JPH10295081A - コンデンサ直列体の分圧回路 - Google Patents
コンデンサ直列体の分圧回路Info
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- JPH10295081A JPH10295081A JP9031169A JP3116997A JPH10295081A JP H10295081 A JPH10295081 A JP H10295081A JP 9031169 A JP9031169 A JP 9031169A JP 3116997 A JP3116997 A JP 3116997A JP H10295081 A JPH10295081 A JP H10295081A
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電解コンデンサ耐電圧を低く設定し直流平滑
回路の小型化が可能な電解コンデンサ直列回路の提供 【構成】一端が電解コンデンサ直列体の正負極に接続さ
れた抵抗、各抵抗の一端にコレクタ端子が接続されエミ
ッタ端子が電解コンデンサ直列体の中点に接続されたト
ランジスタコンプリメンタル接続体、および電解コンデ
ンサ直列体の正極と負極間に接続されその中点がトラン
ジスタコンプリメンタル接続体のベース端子に接続され
た抵抗直列体よりなる。
回路の小型化が可能な電解コンデンサ直列回路の提供 【構成】一端が電解コンデンサ直列体の正負極に接続さ
れた抵抗、各抵抗の一端にコレクタ端子が接続されエミ
ッタ端子が電解コンデンサ直列体の中点に接続されたト
ランジスタコンプリメンタル接続体、および電解コンデ
ンサ直列体の正極と負極間に接続されその中点がトラン
ジスタコンプリメンタル接続体のベース端子に接続され
た抵抗直列体よりなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータ駆動用イン
バータや無停電電源装置などの電力変換回路において使
用される、直列接続されたコンデンサ直列体の分圧回路
に関するものである。
バータや無停電電源装置などの電力変換回路において使
用される、直列接続されたコンデンサ直列体の分圧回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】モータ駆動用インバータや無停電電源装
置などの電力変換装置においては、交流入力をコンバー
タ回路によって整流し直流に変換した後、インバータ回
路によって再び所望の交流に変換して出力することが行
われる。この際、コンバータ回路にて整流した後にコン
デンサを接続して脈動電圧の少ない直流に平滑するが、
直流平滑には概して大きな静電容量のコンデンサが必要
であり、一般的には小型で静電容量の大きい電解コンデ
ンサが使用される。コンバータ回路で整流した後の直流
電圧は、交流入力の相数や電圧に依存するが、おおよそ
交流入力電圧の１．３倍程度となる。大電力の電力変換
回路においては、交流入力電圧として３相４００Ｖが使
用されることがあり、この場合の直流電圧は５００Ｖ以
上になる。
置などの電力変換装置においては、交流入力をコンバー
タ回路によって整流し直流に変換した後、インバータ回
路によって再び所望の交流に変換して出力することが行
われる。この際、コンバータ回路にて整流した後にコン
デンサを接続して脈動電圧の少ない直流に平滑するが、
直流平滑には概して大きな静電容量のコンデンサが必要
であり、一般的には小型で静電容量の大きい電解コンデ
ンサが使用される。コンバータ回路で整流した後の直流
電圧は、交流入力の相数や電圧に依存するが、おおよそ
交流入力電圧の１．３倍程度となる。大電力の電力変換
回路においては、交流入力電圧として３相４００Ｖが使
用されることがあり、この場合の直流電圧は５００Ｖ以
上になる。
【０００３】一方、電解コンデンサの耐電圧は、定格電
圧４５０Ｖサージ過電圧５００Ｖ程度までのものが性能
的に実用的であり、前述のように直流電圧が５００Ｖ以
上になる場合は、適当な耐電圧の電解コンデンサを直列
にして使用することが行われる。電解コンデンサに電圧
が印加されると、主に内部の誘電体が要因となり、漏れ
電流が流れる。簡略には図４に示すように、電解コンデ
ンサ１はコンデンサ成分２と並列抵抗成分３をもつ等価
回路と考えることができる。（実際にはコンデンサと直
列の小さな抵抗成分を持つが、本件の動作説明上は無視
できるので、並列抵抗成分のみを示す）
圧４５０Ｖサージ過電圧５００Ｖ程度までのものが性能
的に実用的であり、前述のように直流電圧が５００Ｖ以
上になる場合は、適当な耐電圧の電解コンデンサを直列
にして使用することが行われる。電解コンデンサに電圧
が印加されると、主に内部の誘電体が要因となり、漏れ
電流が流れる。簡略には図４に示すように、電解コンデ
ンサ１はコンデンサ成分２と並列抵抗成分３をもつ等価
回路と考えることができる。（実際にはコンデンサと直
列の小さな抵抗成分を持つが、本件の動作説明上は無視
できるので、並列抵抗成分のみを示す）
【０００４】ところで、大容量の電力変換装置に使われ
る高耐電圧で高静電容量の電解コンデンサの漏れ電流
は、常温（２０℃程度）で定格電圧印加時に最大５ｍＡ
程度あり、その個体差は数倍あると言われている。 ま
た温度上昇によっても比例的に増加する。すなわち、図
４に示した並列抵抗成分３に個体差があり、しかも温度
によって大きく変化する。このような特性を持つ電解コ
ンデンサを電力変換回路において直列接続して使用する
場合、並列抵抗成分の偏差によって個々の電解コンデン
