JP6395807B2

JP6395807B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6395807B2
Application number: JP2016506132A
Authority: JP
Inventors: 雄生森; 上園　恵一; 恵一上園; 信吾牧島
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2014-03-04
Filing date: 2015-03-02
Publication date: 2018-09-26
Anticipated expiration: 2035-03-02
Also published as: CN106068604B; WO2015133118A1; TWI671986B; CN106068604A; KR101865145B1; US20160373008A1; JPWO2015133118A1; US9876427B2; TW201541831A; KR20160117588A

Description

関連出願の相互参照

本出願は、２０１４年３月４日に出願された日本国特許出願２０１４−０４２０６２号の優先権を主張するものであり、この先の出願の開示全体をここに参照のために取り込む。

本発明は、直流電源の電力を異なる値の直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来から用いられている電力変換装置として、例えば双方向チョッパが知られている（例えば、非特許文献１参照）。図１０は、従来の双方向チョッパの回路図である。双方向チョッパ２は、スイッチング素子４５又は４６のオンする比率によって直流電源から入力された直流電圧を変換する。降圧チョッパとして使用する場合には、端子ＡＢ間に直流電源を接続し、端子ＣＤ間に負荷を接続し、スイッチング素子４６は常にオフとし、スイッチング素子４５をスイッチング制御（オン／オフ制御）する。この場合の出力電圧はスイッチング素子４５のデューティー比（通流率）により決定される。一方、昇圧チョッパとして使用する場合には、端子ＡＢ間に負荷を接続し、端子ＣＤ間に直流電源を接続し、スイッチング素子４５は常にオフとし、スイッチング素子４６をスイッチング制御する。この場合の出力電圧はスイッチング素子４６のデューティー比により決定される。

この双方向チョッパ２において、スイッチング素子４５がオンした場合にはスイッチング素子４６に電源電圧が印加され、スイッチング素子４６がオンした場合にはスイッチング素子４５に電源電圧が印加される。

さらに、双方向チョッパ２において、スイッチング素子４５，４６を、それぞれ２個のスイッチング素子を直列接続した構成とすることも可能である（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１０−１２４５９６号公報

河村篤男編著、「パワーエレクトロニクス学入門」、コロナ社、２００９年２月、ｐ．５７−８３

しかし、図１０に示す双方向チョッパ２において、電源電圧が上昇するとスイッチング素子４５，４６に印加される電圧も上昇するため、スイッチング素子４５，４６の耐圧を電源電圧の最大上昇量を見込んだ量にしなければならない。

また、スイッチング素子４５，４６をそれぞれ２個のスイッチング素子を直列接続した構成とすると、各スイッチング素子に印加される電圧は半分になるものの、電源電圧の上昇の影響は解決できず、またスイッチング素子の増加により回路規模及びコストが増加する。

一般的に、低耐圧のスイッチング素子は高耐圧のスイッチング素子に比べて損失が小さく、高速動作が可能であるが、電源電圧が上昇する場合はスイッチング素子に印加される電圧も上昇するので、低耐圧のスイッチング素子を用いることができない。そのため、電力変換装置を高効率化・小型化できないという問題があった。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、スイッチング素子に印加される電圧を所定の範囲内に抑制することにより、高効率且つ小型の電力変換装置を提供することにある。

上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様に係る電力変換装置は、同時にオンしない第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列接続した第１レグと、同時にオンしない第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列接続した第２レグと、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の中点と前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第１リアクトルと、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の中点と前記第２スイッチング素子の前記第１スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２リアクトルと、前記第１スイッチング素子の前記第１リアクトルが接続されていない端と前記第４スイッチング素子の前記第２リアクトルが接続されていない端との間に接続された直流電源と、を備え、前記第１レグの両端の電圧指令値をＶ _O1 ^* 、前記第２レグの両端の電圧指令値をＶ _O2 ^* 、前記直流電源の電圧をＥとすると、前記第１スイッチング素子は下記の式（１）により決定される値ｄ ₁ をデューティー指令値としてスイッチング制御され、前記第４スイッチング素子は下記の式（２）により決定される値ｄ ₄ をデューティー指令値としてスイッチング制御され、

前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子はダイオードであり、前記第１レグ及び前記第２レグに負荷を並列に接続可能とする。

