JP4543718B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流を降圧して直流に変換する電力変換装置に関する。

例えば、エアコン等においては、室外機の電源電圧が２００Ｖの３相交流であるのに対して、室内機等に備えられる通信系統の電源には６０Ｖの直流が必要となる場合がある。このような場合、２００Ｖの３相交流を６０Ｖの直流に変換して通信系統に供給する必要がある。

図１７は、従来の電力変換装置の回路図である。この電力変換装置では、交流電源Ｓから第１及び第２の入力側接続部Ｔ１，Ｔ２を介して与えられる交流が、降圧されつつ半波整流により直流に変換され、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４を介して負荷（図示せず）に与えられる。

第１及び第２の入力側接続部Ｔ１，Ｔ２の間には、第１の入力側接続部Ｔ１側から順に、複数の抵抗を備える降圧用の抵抗ユニットＲＵと、ダイオードＤ１１と、コンデンサＣ１１とがこの記載順序で直列に介挿されている。ダイオードＤ１１は、第１の入力側接続部側Ｔ１から第２の入力側接続部Ｔ２側に向けて順方向となっている。また、直列接続された複数のツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３が、コンデンサＣ１１に並列に接続されている。このツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３は、第２の入力側接続部Ｔ２側から第１の入力側接続部Ｔ１側に向けて順方向になっている。さらに、コンデンサＣ１１の放電用の抵抗Ｒ１１がコンデンサＣ１１に並列に接続されている。

第１の出力側接続部Ｔ３はダイオードＤ１１の順方向下流側の接続部と接続されており、第２の出力側接続部Ｔ４は第２の入力側接続部Ｔ２と接続されている。

より具体的には例えば、第２の入力側接続部Ｔ２の電位を基準として第１の入力側接続部Ｔ１に対して２００Ｖ（波高値）の交流電圧が、交流電源Ｓから印加される。そしてこれを変換して６０Ｖの直流電圧に変換される。これに対応して、抵抗ユニットＲＵは２００Ｖの交流を６０Ｖの直流に降圧するために必要な抵抗値を有するものが用いられる。コンデンサＣ１１の容量としては４７０μＦが採用され、ツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３のツェナー電圧はいずれも２０Ｖが採用されている。

そして、交流電源Ｓから与えられる交流電圧が抵抗ユニットＲＵで降圧されつつダイオードＤ１１に通されて半波整流され、コンデンサＣ１１及びツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３で安定化されて、６０Ｖの直流電圧として負荷側に出力される。

ここで、図１８及び図１９は、図１７の回路上における各部の電位変化及び電流変化を例示した波形図である。図１８の波形ＷＤ１１は第２の入力側接続部Ｔ２の電位を基準とした第１の入力側接続部Ｔ１の電位変化を示し、同図の波形ＷＤ１２は抵抗ユニットＲＵの両端電圧の変化を示し、同図の波形ＷＤ１３は第２の入力側接続部Ｔ２の電位を基準とした第２の出力側接続部Ｔ３の電位変化を示している。波形ＷＤ１２が正の領域では、抵抗ユニットＲＵにおいてジュール損が発生する。

また、図１９の波形ＷＤ１４は、第１の入力側接続部Ｔ１から交流電源Ｓ側に流れる電流の向きを正とした場合における交流電源Ｓから第１の入力側接続部Ｔ１に流れる電流の変化を示している。同図の波形ＷＤ１５は、第１のダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ１１側に流れる電流の向きを正とした場合におけるコンデンサＣ１１に供給される電流の変化を示している。同図の波形ＷＤ１６は、ツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３の順方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツェナーダイオードＺＤ１１〜ＺＤ１３に流れる電流の変化を示している。

なお、平滑コンデンサの端子電圧を一定にする先行技術としては、全波整流回路における特許文献１に記載のものがある。

特開平６−２８４７２９号公報

図１７に示す従来の電力変換装置では、抵抗ユニットＲＵにより降圧を行うため、抵抗ユニットＲＵでのジュール損失が大きく、効率が悪いとともに、高価でしかも大型である大容量の抵抗ユニットＲＵを使用しなけらばならず、効率、コスト及び装置サイズ等の点で問題がある。