サの分担電圧がアンバランスになる。そこで、直列接続
された電解コンデンサ個々に並列に分圧抵抗を接続し、
漏れ電流に起因する内部の並列抵抗成分の偏差を補正す
ることが行われる。
る高耐電圧で高静電容量の電解コンデンサの漏れ電流
は、常温（２０℃程度）で定格電圧印加時に最大５ｍＡ
程度あり、その個体差は数倍あると言われている。 ま
た温度上昇によっても比例的に増加する。すなわち、図
４に示した並列抵抗成分３に個体差があり、しかも温度
によって大きく変化する。このような特性を持つ電解コ
ンデンサを電力変換回路において直列接続して使用する
場合、並列抵抗成分の偏差によって個々の電解コンデン
サの分担電圧がアンバランスになる。そこで、直列接続
された電解コンデンサ個々に並列に分圧抵抗を接続し、
漏れ電流に起因する内部の並列抵抗成分の偏差を補正す
ることが行われる。
【０００５】図５は、電解コンデンサ１ａ、１ｂを直列
接続した場合を示し、２ａ、２ｂはコンデンサ成分、３
ａ、３ｂは内部の並列抵抗成分、３ｊ、３ｋは並列抵抗
成分３ａ、３ｂの偏差を補正するためにコンデンサの外
部に並列接続した分圧抵抗である。付加される分圧抵抗
３ｊ、３ｋは、一般に直列接続された電解コンデンサの
並列抵抗成分３ａ、３ｂの偏差がどのようになっている
かは不明であるので、抵抗値を等しく設定する。図５に
おいて並列抵抗成分３ａ、３ｂのうち、３ａが大きいと
してその抵抗値をＲｘ、一方３ｂをＲｍ、また分圧抵抗
３ｊ、３ｋの抵抗値はＲｐとする。ＲｘとＲｐおよびＲ
ｍとＲｐの並列合成抵抗値をＲｃ１、Ｒｃ２とすると、 Ｒｃ１＝Ｒｘ×Ｒｐ／（Ｒｘ＋Ｒｐ）、Ｒｃ２＝Ｒｍ×
Ｒｐ／（Ｒｍ＋Ｒｐ） となり、個々の電解コンデンサ１ａ、１ｂの分担電圧は
Ｒｃ１とＲｃ２の比で決定される。
接続した場合を示し、２ａ、２ｂはコンデンサ成分、３
ａ、３ｂは内部の並列抵抗成分、３ｊ、３ｋは並列抵抗
成分３ａ、３ｂの偏差を補正するためにコンデンサの外
部に並列接続した分圧抵抗である。付加される分圧抵抗
３ｊ、３ｋは、一般に直列接続された電解コンデンサの
並列抵抗成分３ａ、３ｂの偏差がどのようになっている
かは不明であるので、抵抗値を等しく設定する。図５に
おいて並列抵抗成分３ａ、３ｂのうち、３ａが大きいと
してその抵抗値をＲｘ、一方３ｂをＲｍ、また分圧抵抗
３ｊ、３ｋの抵抗値はＲｐとする。ＲｘとＲｐおよびＲ
ｍとＲｐの並列合成抵抗値をＲｃ１、Ｒｃ２とすると、 Ｒｃ１＝Ｒｘ×Ｒｐ／（Ｒｘ＋Ｒｐ）、Ｒｃ２＝Ｒｍ×
Ｒｐ／（Ｒｍ＋Ｒｐ） となり、個々の電解コンデンサ１ａ、１ｂの分担電圧は
Ｒｃ１とＲｃ２の比で決定される。
【０００６】ここで、並列抵抗成分の偏差は、ＲｘがＲ
ｍのα倍であるものとし、また並列抵抗成分の大きい電
解コンデンサ１ａの分担電圧を電解コンデンサ１ｂのβ
倍に抑えることにした場合、Ｒｘ＝α×Ｒｍ、Ｒｃ１＝
β×Ｒｃ２で表され、これを上記Ｒｃ１、Ｒｃ２に代入
することにより、必要となる分圧抵抗３ｊ、３ｋの抵抗
値Ｒｐは、次式の通りになる。 Ｒｐ＝α（β−１）×Ｒｍ／（α−β）・・・・・・・・・・・・・・・（１）
ｍのα倍であるものとし、また並列抵抗成分の大きい電
解コンデンサ１ａの分担電圧を電解コンデンサ１ｂのβ
倍に抑えることにした場合、Ｒｘ＝α×Ｒｍ、Ｒｃ１＝
β×Ｒｃ２で表され、これを上記Ｒｃ１、Ｒｃ２に代入
することにより、必要となる分圧抵抗３ｊ、３ｋの抵抗
値Ｒｐは、次式の通りになる。 Ｒｐ＝α（β−１）×Ｒｍ／（α−β）・・・・・・・・・・・・・・・（１）
【０００７】たとえば、耐電圧定格４００Ｖ、サージ電
圧４５０Ｖの電解コンデンサを２直列にして、直流６０
０Ｖの回路に適用する場合について計算してみる。電解
コンデンサの漏れ電流を、温度上昇等考慮して定格電圧
印加時に１０ｍＡであるとした場合、その並列抵抗成分
は４００Ｖ／１０ｍＡで４０ｋΩとなり、これをＲｍと
する。これに対して漏れ電流の偏差は３倍程度あること
を想定しα＝３とし、Ｒｘを４０ｋΩ×３より１２０ｋ
Ωとする。また、分担電圧は、一方が定格耐電圧である
４００Ｖまで許容するとして一方は２００Ｖになると考
え、β＝４００／２００＝２とする。この場合、上式よ
りＲｐは３×Ｒｍ、すなわち１２０ｋΩとなる。この
時、印加電圧の大きい分圧抵抗３ｊの発熱は１．３３
Ｗ、一方の分圧抵抗３ｋの発熱は０．３３Ｗであり発熱
による合計損失は１．７Ｗとなる。
圧４５０Ｖの電解コンデンサを２直列にして、直流６０
０Ｖの回路に適用する場合について計算してみる。電解
コンデンサの漏れ電流を、温度上昇等考慮して定格電圧
印加時に１０ｍＡであるとした場合、その並列抵抗成分
は４００Ｖ／１０ｍＡで４０ｋΩとなり、これをＲｍと
する。これに対して漏れ電流の偏差は３倍程度あること
を想定しα＝３とし、Ｒｘを４０ｋΩ×３より１２０ｋ
Ωとする。また、分担電圧は、一方が定格耐電圧である
４００Ｖまで許容するとして一方は２００Ｖになると考
え、β＝４００／２００＝２とする。この場合、上式よ
りＲｐは３×Ｒｍ、すなわち１２０ｋΩとなる。この
時、印加電圧の大きい分圧抵抗３ｊの発熱は１．３３
Ｗ、一方の分圧抵抗３ｋの発熱は０．３３Ｗであり発熱
による合計損失は１．７Ｗとなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】近年、装置の小型化が
非常に重要視されており、電解コンデンサを使用した電
力変換回路についても例外ではない。その一環として、
インバータ回路等の小型化も必至であり、電解コンデン
サを含めた個々の部品の小型化が重要になってきてい