また、本発明の第２の態様に係る電力変換装置は、同時にオンしない第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列接続した第１レグと、同時にオンしない第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列接続した第２レグと、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の中点と前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第１リアクトルと、前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の中点と前記第２スイッチング素子の前記第１スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２リアクトルと、前記第１スイッチング素子の前記第１リアクトルが接続されていない端と前記第４スイッチング素子の前記第２リアクトルが接続されていない端との間に接続された直流電源と、を備え、前記第１レグの両端の電圧指令値をＶ_O1 ^*、前記第２レグの両端の電圧指令値をＶ_O2 ^*、前記直流電源の電圧をＥとすると、前記第１スイッチング素子は下記の式（１）により決定される値ｄ₁ から前記第１リアクトルの電流値の高周波成分に比例した値を差し引いた値をデューティー指令値としてスイッチング制御され、前記第４スイッチング素子は下記の式（２）により決定される値ｄ₄ から前記第２リアクトルの電流値の高周波成分に比例した値を差し引いた値をデューティー指令値としてスイッチング制御され、前記第１レグ及び前記第２レグに負荷を並列に接続可能とする。

本発明の第２の態様に係る電力変換装置において、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子をダイオードとしてもよい。

本発明によれば、スイッチング素子に印加される電圧を所定の範囲内に抑制することができるため、低耐圧のスイッチング素子を使用することができ、その結果、高効率・小型な電力変換装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置で用いるスイッチング素子の第１の例を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置で用いるスイッチング素子の第２の例を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置に接続される負荷の第１の例を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置に接続される負荷の第２の例を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の出力電圧及びインダクタ電流のシミュレーション波形を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の出力電圧及びインダクタ電流のシミュレーション波形を示す図である。従来の電力変換装置の一例である双方向チョッパの回路図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。図１に示す例では、電力変換装置１は、直流電源１０と、スイッチング素子４１（第１スイッチング素子）及びスイッチング素子（第２スイッチング素子）４２を直列接続したレグ（第１レグ）３１と、スイッチング素子（第３スイッチング素子）４３及びスイッチング素子（第４スイッチング素子）４４を直列接続したレグ（第２レグ）３２と、リアクトル（第１リアクトル）６１と、リアクトル（第２リアクトル）６２とを備える。制御部８０は、電力変換装置１に接続される。また、レグ３１には負荷２１を並列に接続可能であり、レグ３２には負荷２２を並列に接続可能である。

図２は、各スイッチング素子４１〜４４の一例を示す図である。図２に示すように、各スイッチング素子４１〜４４は、オンオフ可能なＩＧＢＴなどのスイッチング素子４１１と、還流ダイオード４１２とを備える。スイッチング素子４１及びスイッチング素子４２は同時にオンすることはなく、また、スイッチング素子４３及び４４も同時にオンすることはない。

図３は、スイッチング素子４２，４３の別の例を示す図である。スイッチング素子４２，４３については、図２に示すスイッチング素子４１１を常にオフとしてもよいし、図３に示すように、ダイオード４１３のみを使用してもよい。

リアクトル６１は、スイッチング素子４１及びスイッチング素子４２の中点と、スイッチング素子４３のスイッチング素子４４と接続されていない端との間に接続される。リアクトル６２は、スイッチング素子４３及びスイッチング素子４４の中点と、スイッチング素子４２のスイッチング素子４１と接続されていない端との間に接続される。

直流電源１０は、スイッチング素子４１のリアクトル６１が接続されていない端とスイッチング素子４４のリアクトル６２が接続されていない端との間に接続される。

図４及び図５は、負荷２１，２２の一例を示す図である。負荷２１，２２は、例えば図４に示すように、コンデンサ７１と抵抗８を並列接続した抵抗負荷であってもよいし、図５に示すように、スイッチング素子４７，４８を直列接続したレグ３４と、スイッチング素子４９，５０を直列接続したレグ３５と、コンデンサ７２と、負荷２４とを備えるインバータであってもよいし、一方を図４に示す負荷とし他方を図５に示す負荷としてもよい。もちろん、負荷２１，２２の構成はこれらに限定されるものではない。

制御部８０は、スイッチング素子４１〜４４のデューティー指令値ｄ₁〜ｄ₄を決定し、スイッチング素子４１〜４４は、デューティー指令値ｄ₁〜ｄ₄に基づいてスイッチング制御される。レグ３１の端子間電圧（第１の出力電圧）の電圧指令値をＶ_O1 ^*、レグ３２の端子間電圧（第２の出力電圧）の電圧指令値をＶ_O2 ^*、直流電源１０の電圧をＥとすると、スイッチング素子４２の端子ａｂ間の電圧はＶ_O1 ^*×ｄ₁となり、スイッチング素子４３の端子ｃｄ間の電圧はＶ_O2 ^*×ｄ₄となる。また、端子ａの電位はＥ−Ｖ_O1 ^*＋Ｖ_O1 ^*×ｄ₁となる。