そこで、本願発明の解決すべき課題は、高効率化、低コスト化及び小型化等が図れる電力変換装置を提供することである。

請求項１にかかる発明は、交流（Ｓ）を降圧して直流に変換する電力変換装置であって、前記交流の出力を入力する第１及び第２の入力側接続部（Ｔ１，Ｔ２）と、前記第１の入力側接続部（Ｔ１）と前記第２の入力側接続部（Ｔ２）との間の第１の電気接続路（Ｌ１）に、前記第１の入力側接続部側から順に直列に介挿された第１のコンデンサ（Ｃ１）及び第２のコンデンサ（Ｃ２）と、前記第１の電気接続路における第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に、前記第２の入力側接続部側に向けて順方向となるように介挿された第１のダイオード（Ｄ１）と、前記第１の電気接続路における前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードとの間と、前記第２の入力側接続部とを接続する第２の電気接続路（Ｌ２）に、前記第２の入力側接続部側に向けて逆方向になるように介挿された第２のダイオード（Ｄ２）と、前記第１の電気接続路における前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの間と接続された前記直流の出力用の第１の出力側接続部（Ｔ３）と、前記第２の入力側接続部と接続された前記直流の出力用の第２の出力側接続部（Ｔ４）と、前記第１の電気接続路における前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードの間と、前記第２の入力側接続部との間に接続された第３のコンデンサ（Ｃ３）とを備える。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記第１の出力側接続部（Ｔ３）と前記第２の出力側接続部（Ｔ４）との間に、前記第１の出力側接続部側に向けて順方向になるように介挿されたツェナーダイオード（ＺＤ）をさらに備える。

請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置において、前記第１の電気接続路（Ｌ１）において前記第２の電気接続路（Ｌ２）が接続された接続位置と前記第１のコンデンサとの間に介挿された抵抗（Ｒ）をさらに備える。

請求項４にかかる発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記抵抗はサーミスタである。

請求項５にかかる発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記抵抗（Ｒ）の、前記第３のコンデンサ（Ｃ３）に接続された一端は前記第１の入力側接続部（Ｔ１）側の端である。

請求項６にかかる発明は、請求項３に記載の電力変換装置において、前記抵抗（Ｒ）の前記第３のコンデンサ（Ｃ３）に接続された一端は前記第２の入力側接続部（Ｔ２）側の端である。

請求項７にかかる発明は、請求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置において、前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている。

請求項８にかかる発明は、請求項１ないし７のいずれかに記載の電力変換装置において、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの容量比が、１対１０００に設定されている。

請求項１に記載の発明によれば、第１及び第２の入力側接続部を介して与えられる交流を、第１及び第２のコンデンサにより分圧（降圧）して第１のダイオードによって直流化し、第２のコンデンサにより平滑化しつつ、第１及び第２の出力側接続部を介して負荷側に供給することができる。

このように、電圧降下を抵抗でなくコンデンサにより行うため、電圧降下時にジュール損失が発生せず高効率であるので、周辺部品に対する熱対策を考慮する必要がない。また従来のように高価な大容量の降圧用抵抗を使用する必要がなく、低コスト化が図れる。

また、大型化しやすい降圧用抵抗を使用する必要がないため、部品の実装面積を小さくでき、プリント基板等の装置構成の小型化が図れ、構造面及びコスト面で有利である。しかも交流に脈動が存在した場合に招来される、第１の電気接続路での過電流を抑制することができる。特にツェナーダイオードを採用している場合には、その熱負荷を軽減することができる。

請求項２に記載の発明によれば、ツェナーダイオードにより安定した直流電圧を出力することができる。

請求項３や請求項４に記載の発明によれば、抵抗、例えばサーミスタにより第１及び第２の電気接続路に流れる突入電流を効果的に抑制することができる。

請求項６に記載の発明によれば、第１コンデンサと抵抗とが成すＣＲ直列回路の時定数により、交流の脈動の影響を効果的に抑制できる。

請求項５に記載の発明によれば、交流が脈動する周波数が高い場合であっても、抵抗の定格を大きくする必要がない。

請求項７に記載の発明によれば、交流の脈動振幅が出力される直流電圧の二倍程度あってもツェナーダイオードに流れる不要な電流を抑制できる。

請求項８に記載の発明によれば、入力される交流を、第１及び第２のコンデンサにより効果的に分圧して直流化することができる。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、交流電源Ｓから与えられる交流を降圧して直流に変換して出力する。その構成要素として、図１に示すように、交流を入力する第１及び第２の入力側接続部Ｔ１，Ｔ２と、直流を出力する第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４と、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２と、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２と、複数のツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４と、サーミスタＴＨを備えている。