る。一般に、電解コンデンサは外形が同じならば耐電圧
が低いほど静電容量を大きくすることができ、寿命を決
定するリプル電流耐量も大きくできるので、電解コンデ
ンサの小型化を図るためには、耐電圧を下げることが重
要である。したがって、前述したようにインバータ回路
等で電解コンデンサを直列接続して使用する場合におい
ても、個々の電解コンデンサの耐電圧を極力低いものを
選択使用することが行われる。
非常に重要視されており、電解コンデンサを使用した電
力変換回路についても例外ではない。その一環として、
インバータ回路等の小型化も必至であり、電解コンデン
サを含めた個々の部品の小型化が重要になってきてい
る。一般に、電解コンデンサは外形が同じならば耐電圧
が低いほど静電容量を大きくすることができ、寿命を決
定するリプル電流耐量も大きくできるので、電解コンデ
ンサの小型化を図るためには、耐電圧を下げることが重
要である。したがって、前述したようにインバータ回路
等で電解コンデンサを直列接続して使用する場合におい
ても、個々の電解コンデンサの耐電圧を極力低いものを
選択使用することが行われる。
【０００９】ところが、印加電圧に対して電解コンデン
サの耐電圧に余裕がないと、電解コンデンサ内部の等価
的な並列抵抗成分の個体差による分担電圧のアンバラン
スが大きな課題となる。この分担電圧アンバランスを抑
制するためには、電解コンデンサの外部に並列接続する
分圧抵抗の抵抗値を小さくし、電解コンデンサの並列抵
抗成分の偏差の影響を補正する必要がある。耐電圧の低
い電解コンデンサを使用するものとして、従来技術で説
明した計算を行い比較してみる。定格電圧３５０Ｖ、サ
ージ電圧４００Ｖの電解コンデンサを２直列にして、直
流６００Ｖの回路に適用する場合を想定し、前述と同様
電解コンデンサの漏れ電流は１０ｍＡで並列抵抗成分を
３５０Ｖ／１０ｍＡ＝３５ｋΩとし、これをＲｍとす
る。漏れ電流の偏差も同様に３倍程度あるものとしα＝
３と設定する。
サの耐電圧に余裕がないと、電解コンデンサ内部の等価
的な並列抵抗成分の個体差による分担電圧のアンバラン
スが大きな課題となる。この分担電圧アンバランスを抑
制するためには、電解コンデンサの外部に並列接続する
分圧抵抗の抵抗値を小さくし、電解コンデンサの並列抵
抗成分の偏差の影響を補正する必要がある。耐電圧の低
い電解コンデンサを使用するものとして、従来技術で説
明した計算を行い比較してみる。定格電圧３５０Ｖ、サ
ージ電圧４００Ｖの電解コンデンサを２直列にして、直
流６００Ｖの回路に適用する場合を想定し、前述と同様
電解コンデンサの漏れ電流は１０ｍＡで並列抵抗成分を
３５０Ｖ／１０ｍＡ＝３５ｋΩとし、これをＲｍとす
る。漏れ電流の偏差も同様に３倍程度あるものとしα＝
３と設定する。
【００１０】また、分担電圧は、一方が定格耐電圧であ
る３５０Ｖまで許容するとして一方は２５０Ｖになると
考え、β＝３５０／２５０＝１．４とする。（１）式よ
り、Ｒｐは０．７５×Ｒｍすなわち２６．３ｋΩとな
る。このとき、印加電圧の高い電解コンデンサの分圧抵
抗３ｊの発熱は４．６Ｗ、一方の分圧抵抗３ｋの発熱は
２．４Ｗで合計７Ｗとなり、前述の計算と比較すると電
解コンデンサの耐電圧を５０Ｖ下げたことにより、分圧
抵抗値を下げることが必要となり、その損失は約４倍に
増加する。このように、電解コンデンサの耐電圧を下げ
て使用する場合、分圧抵抗値を下げる必要があり、これ
に伴い、分圧抵抗回路での発熱が大きくなるため、許容
損失が大きい大型の抵抗を使用することとなり、電解コ
ンデンサを小型化したこととは相反した大型抵抗の追
加、抵抗発熱による損失の増加を生じる。また、大容量
の電力変換装置で電解コンデンサを多数使用する時に
は、特にこの問題が顕著となってくる。
る３５０Ｖまで許容するとして一方は２５０Ｖになると
考え、β＝３５０／２５０＝１．４とする。（１）式よ
り、Ｒｐは０．７５×Ｒｍすなわち２６．３ｋΩとな
る。このとき、印加電圧の高い電解コンデンサの分圧抵
抗３ｊの発熱は４．６Ｗ、一方の分圧抵抗３ｋの発熱は
２．４Ｗで合計７Ｗとなり、前述の計算と比較すると電
解コンデンサの耐電圧を５０Ｖ下げたことにより、分圧
抵抗値を下げることが必要となり、その損失は約４倍に
増加する。このように、電解コンデンサの耐電圧を下げ
て使用する場合、分圧抵抗値を下げる必要があり、これ
に伴い、分圧抵抗回路での発熱が大きくなるため、許容
損失が大きい大型の抵抗を使用することとなり、電解コ
ンデンサを小型化したこととは相反した大型抵抗の追
加、抵抗発熱による損失の増加を生じる。また、大容量
の電力変換装置で電解コンデンサを多数使用する時に
は、特にこの問題が顕著となってくる。
【００１１】また、電解コンデンサは、大きい静電容量
を確保できるものの、静電容量の許容誤差は±２０％が
標準的である。そこで、耐電圧に余裕の少ない場合、電
源電圧変動や負荷変動などに伴い生じる電圧変動時に、
電解コンデンサの静電容量の許容誤差により起きる分担
電圧のアンバランスも問題となる。これについて、電圧
印加されていない状態から電解コンデンサを充電する、
いわゆる初期充電時の例で説明する。
を確保できるものの、静電容量の許容誤差は±２０％が
標準的である。そこで、耐電圧に余裕の少ない場合、電
源電圧変動や負荷変動などに伴い生じる電圧変動時に、
電解コンデンサの静電容量の許容誤差により起きる分担
電圧のアンバランスも問題となる。これについて、電圧
印加されていない状態から電解コンデンサを充電する、
いわゆる初期充電時の例で説明する。
