JP2009095202A - インバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】ＤＣリンクコンデンサに採用される電解コンデンサの静電容量をより一層大きくしたり、損失が小さな電解コンデンサを採用しなくても、電解コンデンサの寿命を長くし、引いてはインバータの寿命を長くする。
【解決手段】インバータは、直流電力を受ける電解コンデンサ３と、前記電解コンデンサと並列に接続される直列共振回路４と、パルス幅変調を用いたスイッチングにより前記直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子群５とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明はインバータに関し、特にその寿命の改善に関する。
図１２は従来のＡＣ−ＡＣ変換を行う構成を示す回路図である。交流／直流変換器２は交流電源１（例えば三相）から交流電力を受け、これを直流電力に変換する。ＤＣリンクコンデンサ３は当該直流電力を受ける。スイッチング素子群５は当該直流電力を多相の、例えば三相交流に変換し、負荷６に供給する。スイッチング素子群５はＰＷＭ制御部７の指示に基づき、パルス幅変調を用いたスイッチングを行う。
なお、本発明に関連する先行技術文献として下記を挙げる。
欧州特許出願公開第１７８０８８２号明細書 米国特許出願公開第２００４／０２０７４６３号明細書 特開平５−２１９７４１号公報
一般にＤＣリンクコンデンサ３は平滑機能を担うために、その静電容量は大きいことが要求される。そして静電容量を大きくするために、一般にＤＣリンクコンデンサ３には電解コンデンサが採用される。そして電解コンデンサは他のコンデンサ、例えばフィルムコンデンサと比較して損失が大きい。
他方、パルス幅変調を用いたスイッチングは、消費電力を低減し易いが、交流成分を発生させやすい。この交流成分が電解コンデンサに流れるため、電解コンデンサの損失が増大し、温度の上昇を招来する。
このような温度上昇はＤＣリンクコンデンサ３の寿命を短くし、引いてはこれとスイッチング素子群５とを含めたインバータの寿命を短くする。
かかる温度上昇を下げるには、ＤＣリンクコンデンサ３の静電容量をより一層大きくする、損失が小さな高品位品を採用する、ということも考えられるものの、これらの手段はコストアップを招く。
そこでこの発明の目的は、ＤＣリンクコンデンサに採用される電解コンデンサの静電容量をより一層大きくしたり、損失が小さな電解コンデンサを採用しなくても、電解コンデンサの寿命を長くし、引いてはインバータの寿命を長くすることにある。
この発明にかかるインバータの第１の態様は、直流電力を受ける電解コンデンサ（３）と、前記電解コンデンサと並列に接続される直列共振回路（４）と、パルス幅変調を用いたスイッチングにより前記直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子群（５）とを備える。
この発明にかかるインバータの第２の態様は、その第１の態様であって、前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数である。
この発明にかかるインバータの第３の態様は、その第１の態様であって、前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数の高調波のうち最も大きな成分を呈するものの周波数と一致する。
この発明にかかるインバータの第４の態様は、その第３の態様であって、前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数の２倍である。
この発明にかかるインバータの第５の態様は、その第１乃至第４の態様のいずれかであって、前記直列共振回路（４）は、共振用インダクタ（４１）と共振用コンデンサ（４２）との直列接続を有し、前記共振用コンデンサはフィルムコンデンサである。
この発明にかかるインバータの第１の態様によれば、スイッチングに伴って生じる交流が直列共振回路に流れるので、電解コンデンサに流れる電流から当該交流を除去できる。よって電解コンデンサの寿命を長くし、引いてはインバータの寿命を長くする。
この発明にかかるインバータの第２の態様によれば、パルス幅変調のキャリアが鋸歯波の場合に、スイッチングに伴って生じる交流が効率よく直列共振回路に流れる。
この発明にかかるインバータの第３の態様によれば、効率よく高調波が直列共振回路に流れる。
この発明にかかるインバータの第４の態様によれば、パルス幅変調のキャリアが三角波の場合に、効率よく高調波が直列共振回路に流れる。
この発明にかかるインバータの第５の態様によれば、共振用コンデンサに要求される静電容量は電解コンデンサと比較して小さいので、フィルムコンデンサを用いることができ、よって共振用コンデンサの寿命を長くしてインバータの寿命を長くする。
図１はこの発明にかかるインバータを採用してＡＣ−ＡＣ変換を行う構成を示す回路図である。当該インバータは、ＤＣリンクコンデンサ３、直列共振回路４、スイッチング素子群５を備える。