第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２は、この記載の順序で、第１の入力側接続部Ｔ１と第２の入力側接続部Ｔ２との間を接続する第１の電気接続路Ｌ１に第１の入力側接続部側から順に直列に介挿されている。第１のコンデンサＣ１は分圧による電圧降下を行うため、第２のコンデンサＣ２は平滑化のため、それぞれ設けられている。第１のコンデンサＣ１での電圧降下を有効に行うため、第１のコンデンサＣの容量と第２のコンデンサＣ２の容量比は、例えば１対１０００に設定される。

第１のダイオードＤ１は半波整流を行うために、第１の電気接続路Ｌ１における第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２との間に、第１の入力側接続部Ｔ１側から第２の入力側接続部Ｔ２側に向けて順方向となるように介挿されている。

第２のダイオードＤ２は、第１のコンデンサＣ１の放電用のためのものであり、第１の電気接続路Ｌ１における第１のコンデンサＣ１と第１のダイオードＤ１との間と、第２の入力側接続部Ｔ２とを接続する第２の電気接続路Ｌ２に、第２の入力側接続部Ｔ２側に向けて逆方向になるように介挿されている。

第１の出力側接続部Ｔ３は、第１の電気接続路Ｌ１における第１のダイオードＤ１と第２のコンデンサＣ２との間と接続されており、第２の出力側接続部Ｔ４は、第２の入力側接続部Ｔ２と接続されている。

複数のツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４は、第１の出力側接続部Ｔ３と第２の出力側接続部Ｔ４との間に、第２の出力側接続部Ｔ４側から第１の出力側接続部Ｔ３側に向けて順方向になるように直列に介挿されている。

サーミスタＴＨは、突入電流抑制のためのものであり、第１の電気接続路Ｌ１における第２の電気接続部Ｌ２が接続された接続位置よりも第１の入力側接続部Ｔ１側に介挿される。図１の構成では、サーミスタＴＨをコンデンサＣ１の第２の入力側接続部Ｔ２側に介挿しているが、コンデンサＣ１の第１の入力側接続部Ｔ１側に介挿してもよい。

ここで、図１に示す回路の構成要素のうち、少なくとも第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２及びツェナーダイオードＺＤ１〜Ｄ４については単一のハイブリッドＩＣ（ＨＩＣ）に組み込んで構成してもよい。

より具体的には、この電力変換装置は、交流電源Ｓが供給する例えば２００Ｖ（波高値）の交流電圧を６０Ｖの直流電圧に変換する。例えば第２の入力側接続部Ｔ２がグランド電位に保たれた状態で、第１の入力側接続部Ｔ１に対して２００Ｖの交流電圧が印加される。

これに対応して、例えば、第１のコンデンサＣ１の容量は０．４７μＦ、最大許容電圧は２５０Ｖであり、第２のコンデンサＣ２の容量は４７０μＦ、最大許容電圧が１００Ｖである。また例えば、第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の最大許容電圧及び電流は、それぞれ６００Ｖ、１Ａである。

６０Ｖの直流電圧を安定して得るために、いずれもツェナー電圧が１５ＶであるツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４を４つ直列に接続して用いているが、いずれもツェナー電圧が２０Ｖであるツェナーダイオードを３つ直列に接続して用いてもよい。なお、ここでは交流電源Ｓの供給する交流電圧が２００Ｖ（波高値）の場合について説明するが、交流電源Ｓの供給する交流電圧が２８３Ｖ（波高値）の場合、即ち実効値が２００Ｖの場合についてもほぼ同様に適用可能である。

サーミスタＴＨには、例えば、使用周囲温度範囲（例えば、−２０℃〜７０℃）にて抵抗値が３．７３Ω以上、かつ４７Ω以下の値をとるものが用いられ、より具体的には例えば村田製作所製の品番：NTPA7220LBMB0の製品が用いられる。なお、３．７３Ωの下限値は、電源投入時に生じ得る突入電流の大きさと第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の電流耐性とを基準に設定されたものであり、４７Ωの上限値は、コンデンサＣ１，Ｃ２のインピーダンスに対して無視し得る値とするためである。あるいはサーミスタＴＨの代わりに２２Ω程度の抵抗を採用してもよい。