【００１２】電力変換装置において、コンバータ回路で
交流を直流に変換し電解コンデンサを初期充電する際、
電解コンデンサのインピーダンスは充電当初非常に小さ
いため、初期充電用の低抵抗を介して充電電流を抑制す
ることが行われる。上記のように充電抵抗は低抵抗で、
それに比べ分圧抵抗の抵抗値は発熱損失低減のため極力
大きく設定される。したがって、初期充電抵抗値と電解
コンデンサの静電容量によって決まる時定数は、分圧抵
抗と電解コンデンサで決まるそれよりも大きくなる。一
般的には、電解コンデンサ静電容量は数千μＦで、初期
充電抵抗が数Ω〜数１０Ωに対し、分圧抵抗は数ｋΩ〜
数１０ｋΩ程度が選定され、充電抵抗とコンデンサで決
まる時定数が数十ｍｓ程度であるのに対し、分圧抵抗と
コンデンサで決まる時定数は数十秒程度と非常に大きな
差が生じる。
交流を直流に変換し電解コンデンサを初期充電する際、
電解コンデンサのインピーダンスは充電当初非常に小さ
いため、初期充電用の低抵抗を介して充電電流を抑制す
ることが行われる。上記のように充電抵抗は低抵抗で、
それに比べ分圧抵抗の抵抗値は発熱損失低減のため極力
大きく設定される。したがって、初期充電抵抗値と電解
コンデンサの静電容量によって決まる時定数は、分圧抵
抗と電解コンデンサで決まるそれよりも大きくなる。一
般的には、電解コンデンサ静電容量は数千μＦで、初期
充電抵抗が数Ω〜数１０Ωに対し、分圧抵抗は数ｋΩ〜
数１０ｋΩ程度が選定され、充電抵抗とコンデンサで決
まる時定数が数十ｍｓ程度であるのに対し、分圧抵抗と
コンデンサで決まる時定数は数十秒程度と非常に大きな
差が生じる。
【００１３】図６にコンデンサ初期充電時の等価回路
を、また図７に動作波形図を示す。図６は、図５の回路
に直流電源５、充電抵抗３ｎ、投入スイッチ６、を追加
したものであり、図５と同一部分には同一符号を付して
いる。また、電解コンデンサ１ａ、１ｂのコンデンサ成
分は２ａが小さく、２ｂが大きいものとし、内部の並列
抵抗成分３ａ、３ｂおよび分圧抵抗３ｊ、３ｋはそれぞ
れ等しいものとする。投入スイッチ６を入れ、直流電圧
５の電圧２Ｅを印加すると、電解コンデンサ１ａ、１ｂ
の直列体の電圧は図７の（イ）のように上昇するが、こ
の時、静電容量の小さい１ａの分担電圧は（ロ）、一方
の１ｂは（ハ）のようになる。上述のようにこの充電時
定数は短いので、初期充電終了当初（Ｔｓの時点）の電
圧バランスは電解コンデンサの静電容量値で決まり、静
電容量の小さいコンデンサ１ａの分担電圧は大きくな
り、コンデンサ１ｂの電圧は小さくなる。続いて、電解
コンデンサと分圧抵抗によって決まる時定数で、緩やか
に分担電圧が均等化されるようになる。
を、また図７に動作波形図を示す。図６は、図５の回路
に直流電源５、充電抵抗３ｎ、投入スイッチ６、を追加
したものであり、図５と同一部分には同一符号を付して
いる。また、電解コンデンサ１ａ、１ｂのコンデンサ成
分は２ａが小さく、２ｂが大きいものとし、内部の並列
抵抗成分３ａ、３ｂおよび分圧抵抗３ｊ、３ｋはそれぞ
れ等しいものとする。投入スイッチ６を入れ、直流電圧
５の電圧２Ｅを印加すると、電解コンデンサ１ａ、１ｂ
の直列体の電圧は図７の（イ）のように上昇するが、こ
の時、静電容量の小さい１ａの分担電圧は（ロ）、一方
の１ｂは（ハ）のようになる。上述のようにこの充電時
定数は短いので、初期充電終了当初（Ｔｓの時点）の電
圧バランスは電解コンデンサの静電容量値で決まり、静
電容量の小さいコンデンサ１ａの分担電圧は大きくな
り、コンデンサ１ｂの電圧は小さくなる。続いて、電解
コンデンサと分圧抵抗によって決まる時定数で、緩やか
に分担電圧が均等化されるようになる。
【００１４】充電初期の分担電圧アンバランスは、電解
コンデンサの静電容量誤差±２０％つまり、一方が１．
２に対して他方が０．８の比になることを考慮しなけれ
ばならない。したがって、図７の例では（ロ）のピーク
電圧は１．２Ｅとなる。この際、定格電圧を越える時間
が非常に短いのであれば、電解コンデンサのサージ耐電
圧を越えない範囲内で設計することも可能であるが、前
述したようにバランス状態になるには、数十秒といった
長時間を要するため定格電圧を上げる必要が生じてく
る。以上のように、静電容量が±２０％程度のバラツキ
があるため、従来方法では耐電圧の低い電解コンデンサ
を選定することが難しく、このようなことから回路の小
型化を妨げる要因となっていた。
コンデンサの静電容量誤差±２０％つまり、一方が１．
２に対して他方が０．８の比になることを考慮しなけれ
ばならない。したがって、図７の例では（ロ）のピーク
電圧は１．２Ｅとなる。この際、定格電圧を越える時間
が非常に短いのであれば、電解コンデンサのサージ耐電
圧を越えない範囲内で設計することも可能であるが、前
述したようにバランス状態になるには、数十秒といった
長時間を要するため定格電圧を上げる必要が生じてく
る。以上のように、静電容量が±２０％程度のバラツキ
があるため、従来方法では耐電圧の低い電解コンデンサ
を選定することが難しく、このようなことから回路の小
型化を妨げる要因となっていた。
【００１５】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
めに、本発明では請求項１に記載の如く、ＮＰＮトラン
ジスタのコレクタを第一の抵抗を介して第一のコンデン
サの正極に接続し、該ＮＰＮトランジスタのエミッタは
前記第一のコンデンサの負極に接続し、前記第一のコン
デンサの正極と前記ＮＰＮトランジスタのベース間に第
二の抵抗を接続し、ＰＮＰトランジスタのコレクタは第
