを使用して並列に連結する場合、ブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流はフィルムコンデンサＣ_Fによって除去される。よって、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nが平滑化すべきであるリップル電流は交流電圧によるリップル電流に限定される。よって、電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nの寿命が延長される。また、必要な電解コンデンサの等価キャパシタンスも減って電解コンデンサＣ₁〜Ｃ_Nのキャパシタンスの大きさ及び個数も減るようになる。

図１２は、寄生抵抗と寄生インダクタンスを有する非理想的なフィルムコンデンサと非理想的な電解コンデンサが並列連結された等価回路図である。

非理想的なコンデンサが内部に寄生抵抗と寄生インダクタを有する。よって、平滑部１５０の電解コンデンサとフィルムコンデンサの並列連結は図１１の左側の回路図のように示される。Ｒ_Fはフィルムコンデンサの寄生抵抗を、Ｃ_Fはフィルムコンデンサを、Ｌ_Fはフィルムコンデンサの寄生インダクタを、Ｒ_Bは電解コンデンサの寄生抵抗を、Ｃ_Bは電解コンデンサを、Ｌ_Bは電解コンデンサの寄生インダクタを示す。

ブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流の周波数のような中間帯域周波数でコンデンサ抵抗のような特性を示す。特に、電解コンデンサの場合には寄生抵抗の大きさが大きいためその特徴が目立ち、寄生抵抗と寄生インダクタンスが相対的に小さいフィルムコンデンサの場合そのような特徴が目立たない。よって、ブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流の周波数では、フィルムコンデンサと電解コンデンサが並列連結された回路は図１２の右側の図のような等価回路であるといえる。

よって、ブーストコンバータのスイッチングによるリップル電流の周波数ｆ_SWにおいて、リップル電流が全てフィルムコンデンサに流れるためには以下の数式を満足すべきである。

一般に、２つのインピーダンスの割合を５〜１０倍程度にすると適当である。

以上、実施例に説明された特徴、構造、効果などは本発明の少なくとも一つの実施例に含まれるが、必ずしも一つの実施例にのみ限定されることはない。なお、各実施例で例示された特徴、構造、効果などは、実施例が属する分野の通常の知識を有する者によって他の実施例に対しても組替え又は変形されて実施可能である。よって、このような組換えと変形に関する内容は本発明の範囲に含まれるものとして解析されるべきである。

これまで実施例を中心に説明したが、これは単なる例示に過ぎないものであって本発明を限定するものでなく、本発明の属する分野の通常の知識を有する者であれば本実施例の本質的な特性を逸脱しない範囲で上記に例示されていない多様な変形と応用が可能であることを理解できるはずである。例えば、実施例に具体的に示した各の構成要素は変形して実施してもよい。そして、このような変形と応用に関する差は、添付した特許請求の範囲で規定する本発明の範囲に含まれるものとして解析されるべきである。

１００力率補償回路
１１０交流電圧生成部
１２０交流ノイズ制御部
１３０整流部
１４０力率補償部
１５０平滑部
１６０直流／直流コンバータ
１７０バッテリ

Claims

交流電圧の力率を補償する力率補償回路において、
交流電圧の力率を補償する力率補償部と、
前記力率補償された電圧を平滑化する平滑部と、を含み、
前記平滑部はフィルムコンデンサと複数の電解コンデンサを含み、
前記複数の電解コンデンサは同じキャパシタンスを有し、
前記複数の電解コンデンサは並列連結され、
前記複数の電解コンデンサは前記複数の電解コンデンサの個数及びキャパシタンス誤差に基づいて決定される限界リップル電流を有する、力率補償回路。
前記力率補償部はスイッチを含むブーストコンバータである請求項１に記載の力率補償回路。
前記フィルムコンデンサのキャパシタンスは前記スイッチのスイッチング周波数によって決定される請求項２に記載の力率補償回路。
前記フィルムコンデンサのキャパシタンスは前記複数の電解コンデンサの寄生抵抗の抵抗値に応じて決定される請求項３に記載の力率補償回路。
交流電圧の力率を補償する力率補償回路において、
一端に整流された電圧が印加されるインダクタと、
一端が前記インダクタの他端に連結されて他端は接地されるスイッチと、
一端が前記スイッチの一端に連結されるダイオードと、
一端が前記ダイオードの他端に連結されて他端は接地されるフィルムコンデンサと、
前記フィルムコンデンサに並列連結される複数の電解コンデンサと、を含み、
前記複数の電解コンデンサは同じキャパシタンスを有し、
前記複数の電解コンデンサは前記複数の電解コンデンサの個数及びキャパシタンス誤差に基づいて決定される限界リップル電流を有する、力率補償回路。
前記フィルムコンデンサのキャパシタンスは前記複数の電解コンデンサの寄生抵抗の抵抗値に応じて決定される請求項５に記載の力率補償回路。
交流電圧の力率を補償する力率補償回路の動作方法において、
交流電圧の力率を補償するステップと、
フィルムコンデンサと前記フィルムコンデンサに並列連結される複数の電解コンデンサを利用して力率補償された電圧を平滑化するステップと、を含み、
前記複数の電解コンデンサは同じキャパシタンスを有し、前記複数の電解コンデンサは前記複数の電解コンデンサの個数及びキャパシタンス誤差に基づいて決定される限界リップル電流を有する、動作方法。