制御部８０は、電圧Ｅが変動しても電圧指令値Ｖ_O1 ^*，Ｖ_O2 ^*を一定とするために、端子ａ及びｃの電位が等しくなり、且つ、端子ｂ及びｄの電位が等しくなるように制御するのが好適である。この場合、デューティー指令値ｄ₁，ｄ₄は、式（１）（２）により算出される。ただし、式（１）（２）を満たすには、Ｅ≦Ｖ_O1 ^*＋Ｖ_O2 ^*≦２Ｅとする必要がある。

レグ３１のスイッチング素子４１及び４２は同時にオンすることはなく、レグ３２のスイッチング素子４３及び４４も同時にオンすることはなく、デューティー指令値ｄ₂，ｄ₃は、式（３）（４）を満たす。例えば、スイッチング素子４２，４３を常にオフとするか、あるいはダイオードを使用することにより、ｄ₂＝ｄ₃＝０としてもよい。

電力変換装置１は上述した構成を有することにより、直流電源１０の電圧Ｅが上昇しても、Ｅ≦Ｖ_O1 ^*＋Ｖ_O2 ^*であれば、レグ３１の端子間電圧をＶ_O1 ^*に保ち、レグ３２の端子間電圧をＶ_O2 ^*に保つことができる。電圧Ｖ_O1 ^*及びＶ_O2 ^*は電圧Ｅを降圧した電圧であるため、低耐圧のスイッチング素子４１〜４４を用いることができ、かくして電力変換装置１を高効率化及び小型化することができるようになる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。図６は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。電力変換装置の構成は図１に示した第１の実施形態と同一であり、第１の実施形態と比較して制御部の構成のみ相違する。

図７は、制御部８１の構成例を示すブロック図である。この例では、制御部８１は、ハイパスフィルタ９１，９２と、減算器１０１，１０２と、デューティー指令値生成器１１１，１１２とを備える。

デューティー指令値生成器１１１は、上述した式（１）に基づき、デューティー指令値ｄ₁を生成し、減算器１０１に出力する。また、上述した式（２）に基づき、デューティー指令値ｄ₄を生成し、減算器１０２に出力する。

ハイパスフィルタ９１は、リアクトル６１の電流ｉ_L1を入力し、電流ｉ_L1から定常成分を取り除いた高周波成分ＨＰＦ［ｉ_L1］を求め、該ＨＰＦ［ｉ_L1］に比例した値Ｋ₁・ＨＰＦ［ｉ_L1］を減算器１０１に出力する。減算器１０１は、デューティー指令値生成器１１１の出力値であるデューティー指令値ｄ₁から、ハイパスフィルタ９１の出力値であるＫ₁・ＨＰＦ［ｉ_L1］を差し引くことで、スイッチング素子４１に対するデューティー指令値ｄ₁’を算出する。すなわち、デューティー指令値ｄ₁’は次式（５）により算出される。

デューティー指令値生成器１１２は、次式（６）により、スイッチング素子４２に対するデューティー指令値ｄ₂’を算出する。図中では一例として、ｄ₂’＝１−ｄ₁’としている。

同様に、ハイパスフィルタ９２は、リアクトル６２の電流ｉ_L2を入力し、電流ｉ_L2から定常成分を取り除いた高周波成分ＨＰＦ［ｉ_L2］を求め、該ＨＰＦ［ｉ_L2］に比例した値Ｋ₂・ＨＰＦ［ｉ_L2］を減算器１０２に出力する。減算器１０２は、デューティー指令値生成器１１１の出力値であるデューティー指令値ｄ₄から、ハイパスフィルタ９２の出力値であるＫ₂・ＨＰＦ［ｉ_L2］を差し引くことで、スイッチング素子４４に対するデューティー指令値ｄ₄’を算出する。すなわち、デューティー指令値ｄ₄’は次式（７）により算出される。

また、デューティー指令値生成器１１２は、次式（８）により、スイッチング素子４３に対するデューティー指令値ｄ₃’を算出する。図中では一例として、ｄ₃’＝１−ｄ₄’としている。

図５に示したインバータを負荷として用いた場合などにおいて、負荷の特性によっては負荷２１及び２２に供給する電圧が振動するが、本実施形態によれば、発生した振動を抑制することができるようになる。