三の抵抗を介して第二のコンデンサの負極に接続し、該
ＰＮＰトランジスタのエミッタは前記第二のコンデンサ
の正極に接続し、前記第二のコンデンサの負極と前記Ｐ
ＮＰトランジスタのベース間に第四の抵抗を接続し、前
記ＮＰＮトランジスタのエミッタと前記ＰＮＰトランジ
スタのエミッタを接続し、前記ＮＰＮトランジスタのベ
ースと前記ＰＮＰトランジスタのベースを接続して構成
する。請求項２に記載のとおり、上記構成を複数組備え
ることも可能である。
めに、本発明では請求項１に記載の如く、ＮＰＮトラン
ジスタのコレクタを第一の抵抗を介して第一のコンデン
サの正極に接続し、該ＮＰＮトランジスタのエミッタは
前記第一のコンデンサの負極に接続し、前記第一のコン
デンサの正極と前記ＮＰＮトランジスタのベース間に第
二の抵抗を接続し、ＰＮＰトランジスタのコレクタは第
三の抵抗を介して第二のコンデンサの負極に接続し、該
ＰＮＰトランジスタのエミッタは前記第二のコンデンサ
の正極に接続し、前記第二のコンデンサの負極と前記Ｐ
ＮＰトランジスタのベース間に第四の抵抗を接続し、前
記ＮＰＮトランジスタのエミッタと前記ＰＮＰトランジ
スタのエミッタを接続し、前記ＮＰＮトランジスタのベ
ースと前記ＰＮＰトランジスタのベースを接続して構成
する。請求項２に記載のとおり、上記構成を複数組備え
ることも可能である。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。図１は、電解コンデンサ１ａ、１ｂの
２直列の回路に、本発明を適用した例であり、ＮＰＮト
ランジスタ４ａのコレクタを抵抗３ｅを介してコンデン
サ１ａの正極に接続し、ＮＰＮトランジスタ４ａのエミ
ッタはコンデンサ１ａの負極に接続し、コンデンサ１ａ
の正極とＮＰＮトランジスタ４ａのベース間に抵抗３ｇ
を接続する。ＰＮＰトランジスタ４ｂのコレクタは、抵
抗３ｆを介してコンデンサ１ｂの負極に接続し、ＰＮＰ
トランジスタ４ｂのエミッタはコンデンサ１ｂの正極に
接続し、コンデンサ１ｂの負極とＰＮＰトランジスタ４
ｂのベース間に抵抗３ｈを接続する。さらに、ＮＰＮト
ランジスタ４ａとＰＮＰトランジスタ４ｂのエミッタ同
志、ベース同志を接続する。エミッタ同志の接続点を
（ａ）、ベース同志の接続点を（ｂ）とする。
づいて説明する。図１は、電解コンデンサ１ａ、１ｂの
２直列の回路に、本発明を適用した例であり、ＮＰＮト
ランジスタ４ａのコレクタを抵抗３ｅを介してコンデン
サ１ａの正極に接続し、ＮＰＮトランジスタ４ａのエミ
ッタはコンデンサ１ａの負極に接続し、コンデンサ１ａ
の正極とＮＰＮトランジスタ４ａのベース間に抵抗３ｇ
を接続する。ＰＮＰトランジスタ４ｂのコレクタは、抵
抗３ｆを介してコンデンサ１ｂの負極に接続し、ＰＮＰ
トランジスタ４ｂのエミッタはコンデンサ１ｂの正極に
接続し、コンデンサ１ｂの負極とＰＮＰトランジスタ４
ｂのベース間に抵抗３ｈを接続する。さらに、ＮＰＮト
ランジスタ４ａとＰＮＰトランジスタ４ｂのエミッタ同
志、ベース同志を接続する。エミッタ同志の接続点を
（ａ）、ベース同志の接続点を（ｂ）とする。
【００１７】ここで、図１の電解コンデンサの直列体内
部の並列抵抗成分３ａ、３ｂは図５と同様３ａが大きく
（その抵抗値をＲｘ）、３ｂが小さい（その抵抗値をＲ
ｍ）場合、電解コンデンサの負極から見た（ａ）点の電
位は、印加電圧の１／２より小さくなり、一方（ｂ）点
の電位は、抵抗３ｇと３ｈにより印加電圧の１／２とな
っている。（ａ）点はトランジスタ４ａ、４ｂのエミッ
タ端子、（ｂ）はトランジスタ４ａ、４ｂのベース端子
となっているので、この場合ＮＰＮトランジスタ４ａに
ベース電流が供給され導通する。トランジスタの動作が
理想的なスイッチ動作とした場合の等価回路を図２に示
す。トランジスタ４ａの導通により、抵抗３ａと３ｅが
並列回路を構成するので、電解コンデンサの分担電圧を
等しくすることは、抵抗３ａと３ｅの合成抵抗値と抵抗
３ｂの抵抗値を等しくすることである。つまり抵抗３ｅ
の抵抗値をＲｆとして、 Ｒｘ×Ｒｆ／（Ｒｘ＋Ｒｆ）＝Ｒｍ が成り立ち、ここで図の電解コンデンサの内部抵抗偏差
をαつまりＲｘ＝αＲｍとした場合、必要なＲｆの値は Ｒｆ＝α×Ｒｍ／（α−１） となり、ＲｆはＲｍ以下の値にする必要はない。
部の並列抵抗成分３ａ、３ｂは図５と同様３ａが大きく
（その抵抗値をＲｘ）、３ｂが小さい（その抵抗値をＲ
ｍ）場合、電解コンデンサの負極から見た（ａ）点の電
位は、印加電圧の１／２より小さくなり、一方（ｂ）点
の電位は、抵抗３ｇと３ｈにより印加電圧の１／２とな
っている。（ａ）点はトランジスタ４ａ、４ｂのエミッ
タ端子、（ｂ）はトランジスタ４ａ、４ｂのベース端子
となっているので、この場合ＮＰＮトランジスタ４ａに
ベース電流が供給され導通する。トランジスタの動作が
理想的なスイッチ動作とした場合の等価回路を図２に示
す。トランジスタ４ａの導通により、抵抗３ａと３ｅが
並列回路を構成するので、電解コンデンサの分担電圧を
等しくすることは、抵抗３ａと３ｅの合成抵抗値と抵抗
３ｂの抵抗値を等しくすることである。つまり抵抗３ｅ
の抵抗値をＲｆとして、 Ｒｘ×Ｒｆ／（Ｒｘ＋Ｒｆ）＝Ｒｍ が成り立ち、ここで図の電解コンデンサの内部抵抗偏差
をαつまりＲｘ＝αＲｍとした場合、必要なＲｆの値は Ｒｆ＝α×Ｒｍ／（α−１） となり、ＲｆはＲｍ以下の値にする必要はない。
【００１８】ここで、前述例にならって印加電圧６００
Ｖ、Ｒｍ＝３５ｋΩ、α＝３として計算してみると、必
要なＲｆは５２．５ｋΩでその発熱は１．７Ｗとなる。