次に、この電力変換装置の動作原理について説明する。大略的には、交流電源Ｓから第１及び第２の入力側接続部Ｔ１，Ｔ２を介して与えられる交流電圧が、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２により分圧（降圧）されて第１のダイオードＤ１によって直流化され、第２のコンデンサＣ２により平滑化されつつ、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４により規定される出力電圧（６０Ｖ）で、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４を介して負荷側に供給される。

より詳細には、交流電源Ｓが第１の入力側接続部Ｔ１側に対して正極性であるとき、第１の電気接続路Ｌ１にて、第１のコンデンサＣ１及び第１のダイオードＤ１を介して第２のコンデンサＣ２側に電流（電荷）が流れる。これにより、第１及び第２のコンデンサＣ２にはいずれも第１の入力側接続部Ｔ１側が第２の入力側接続部Ｔ２側よりも高電位となる充電が行われる。この際、コンデンサＣ２はツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４により規定される電圧まで、充電される。上述のように両コンデンサＣ１，Ｃ２の容量比が大きく、例えば１対１０００に設定されているため、第１のコンデンサＣ１にて十分な降圧が行われ、かつ第２のコンデンサＣ２で６０Ｖが確保される。

ここで、図２ないし図４は、図１の回路上における各部の電位変化及び電流変化を例示した波形図である。各素子の値は上記で例示した値を採用している。図２の波形ＷＤ１は第１の入力側接続部Ｔ１の電位変化を示し、同図の波形ＷＤ２は第１のコンデンサＣ１の両端電圧の変化を示し、同図の波形ＷＤ３は第２の出力側接続部Ｔ３の電位変化を示している。但し、波形ＷＤ２は第１の入力側接続部Ｔ１側が第２の入力側接続部Ｔ２側よりも高電位となる場合を正に採っている。

また、図３の波形ＷＤ４は、交流電源Ｓから第１の入力側接続部Ｔ１側に流れる電流の向きを正とした場合における交流電源Ｓから第１の入力側接続部Ｔ１に流れる電流の変化を示している。

また、図４の波形ＷＤ５は、第１のダイオードＤ１の順方向に流れる電流の向きを正とした場合における第１のダイオードＤ１に流れる電流の変化を示している。同図の波形ＷＤ６は、第２のダイオードＤ２に逆方向に流れる電流の向きを正とした場合における第２のダイオードＤ２に流れる電流の変化を示している。同図の波形ＷＤ７は、第１のダイオードＤ１側から第２のコンデンサＣ２側に流れる電流の向きを正とした場合における第２のコンデンサＣ２に供給される電流の変化を示している。同図の波形ＷＤ８は、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４に順方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４に流れる電流の変化を示している。

まず図２について説明する。以下、簡単のためにダイオードの順方向電圧は無視する。波形ＷＤ１として示されるように、交流電源Ｓが出力する交流電圧は周期Ｔで変動し、時刻ｔ０において電圧値０を採り、時刻ｔ１＝ｔ０＋Ｔ／４において極大値を採る。

時刻ｔ１ではツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４の直列接続（以下ツェナーダイオードＺＤと総称する）とコンデンサＣ２との並列接続によって６０Ｖの電圧が支えられている。従って、ダイオードＤ２には６０Ｖの逆方向電圧が印可されていて導通しておらず、コンデンサＣ１の両端電圧は、時刻ｔ１における波形ＷＤ２が示すように、１４０Ｖを採ることになる。つまりダイオードＤ１のアノード電位は６０Ｖとなる。

その後、交流電源Ｓが出力する交流電圧が低下すると、ダイオードＤ１のアノード電位が低下するので非導通であり、コンデンサＣ１を放電する経路がないので、コンデンサＣ１の両端電圧が１４０Ｖを維持したままダイオードＤ１のアノード電位が低下し続ける。つまり時刻ｔ１〜ｔ２においてはダイオードＤ１，Ｄ２のいずれもが非導通となる。

そして時刻ｔ２において交流電圧が１４０Ｖにまで低下すると、ダイオードＤ２が導通する。これによりダイオードＤ１のアノード電位は急激にほぼ零にまで低下し、コンデンサＣ２とツェナーダイオードＺＤとの並列接続がダイオードＤ１のカソード電位を６０Ｖ程度に維持しているので、依然としてダイオードＤ１は非導通状態が維持される。よってその後に交流電圧が低下しても、ダイオードＤ２が導通している限り、コンデンサＣ１の両端電圧は交流電源Ｓが出力する交流電圧と一致し続け、時刻ｔ３＝ｔ０＋３Ｔ／４において−２００Ｖとなる。この間、ダイオードＤ１のアノード電位は零である。