第２の実施形態に係る電力変換装置１の効果を示すために、まず第１の実施形態に係る電力変換装置１のシミュレーション波形を図８に示す。シミュレーション条件は、リアクトル６１，６２のインダクタンスを２ｍＨ、スイッチング周波数を５ｋＨｚ、出力電圧指令Ｖ_O1 ^*＝Ｖ_O2 ^*＝５００Ｖとする。また、負荷２１，２２はそれぞれレグ３１，３２に並列接続されたコンデンサを含むものとし、このコンデンサのキャパシタンスを９４０μＦとする。シミュレーション波形は０．０８秒で直流電源１０の電圧Ｅを５００Ｖから７５０Ｖに変化させ、０．１６秒で負荷消費電力を７．５ｋＷから１０ｋＷに変化させたときの、電源電圧Ｅ、レグ３１の出力電圧Ｖ_O1、及びリアクトル６２に流れる電流ｉ_L2を示す。なお、インダクタ電流については，スイッチングリプル成分を除去するため移動平均を取っている。図８から、電源電圧及び負荷消費電力変化後も出力電圧は電圧指令値に追随していることが確認できる。ただし、電源電圧及び負荷消費電力の変化後は電圧・電流ともに振動が持続している。

上記と同じ条件で、ハイパスフィルタ９１，９２の遮断周波数を５０Ｈｚ、Ｋ₁＝Ｋ₂＝０.００５としたときのシミュレーション波形を図９に示す。図９から、制御部８１による制御を行うことにより、電源電圧及び負荷消費電力が変化しても振動が抑制され、定常状態で指令値通りの出力電圧を得られることが確認できる。

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、実施形態に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

本発明は、直流電源を異なる電圧及び電流の直流電力に変換する電力変換装置に適用可能であり、電力を用いる様々な産業分野に利用可能であるため、極めて有効である。

１電力変換装置
１０直流電源
２１，２２負荷
３１レグ（第１レグ）
３２レグ（第２レグ）
４１スイッチング素子（第１スイッチング素子）
４２スイッチング素子（第２スイッチング素子）
４３スイッチング素子（第３スイッチング素子）
４４スイッチング素子（第４スイッチング素子）
６１リアクトル（第１リアクトル）
６２リアクトル（第２リアクトル）
８０，８１制御部
９１，９２ハイパスフィルタ
１０１，１０２減算器
１１１，１１２デューティー指令値生成器
４１１スイッチング素子
４１２還流ダイオード
４１３ダイオード

Claims

同時にオンしない第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列接続した第１レグと、
同時にオンしない第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列接続した第２レグと、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の中点と前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第１リアクトルと、
前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の中点と前記第２スイッチング素子の前記第１スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２リアクトルと、
前記第１スイッチング素子の前記第１リアクトルが接続されていない端と前記第４スイッチング素子の前記第２リアクトルが接続されていない端との間に接続された直流電源と、を備え、
前記第１レグの両端の電圧指令値をＶ _O1 ^* 、前記第２レグの両端の電圧指令値をＶ _O2 ^* 、前記直流電源の電圧をＥとすると、前記第１スイッチング素子は下記の式（１）により決定される値ｄ ₁ をデューティー指令値としてスイッチング制御され、前記第４スイッチング素子は下記の式（２）により決定される値ｄ ₄ をデューティー指令値としてスイッチング制御され、

前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子はダイオードであり、
前記第１レグ及び前記第２レグに負荷を並列に接続可能とする電力変換装置。
同時にオンしない第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列接続した第１レグと、
同時にオンしない第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列接続した第２レグと、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の中点と前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第１リアクトルと、
前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の中点と前記第２スイッチング素子の前記第１スイッチング素子と接続されていない端との間に接続された第２リアクトルと、
前記第１スイッチング素子の前記第１リアクトルが接続されていない端と前記第４スイッチング素子の前記第２リアクトルが接続されていない端との間に接続された直流電源と、を備え、
前記第１レグの両端の電圧指令値をＶ_O1 ^*、前記第２レグの両端の電圧指令値をＶ_O2 ^*、前記直流電源の電圧をＥとすると、前記第１スイッチング素子は下記の式（１）により決定される値ｄ₁ から前記第１リアクトルの電流値の高周波成分に比例した値を差し引いた値をデューティー指令値としてスイッチング制御され、前記第４スイッチング素子は下記の式（２）により決定される値ｄ₄ から前記第２リアクトルの電流値の高周波成分に比例した値を差し引いた値をデューティー指令値としてスイッチング制御され、

前記第１レグ及び前記第２レグに負荷を並列に接続可能とする電力変換装置。
前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子はダイオードである、請求項２に記載の電力変換装置。