また、図１の抵抗３ｆはトランジスタ４ｂが導通してい
ないため、回路から切り離され発熱を生じない。そし
て、（ｂ）点の電位は分圧電圧の基準となるため、抵抗
３ｇと３ｈはある程度の精度が必要となるが、ベース電
流を供給するだけなので高抵抗値とすることができる。
したがって、前述例に比較して、抵抗での発熱損失をほ
ぼ１／４にすることが可能である。無論、電解コンデン
サの抵抗偏差の関係が反転した場合には、図１の（ａ）
点の電位が（ｂ）点の電位よりも高くなり、今度はＰＮ
Ｐトランジスタ４ｂにベース電流が供給されて導通し、
上記と同様に動作をすることは明らかである。
Ｖ、Ｒｍ＝３５ｋΩ、α＝３として計算してみると、必
要なＲｆは５２．５ｋΩでその発熱は１．７Ｗとなる。
また、図１の抵抗３ｆはトランジスタ４ｂが導通してい
ないため、回路から切り離され発熱を生じない。そし
て、（ｂ）点の電位は分圧電圧の基準となるため、抵抗
３ｇと３ｈはある程度の精度が必要となるが、ベース電
流を供給するだけなので高抵抗値とすることができる。
したがって、前述例に比較して、抵抗での発熱損失をほ
ぼ１／４にすることが可能である。無論、電解コンデン
サの抵抗偏差の関係が反転した場合には、図１の（ａ）
点の電位が（ｂ）点の電位よりも高くなり、今度はＰＮ
Ｐトランジスタ４ｂにベース電流が供給されて導通し、
上記と同様に動作をすることは明らかである。
【００１９】また、本実施例による分圧回路によれば、
図１の分圧用抵抗の抵抗値Ｒｆを損失を増加させること
なく、分圧用抵抗値を小さく設定することが可能で、ア
ンバランス補正動作を急速におこなうことができる。分
圧抵抗値を小さく設定した状態で、たとえば初期充電時
等に電解コンデンサの静電容量偏差による分担電圧アン
バランスを生じた際、図１に示した（ａ）点と（ｂ）点
は短時間に電位差が大きくなりトランジスタ４ａあるい
は４ｂのベースに供給される電流も大きくなる。したが
って、トランジスタのコレクタに流れる電流つまり分圧
抵抗３ｅあるいは３ｆに流れる電流も分圧用抵抗が小さ
く設定されているが故に大きくなり、電解コンデンサの
分担電圧アンバランス状態を急速に補正する。
図１の分圧用抵抗の抵抗値Ｒｆを損失を増加させること
なく、分圧用抵抗値を小さく設定することが可能で、ア
ンバランス補正動作を急速におこなうことができる。分
圧抵抗値を小さく設定した状態で、たとえば初期充電時
等に電解コンデンサの静電容量偏差による分担電圧アン
バランスを生じた際、図１に示した（ａ）点と（ｂ）点
は短時間に電位差が大きくなりトランジスタ４ａあるい
は４ｂのベースに供給される電流も大きくなる。したが
って、トランジスタのコレクタに流れる電流つまり分圧
抵抗３ｅあるいは３ｆに流れる電流も分圧用抵抗が小さ
く設定されているが故に大きくなり、電解コンデンサの
分担電圧アンバランス状態を急速に補正する。
【００２０】電解コンデンサの分担電圧アンバランスが
解消されるにつれ（ａ）点と（ｂ）点の電位差もなくな
り、トランジスタのベース電流が減少するとともに、コ
レクタ電流も低下し、最終的には電解コンデンサの並列
抵抗成分偏差による差分のみが分圧用抵抗ならびにトラ
ンジスタを流れる。この時電解コンデンサ印加電圧はバ
ランスしており、分圧回路の印加電圧は、分圧用抵抗に
は上記の差電流による電圧降下分のみかかり残りがトラ
ンジスタに印加される。したがって、トランジスタを含
んだ分圧回路での損失は図２で示した回路の分圧用抵抗
と等しくなり、損失が増大することはない。
解消されるにつれ（ａ）点と（ｂ）点の電位差もなくな
り、トランジスタのベース電流が減少するとともに、コ
レクタ電流も低下し、最終的には電解コンデンサの並列
抵抗成分偏差による差分のみが分圧用抵抗ならびにトラ
ンジスタを流れる。この時電解コンデンサ印加電圧はバ
ランスしており、分圧回路の印加電圧は、分圧用抵抗に
は上記の差電流による電圧降下分のみかかり残りがトラ
ンジスタに印加される。したがって、トランジスタを含
んだ分圧回路での損失は図２で示した回路の分圧用抵抗
と等しくなり、損失が増大することはない。
【００２１】次に、請求項２についての実施例を図３示
す。図３は複数の電解コンデンサ直列体に対し、図１に
よる分圧回路を電解コンデンサ直列体と一対にして付加
したものである。図中、１ａ１〜１ａ３、１ｂ１〜１ｂ
３は電解コンデンサ、２ａ１〜２ａ３、２ｂ１〜２ｂ３
はコンデンサ成分、３ａ１〜３ａ３、３ｂ１〜３ｂ３は
並列抵抗成分、３ｅ１〜３ｅ３、３ｆ１〜３ｆ３、３ｇ
１〜３ｇ３、３ｈ１〜３ｈ３は分圧抵抗、４ａ１〜４ａ
３、４ｂ１〜４ｂ３はトランジスタである。個々の分圧
回路動作については図１にて説明したものと何ら変わり
はないので、その有用性は明白である。
す。図３は複数の電解コンデンサ直列体に対し、図１に
よる分圧回路を電解コンデンサ直列体と一対にして付加
したものである。図中、１ａ１〜１ａ３、１ｂ１〜１ｂ
３は電解コンデンサ、２ａ１〜２ａ３、２ｂ１〜２ｂ３
はコンデンサ成分、３ａ１〜３ａ３、３ｂ１〜３ｂ３は
並列抵抗成分、３ｅ１〜３ｅ３、３ｆ１〜３ｆ３、３ｇ
１〜３ｇ３、３ｈ１〜３ｈ３は分圧抵抗、４ａ１〜４ａ
３、４ｂ１〜４ｂ３はトランジスタである。個々の分圧
回路動作については図１にて説明したものと何ら変わり
はないので、その有用性は明白である。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば簡略な電気回路を付加す
るだけで、電解コンデンサ直列体の電圧バランスを図る
ための分圧用抵抗値を大きく設定することができ、分圧