その後、時刻ｔ３から交流電圧が上昇し始めると、コンデンサＣ１で電圧が保持されたままダイオードＤ１のアノード電位が上昇し、ダイオードＤ２は導通しない。ダイオードＤ１も導通していないので、コンデンサＣ１の両端電圧は−２００Ｖに維持されたままである。

そして時刻ｔ４において交流電圧が−１４０Ｖにまで上昇すると、コンデンサＣ１の両端電圧が−２００Ｖを維持していたので、ダイオードＤ１のアノード電位は（−１４０）−（−２００）＝６０［Ｖ］となって、ダイオードＤ１が導通する。つまり時刻ｔ３〜ｔ４においてはダイオードＤ１，Ｄ２のいずれもが非導通であったが、時刻ｔ４以降はダイオードＤ１が導通している。

その後、交流電圧とコンデンサＣ１の両端電圧とは６０Ｖの差を維持したまま時刻ｔ０＋Ｔに至る。

図３において波形ＷＤ４が正の電流値を示している場合はダイオードＤ１が導通している期間であり、負の電流値を示している場合はダイオードＤ２が導通している期間である。図４において波形ＷＤ５，ＷＤ６は、それぞれ波形ＷＤ４の正の電流値、負の電流値に対応している。いずれの波形もダイオードＤ１，Ｄ２の導通開始時に幾分はオーバーシュートしているが、サーミスタＴＨの機能により、そのピークは抑制されている。

ツェナーダイオードＺＤに逆方向に電流が流れ（波形ＷＤ８）、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４を介して接続される負荷に電流が供給されるので、図４において、第２のコンデンサＣ２に供給される電流（波形Ｄ７）がダイオードＤ１に流れる電流（波形Ｄ５）よりも負側にシフトしている。

もしダイオードＤ２がなければ、ダイオードＤ１のアノード電位が６０Ｖになった後はダイオードＤ１は導通しない。コンデンサＣ１が蓄積する電荷を移動せさせる経路がなく、その両端電圧は１４０Ｖを維持し続けるため、ダイオードＤ１のアノード電位は−３４０〜６０Ｖの間で遷移するからである。この場合、コンデンサＣ１を充電する経路も存在しないので、負荷に与えうる電圧は低下することになる。

これに対し、ダイオードＤ２が存在することにより、コンデンサＣ２の電荷を引き抜くことなくコンデンサＣ１を放電し、更に逆方向に充電する。よってコンデンサＣ１の両端電圧は低下し、ダイオードＤ１の導通が可能となり、コンデンサＣ２が充電可能となる。

以上のように、本実施の形態によれば、電圧降下を抵抗でなく第１のコンデンサＣ１により行うため、電圧降下時にジュール損失が発生せず高効率であるので、周辺部品に対する熱対策を考慮する必要がない。また、従来のように高価な大容量の降圧用抵抗を使用する必要がなく、低コスト化が図れる。

また、大型化しやすい降圧用抵抗を使用する必要がないため、部品の実装面積を小さくでき、プリント基板等の装置構成の小型化が図れ、構造面及びコスト面で有利である。

また、ツェナーダイオードＺＤにより安定した直流電圧を出力することができる。

また、サーミスタＴＨにより第１及び第２の電気接続路Ｌ１，Ｌ２に流れる突入電流を効果的に抑制することができる。

また、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２の容量比が１対１０００に設定されているため、入力される交流を、第１及び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２により効果的に分圧して直流化することができる。

第２の実施の形態．
上述のように、交流電源Ｓから第１及び第２の入力側接続部Ｔ１，Ｔ２を介して与えられる交流電圧の変化により、コンデンサＣ１の両端電圧は変動する。そのため、上記交流に対して大きな脈動が発生した場合にもコンデンサＣ１の充放電が招来され、ツェナーダイオードＺＤに流れる電流が多くなる。これはツェナーダイオードＺＤの熱負荷を高め、熱破壊を招来する可能性もある。