交流／直流変換器２は交流電源１（例えば三相）から交流電力を受け、これを直流電力に変換する。交流／直流変換器２は受動素子による通常の整流回路を採用してもよいし、能動素子を用いたアクティブコンバータを採用してもよい。
ＤＣリンクコンデンサ３は上述の直流電力を受ける。そしてスイッチング素子群５は当該直流電力を多相の、例えば三相交流に変換し、負荷６に供給する。当該三相交流の電流あるいは電圧をモニタすることにより、ＰＷＭ制御部７はパルス幅変調を行うための指示を生成する。この指示はスイッチング素子群５に与えられ、スイッチング素子群５においてパルス幅変調を用いたスイッチングが行われる。スイッチング素子群５は例えばＩＧＢＴを用いて公知の構成が採用される。
この発明で特徴的なことは、ＤＣリンクコンデンサ３に電解コンデンサを用い、かつ電解コンデンサと並列に接続される直列共振回路４が設けられることにある。ＤＣリンクコンデンサ３に電解コンデンサを用いて脈流を除去する平滑化機能を担わせつつ、スイッチングに伴って生じる交流を直列共振回路に流す。これにより、電解コンデンサに流れる電流から当該交流を除去できる。よって電解コンデンサの寿命を長くし、引いてはインバータの寿命を長くする。しかも電解コンデンサの静電容量をより一層大きくしたり、損失が小さな電解コンデンサを採用する必要がない。
パルス幅変調に採用されるキャリアが鋸歯波である場合、直流共振回路４の共振周波数は、スイッチング素子群５のスイッチング周波数に選定することが望ましい。当該周波数の交流成分が最も高くなるからである。
また、直流共振回路４の共振周波数は、スイッチング素子群５のスイッチング周波数の高調波のうち最も大きな成分を呈するものの周波数と一致させてもよい。効率よく高調波が直列共振回路に流れるからである。例えばパルス幅変調に採用されるキャリアが三角波である場合、直流共振回路４の共振周波数は、スイッチング素子群５のスイッチング周波数の二倍に選定することが望ましい。
直列共振回路４は、共振用インダクタ４１と共振用コンデンサ４２との直列接続を有する。共振用コンデンサ４１に要求される静電容量はＤＣリンクコンデンサ３に要求される静電容量と比較して小さいので、フィルムコンデンサを用いることができる。フィルムコンデンサはその損失が小さいので、共振用コンデンサ４１の寿命が長くなり、インバータの寿命も長くする。例えば共振用コンデンサ４２の静電容量に要求される値は、ＤＣリンクコンデンサ３に要求される静電容量の数十分の１である。
直列共振回路４は、ＤＣリンクコンデンサ３に並列に複数設けてもよい。その各々の共振周波数を調整し、複数の高調波をバイパスできる。
以下、この発明の実施の形態の効果を具体的に説明する。
第１の実施例．
図２は第１の実施例にかかる回路図である。図１で示された構成に対して、以下のように具体化されている。交流／直流変換器２として、受動素子による整流回路２Ａが採用される。ＤＣリンクコンデンサ３として、４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４の直並列接続が採用される。
整流回路２Ａは三相全波整流を行うダイオードブリッジ２０と、正側のＤＣリンク母線に介挿されたリアクトル２１とを有している。本実施例ではリアクトル２１は６ｍＨのインダクタンスを有するコイルを３本並列に接続して設けており、実質的には２ｍＨのインダクタンスを呈する。
ＤＣリンクコンデンサ３において、コンデンサＣ１，Ｃ２がＤＣリンク母線の正側と負側の間で直列に接続される。コンデンサＣ３，Ｃ４がＤＣリンク母線の正側と負側の間で直列に接続される。通常、コンデンサＣ１〜Ｃ４の静電容量は等しく選定されるので、ＤＣリンクコンデンサ３の静電容量は〜Ｃ４の各々の静電容量と等しくなる。本実施例では、この静電容量として８５０μＦが採用される。
本実施例では、共振用インダクタ４１と共振用コンデンサ４２はそれぞれ９μＨのインダクタンスと、２０μＦの静電容量が採用される。
以下、ＤＣリンクコンデンサ３及び直列共振回路４に流れる電流ｉ０、コンデンサＣ１に流れる電流ｉ１、直列共振回路４に流れる電流ｉ２について検討することで本実施例の効果を示す。
図３は、直列共振回路４が無い場合の回路（本実施例の比較対象）における電流波形をシミュレーションした結果を示すグラフである。直列共振回路４が無い場合の回路を考察しているので電流ｉ２が流れる経路は存在しないが、便宜的に電流ｉ２を零として示した。
ここでは負荷６に供給する電流の実効値を１０．３Ａとした。変調度は１とし、電流ｉ０の実効値は７．２０Ａであった。
図４は直列共振回路４が無い場合の回路における電流のスペクトルをシミュレーションした結果を示すグラフである。ＰＷＭ変調によるピークがスイッチング周波数Ｆｓを中心として二つ（周波数Ｆｓ−ΔＦ，Ｆｓ＋ΔＦ）現れている。ここではスイッチング周波数Ｆｓを６ｋＨｚとした。またＰＷＭ変調のキャリアとして三角波を採用したため、高調波のピークが周波数２Ｆｓに現れている。