抵抗の発熱を抑制し小型のものにしながらも、耐電圧の
低い電解コンデンサを使用することが可能となる。ま
た、分圧抵抗の抵抗値を回路損失を増大することなく小
さくすることもできるで、初期充電時等に生じる静電容
量誤差による分圧アンバランスを急速に補正することが
可能で、電解コンデンサのサージ耐電圧領域を使用する
ことを考慮した設計をおこなうことも可能となる。
るだけで、電解コンデンサ直列体の電圧バランスを図る
ための分圧用抵抗値を大きく設定することができ、分圧
抵抗の発熱を抑制し小型のものにしながらも、耐電圧の
低い電解コンデンサを使用することが可能となる。ま
た、分圧抵抗の抵抗値を回路損失を増大することなく小
さくすることもできるで、初期充電時等に生じる静電容
量誤差による分圧アンバランスを急速に補正することが
可能で、電解コンデンサのサージ耐電圧領域を使用する
ことを考慮した設計をおこなうことも可能となる。
【図１】図１は本発明の請求項１を説明するための回路
図である。
図である。
【図２】図２は本発明の請求項１を説明するための等価
回路図である。
回路図である。
【図３】図３は本発明の請求項２を説明するための回路
図である。
図である。
【図４】図４は従来例を説明するための回路図である。
【図５】図５は従来例を説明するための回路図である。
【図６】図６は従来例の問題点を説明するための回路図
である。
である。
【図７】図７は従来例の問題点を説明するための波形図
である。
である。
１，１ａ，１ｂ・・・・電解コンデンサ ２，２ａ，２ｂ・・・・コンデンサ成分 ３，３ａ，３ｂ・・・・並列抵抗成分 ３ｅ，３ｆ，３ｇ，３ｈ，３ｊ，３ｋ，３ｎ・・・・抵
抗 ４ａ，４ｂ・・・・トランジスタ ５・・・・直流電源 ６・・・・投入スイッチ
抗 ４ａ，４ｂ・・・・トランジスタ ５・・・・直流電源 ６・・・・投入スイッチ
Claims (2)
- 【請求項１】 ＮＰＮトランジスタのコレクタは第一の
抵抗を介して第一のコンデンサの正極に接続し、該ＮＰ
Ｎトランジスタのエミッタは前記第一のコンデンサの負
極に接続し、前記第一のコンデンサの正極と前記ＮＰＮ
トランジスタのベース間に第二の抵抗を接続し、ＰＮＰ
トランジスタのコレクタは第三の抵抗を介して第二のコ
ンデンサの負極に接続し、該ＰＮＰトランジスタのエミ
ッタは前記第二のコンデンサの正極に接続し、前記第二
のコンデンサの負極と前記ＰＮＰトランジスタのベース
間に第四の抵抗を接続し、前記ＮＰＮトランジスタのエ
ミッタと前記ＰＮＰトランジスタのエミッタを接続し、
前記ＮＰＮトランジスタのベースと前記ＰＮＰトランジ
スタのベースを接続して構成したことを特徴とするコン
デンサ直列体の分圧回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のコンデンサ直列体の分圧
回路を複数組直列接続して構成したコンデンサ直列体の
分圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9031169A JPH10295081A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | コンデンサ直列体の分圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9031169A JPH10295081A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | コンデンサ直列体の分圧回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10295081A true JPH10295081A (ja) | 1998-11-04 |
Family
ID=12323945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9031169A Pending JPH10295081A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | コンデンサ直列体の分圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10295081A (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6670778B2 (en) | 2001-08-07 | 2003-12-30 | Denso Corporation | AC power generating apparatus having electrolytic capacitor and ceramic capacitor |
| EP1315276A3 (en) * | 2001-11-27 | 2005-03-23 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for balancing active capacitor leakage current |
| JP2005354788A (ja) * | 2004-06-09 | 2005-12-22 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ制御装置 |
| JP2008236826A (ja) * | 2007-03-16 | 2008-10-02 | Cooper Technologies Co | 電圧不平衡を制御するためのコイルレス回路を有するシステム、コンデンサ保護・平衡化回路モジュールおよびコンデンサデバイス |