例えば第１の実施の形態において、交流電源Ｓから入力される交流電圧が２００Ｖ近傍にある時点で急激に上昇した場合を想定する。この場合、コンデンサＣ１が支えていて約１４０Ｖの両端電圧が保れるので、ダイオードＤ１のアノード電位も急激に上昇し、ダイオードＤ１は導通する。ダイオードＤ１の導通によって引き上げられようとする第１の出力側接続部Ｔ３の電位（即ちダイオードＤ１のカソード電位）は、ツェナーダイオードＺＤの導通により６０Ｖに維持される。つまり時刻ｔ０〜ｔ１におけるコンデンサＣ１の充電と類似した現象が当該脈動によって招来される。かかる現象は交流電圧が２００Ｖ近傍で急激に上昇にある場合に限らず、当該脈動によってダイオードＤ１のアノード電位が６０Ｖを越えて上昇する局面で生じ得る。

逆に、ダイオードＤ１のアノード電位が０Ｖを下回って下降する局面でも生じ得る。交流電圧の急激な減少によりダイオードＤ１のアノード電位が急激に低下してかかる局面を迎えると、一旦、ダイオードＤ２が導通する。そして時刻ｔ２〜ｔ３におけるコンデンサＣ１の放電及び逆方向の充電と類似した現象によってダイオードＤ１のアノード電位は０Ｖに戻る。しかし交流電圧の急激な減少から本来の交流電圧の電位に回復すれば、コンデンサＣ１で支えていた分圧が不足しているため、ダイオードＤ１のアノード電位は急激に上昇してダイオードＤ１、ツェナーダイオードＺＤが導通する。

観点を変えれば、ダイオードＤ１のアノード電位は０Ｖに、カソード電位は６０Ｖに、それぞれクランプされるので、これらから電位が脈動すればコンデンサＣ１の充放電が脈動して発生し、ツェナーダイオードＺＤに不要な電流が流れることになる。

図５及び図６はかかる現象を説明するグラフであり、第１の実施の形態で示された電力変換装置において、それぞれ交流電圧に脈動が無い場合と有る場合の特性を示している。但し第１のコンデンサＣ１の容量は０．４７μＦ、第２のコンデンサＣ２の容量は４７０μＦ、サーミスタＴＨの抵抗値は２２Ωとした。

これらの図において波形ＷＤ８０はツェナーダイオードＺＤに逆方向に流れる電流の向きを正とした場合におけるツェナーダイオードＺＤに流れる電流の変化を示しており、波形ＷＤ８（図４）とは符号が反対となる。波形ＷＤ６０は第２のダイオードＤ２に順方向に流れる電流の向きを正とした場合における第２のダイオードＤ２に流れる電流の変化を示しており、波形ＷＤ６（図４）とは符号が反対となる。波形ＷＤ１０は波形ＷＤ１（図２）と同様に第１の入力側接続部Ｔ１の電位変化を示すが、ここでは交流電圧として波高値２８３Ｖ、周波数５０Ｈｚを採用した場合が示されている。波形ＷＤ１２はダイオードＤ１のアノード電位であり、波形ＷＤ１，ＷＤ２で示される値の差に相当する。

なお、図示は省略しているが、脈動の有無によらず、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４間の電圧は６０Ｖが維持されている。

図５は、交流電圧の波高値が相違し、波形の正負を替えているものの、図２、図４と同じ内容が示されている。波形ＷＤ１２は０〜６０Ｖの間で推移する。

図６は波高値５０Ｖ、周波数１０００Ｈｚの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示されている。波形ＷＤ１２からはコンデンサＣ１の充放電が繰り返されていることが判り、波形ＷＤ８０に示されるようにツェナーダイオードＺＤに流れる電流にも脈動が生じており、図５と比較して明らかに増大している。

そこで第２の実施の形態では、上記脈動が生じてもツェナーダイオードＺＤに流れる電流の増量を抑制する技術を提供する。

図７は本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、第１の実施の形態に係る電力変換装置のサーミスタＴＨの代わりに抵抗Ｒを採用し、更に抵抗Ｒの第１の入力側接続部Ｔ１側の一端と第２の入力側接続部Ｔ２との間に接続されたコンデンサＣ３を追加した構成を有している。

コンデンサＣ３の存在により、ダイオードＤ１，Ｄ２及びツェナーダイオードＺＤ以外にコンデンサＣ１の電荷の移動を許す経路が得られる。つまりコンデンサＣ１が支えていた両端電圧は、交流電圧の脈動に応じて変動可能となる。