| JP2008301623A (ja) * | 2007-05-31 | 2008-12-11 | Daikin Ind Ltd | 放電機能付きバランス回路 |
| JP2009247186A (ja) * | 2008-03-31 | 2009-10-22 | Mitsubishi Electric Corp | 系統連系インバータ装置 |
| WO2010016519A1 (ja) * | 2008-08-06 | 2010-02-11 | Fdk株式会社 | 蓄電システムのモジュール間電圧バランス補正回路 |
| CN103684023A (zh) * | 2012-09-18 | 2014-03-26 | 东芝施耐德变换器公司 | 电压平衡电路 |
| JP2014087144A (ja) * | 2012-10-23 | 2014-05-12 | Tamagawa Seiki Co Ltd | ブリーダ抵抗通電回路 |
| CN103795283A (zh) * | 2012-10-31 | 2014-05-14 | 东芝施耐德变换器公司 | 逆变器装置的积蓄电力放电电路 |
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| JP2016029349A (ja) * | 2014-07-25 | 2016-03-03 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電池監視回路 |
| EP3151405A1 (de) * | 2015-09-30 | 2017-04-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltung zur symmetrierung von kondensatorspannungen an kondensatoren in einem gleichspannungskreis |
| CN110445211A (zh) * | 2019-08-08 | 2019-11-12 | 欣旺达电子股份有限公司 | 电压均衡电路 |
| US11329591B2 (en) | 2019-06-26 | 2022-05-10 | Fanuc Corporation | Power conversion apparatus having two DC voltage modes and motor drive apparatus |
-
1997
- 1997-01-30 JP JP9031169A patent/JPH10295081A/ja active Pending
Cited By (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7133301B2 (en) | 2001-11-27 | 2006-11-07 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for balancing active capacitor leakage current |
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| US8917059B2 (en) | 2008-08-06 | 2014-12-23 | Fdk Corporation | Inter-module voltage balance correcting circuit of a power storage system |
| CN103684023A (zh) * | 2012-09-18 | 2014-03-26 | 东芝施耐德变换器公司 | 电压平衡电路 |
| JP2014060852A (ja) * | 2012-09-18 | 2014-04-03 | Toshiba Schneider Inverter Corp | 電圧バランス回路 |
| EP2709259A3 (en) * | 2012-09-18 | 2018-03-28 | Toshiba Schneider Inverter Corporation | Voltage balancing circuit |
| US9110479B2 (en) | 2012-09-18 | 2015-08-18 | Toshiba Schneider Inverter Corporation | Voltage balancing circuit |
| JP2014087144A (ja) * | 2012-10-23 | 2014-05-12 | Tamagawa Seiki Co Ltd | ブリーダ抵抗通電回路 |
| CN103795283A (zh) * | 2012-10-31 | 2014-05-14 | 东芝施耐德变换器公司 | 逆变器装置的积蓄电力放电电路 |
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| US10181732B2 (en) | 2015-09-30 | 2019-01-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit for balancing capacitor voltages at capacitors in a DC circuit |
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