これを定式化すれば次のようになる。脈動の振幅電圧Ｖｄ、ツェナーダイオードＺＤによって支えられていた電圧Ｖｚを導入し、コンデンサＣ１，Ｃ３の容量値も同じ記号を採用すれば、この脈動によってコンデンサＣ１から移動する電荷量はＱ１＝Ｃ１・（Ｖｄ−Ｖｄ）である。この電荷量が、電圧ＶｚでコンデンサＣ３に充電されていた電荷Ｑ３＝Ｃ３・Ｖｚでまかなわれれば、ツェナーダイオードＺＤを経由した電荷の移動、即ち電流を低減できる。よってＣ３≧Ｃ１・（Ｖｄ−Ｖｚ）／Ｖｚとすればよい。つまりコンデンサＣ１，Ｃ３の容量値を同程度に設定すれば、交流電圧の脈動振幅が、出力される直流電圧の二倍程度あってもツェナーダイオードＺＤに流れる不要な電流を抑制できる。

例えば上述の例では１００Ｖの振幅で脈動が生じるので、容量値０．４７μＦのコンデンサＣ１を採用する場合には、コンデンサの規格値の系列を考慮して容量値０．３３μＦのコンデンサＣ３を採用することができる。

なお、上述の計算では抵抗Ｒは無関係となっているが、実際には定常時や突入時の両方の電流を制限するため、第１の実施の形態よりも１桁程度大きめの、例えば２２０Ωの抵抗を採用してＣＲ時定数を大きくすることも望ましい。

図８は第２の実施の形態にかかる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形を示すグラフである。コンデンサＣ１，Ｃ２には図５、図６で示された第１の実施の形態と同じ容量値を採用し、コンデンサＣ３には容量値０．３３μＦを採用し、抵抗Ｒには抵抗値２２０Ωを採用した。波形の記号は図５及び図６と共通して用いている。図８で示される波形は、第１の実施の形態にかかる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形（図５）とほぼ同じである。

図９は交流電圧に脈動が無い場合であって、これが正である周期の初期において波形ＷＤ８０を比較したものであり、グラフＬ１，Ｌ２がそれぞれ第１の実施の形態、第２の実施の形態の波形ＷＤ８０に相当する。脈動が無い場合においてさえ、第２の実施の形態の方が、第１の実施の形態と比較してツェナーダイオードＺＤに流れる電流を低減できていることが判る。

図１０は波高値５０Ｖ、周波数１０００Ｈｚの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示され、第１の実施の形態に関する図６と対応する。なお、図示は省略しているが、脈動の有無によらず、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４間の電圧は６０Ｖが維持されている。

図１１は図６，図１０の交流電圧が正である周期の初期において波形ＷＤ８０を比較したものであり、グラフＬ３，Ｌ４がそれぞれ第１の実施の形態、第２の実施の形態の波形ＷＤ８０に相当する。第２の実施の形態の方が、第１の実施の形態と比較してツェナーダイオードＺＤに流れる電流を大きく低減できていることが判る。

第３の実施の形態．
図１２は本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。この電力変換装置は、第２の実施の形態に係る電力変換装置のコンデンサＣ３と抵抗Ｒの接続箇所が異なっている。つまり抵抗Ｒの第２の入力側接続部Ｔ２側の一端と第２の入力側接続部Ｔ２との間にコンデンサＣ３が接続されている。

図１３は第３の実施の形態にかかる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形を示すグラフである。コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３、抵抗Ｒには第２の実施の形態と同じ仕様を採用した。波形の記号は図５、図６、図８等と共通して用いている。図１３で示される波形は、第２の実施の形態にかかる電力変換装置において電源歪みが無い場合の波形（図８）とほぼ同じである。

図１４及び図１５は波高値７５Ｖ、周波数１０００Ｈｚの脈動が交流電圧に重畳した場合が例示されており、図１４は第３の実施の形態にかかる電力変換装置の特性であり、図１５は第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性である。なお、図示は省略しているが、脈動の有無によらず、第１及び第２の出力側接続部Ｔ３，Ｔ４間の電圧は６０Ｖが維持されている。

図１６は図１４，図１５の交流電圧が正である周期の初期において波形ＷＤ８０を比較したものであり、グラフＬ５，Ｌ６がそれぞれ第２の実施の形態、第３の実施の形態の波形ＷＤ８０に相当する。第３の実施の形態の方が、第２の実施の形態と比較してツェナーダイオードＺＤに流れる電流を大きく低減できていることが判る。

これはコンデンサＣ１，Ｃ３間の電荷の移動において、第３実施の形態の方が、第２の実施の形態と比較して抵抗Ｒによる時定数の効果を大きく得ているためと考えられる。換言すれば、コンデンサＣ１と抵抗Ｒとが成すＣＲ直列回路の時定数により、交流の脈動の影響を効果的に抑制できる。

しかしながら、抵抗Ｒの電力定格を下げ、部品の寸法を小さくできる点では第２の実施の形態にかかる電力変換装置の方が望ましい。抵抗Ｒを介したコンデンサＣ１，Ｃ３間の電荷の移動が顕著でなく、従って脈動する周波数が高い場合であっても、抵抗Ｒに流れる電流は小さくできるからである。

本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。 図１の回路上における各部の電位変化を例示した波形図である。 図１の回路上における第１の入力側接続部に流れる電流の変化を例示した波形図である。 図１の回路上における各部の電流変化を例示した波形図である。 第１の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。 第１の実施の形態に係る電力変換装置の特性を示すグラフである。 本発明の第２の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。 第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性を示すグラフである。 第１の実施の形態にかかる電力変換装置の特性と第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。 第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性を示すグラフである。 第１の実施の形態にかかる電力変換装置の特性と第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。 本発明の第３の実施の形態に係る電力変換装置の回路図である。 第３の実施の形態にかかる電力変換装置の特性を示すグラフである。 第３の実施の形態にかかる電力変換装置の特性を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性を示すグラフである。 第２の実施の形態にかかる電力変換装置の特性と第３の実施の形態にかかる電力変換装置の特性とを比較して示すグラフである。 従来の電力変換装置の回路図である。 図１７の回路上における各部の電位変化を例示した波形図である。 図１７の回路上における各部の電流変化を例示した波形図である。

符号の説明

Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ 第１、第２、及び第３のコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ 第１及び第２のダイオード
Ｒ 抵抗
Ｔ１，Ｔ２ 第１及び第２の入力側接続部
Ｔ３，Ｔ４ 第１及び第２の出力側接続部
ＴＨ サーミスタ
ＺＤ１〜ＺＤ４ ツェナーダイオード

Claims (8)

1. 交流（Ｓ）を降圧して直流に変換する電力変換装置であって、
   前記交流の出力を入力する第１及び第２の入力側接続部（Ｔ１，Ｔ２）と、
   前記第１の入力側接続部（Ｔ１）と前記第２の入力側接続部（Ｔ２）との間の第１の電気接続路（Ｌ１）に、前記第１の入力側接続部側から順に直列に介挿された第１のコンデンサ（Ｃ１）及び第２のコンデンサ（Ｃ２）と、
   前記第１の電気接続路における第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの間に、前記第２の入力側接続部側に向けて順方向となるように介挿された第１のダイオード（Ｄ１）と、
   前記第１の電気接続路における前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードとの間と、前記第２の入力側接続部とを接続する第２の電気接続路（Ｌ２）に、前記第２の入力側接続部側に向けて逆方向になるように介挿された第２のダイオード（Ｄ２）と、
   前記第１の電気接続路における前記第１のダイオードと前記第２のコンデンサとの間と接続された前記直流の出力用の第１の出力側接続部（Ｔ３）と、
   前記第２の入力側接続部と接続された前記直流の出力用の第２の出力側接続部（Ｔ４）と、
   前記第１の電気接続路における前記第１のコンデンサと前記第１のダイオードの間と、前記第２の入力側接続部との間に接続された第３のコンデンサ（Ｃ３）と
   を備える、電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の出力側接続部（Ｔ３）と前記第２の出力側接続部（Ｔ４）との間に、前記第１の出力側接続部側に向けて順方向になるように介挿されたツェナーダイオード（ＺＤ）をさらに備える、電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置において、
   前記第１の電気接続路（Ｌ１）において前記第２の電気接続路（Ｌ２）が接続された接続位置と前記第１のコンデンサとの間に介挿された抵抗（Ｒ）をさらに備える、電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記抵抗はサーミスタである、電力変換装置。
5. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記抵抗（Ｒ）の、前記第３のコンデンサ（Ｃ３）に接続された一端は前記第１の入力側接続部（Ｔ１）側の端である、電力変換装置。
6. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記抵抗（Ｒ）の、前記第３のコンデンサ（Ｃ３）に接続された一端は前記第２の入力側接続部（Ｔ２）側の端である、電力変換装置。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサと前記第３のコンデンサとの容量比はほぼ同程度に設定されている、電力変換装置。
8. 請求項１ないし７のいずれかに記載の電力変換装置において、
   前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの容量比が、１対１０００に設定されている、電力変換装置。

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