図５は、直列共振回路４を設けた場合の回路における電流波形をシミュレーションした結果を示すグラフである。電流ｉ０は電流ｉ１の二つ分と、電流ｉ２とに分岐する。直列共振回路４を設けない場合と条件を揃えるため、負荷６に供給する電流の実効値、ＰＷＭ変調のスイッチング周波数Ｆｓや変調度は直列共振回路４を設けない場合と同じ条件を採用した。電流ｉ０の実効値は２．７０Ａとなり、２７％低減した。
図６は直列共振回路４を設けた場合の回路における電流のスペクトルをシミュレーションした結果を示すグラフである。図４と同様に、電流ｉ０には高調波のピークが周波数２Ｆｓに現れているが、直列共振回路４に流れる電流ｉ２にも高調波のピークが周波数２Ｆｓに現れている。そしてコンデンサＣ１に流れる電流ｉ１は、図４のグラフと比較して周波数２Ｆｓのピークが著しく低減している。このことは、電流ｉ０のうち、周波数２Ｆｓを有する成分が多く電流ｉ２として直列共振回路４に流れ、コンデンサＣ１に流れる電流ｉ１からはスイッチング周波数に基づいた成分が低減したことを意味する。以上のことから、上述の実施の形態で述べた効果が得られることが分かる。
第２の実施例．
図７は第２の実施例にかかる回路図である。図２で示された第１実施例の構成に対して、交流／直流変換器２として、アクティブコンバータ２Ｂを採用した点で異なっている。これに伴い、アクティブコンバータ２Ｂの入力側には各相ごとのリアクトルを有するリアクトル群８が設けられている。各相毎に設けられたリアクトルの各々は３．５ｍＨのインダクタンスを有する。更に、これらのリアクトルに流れる電流及びＤＣリンクコンデンサ３の両端電圧に基づいてアクティブコンバータ２Ｂの各素子（例えばＩＧＢＴが採用される）のスイッチングを制御するＰＷＭ制御部９も設けられている。その他の構成は、静電容量、インダクタンスを含め、第１実施例の構成と同一である。
図８は、直列共振回路４が無い場合の回路（本実施例の比較対象）における電流波形をシミュレーションした結果を示すグラフである。直列共振回路４が無い場合の回路を考察しているので電流ｉ２が流れる経路は存在しないが、便宜的に電流ｉ２を零として示した。
ここでは負荷６に供給する電流の実効値を１０．２Ａとした。変調度は０．９２とし、電流ｉ０の実効値は７．２０Ａであった。
図９は直列共振回路４が無い場合の回路における電流のスペクトルをシミュレーションした結果を示すグラフである。ＰＷＭ変調によるピークが周波数Ｆｓ−ΔＦ，Ｆｓ＋ΔＦ，２Ｆｓに現れている。
図１０は、直列共振回路４を設けた場合の回路における電流波形をシミュレーションした結果を示すグラフである。直列共振回路４を設けない場合と条件を揃えるため、負荷６に供給する電流の実効値、ＰＷＭ変調のスイッチング周波数Ｆｓや変調度は直列共振回路４を設けない場合と同じ条件を採用した。電流ｉ０の実効値は２．５０Ａとなり、２９％低減した。
図１１は直列共振回路４を設けた場合の回路における電流のスペクトルをシミュレーションした結果を示すグラフである。図９と比較して、コンデンサＣ１に流れる電流ｉ１は、周波数２Ｆｓのピークが著しく低減している。このことは、電流ｉ０のうち、周波数２Ｆｓを有する成分が多く電流ｉ２として直列共振回路４に流れ、コンデンサＣ１に流れる電流ｉ１からはスイッチング周波数に基づいた成分が低減したことを意味する。以上のことから、上述の実施の形態で述べた効果が得られることが分かる。
この発明にかかるインバータを採用してＡＣ−ＡＣ変換を行う構成を示す回路図である。 第１の実施例にかかる回路図である。 第１の実施例に対する比較対象の電流波形を示すグラフである。 第１の実施例に対する比較対象の電流のスペクトルを示すグラフである。 第１の実施例の電流波形を示すグラフである。 第１の実施例の電流のスペクトルを示すグラフである。 第２の実施例にかかる回路図である。 第２実施例に対する比較対象の電流波形を示すグラフである。 第２の実施例に対する比較対象の電流のスペクトルを示すグラフである。 第２の実施例の電流波形を示すグラフである。 第２の実施例の電流のスペクトルを示すグラフである。 従来のＡＣ−ＡＣ変換を行う構成を示す回路図である。
符号の説明
３ 電解コンデンサ
４ 直列共振回路
５ スイッチング素子群
４１ 共振用インダクタ
４２ 共振用コンデンサ

Claims (5)

  1. 直流電力を受ける電解コンデンサ（３）と、
    前記電解コンデンサと並列に接続される直列共振回路（４）と、
    パルス幅変調を用いたスイッチングにより前記直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子群（５）と
    を備えるインバータ。
  2. 前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数である、請求項１記載のインバータ。
  3. 前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数の高調波のうち最も大きな成分を呈するものの周波数と一致する、請求項１記載のインバータ。
  4. 前記直列共振回路（４）の共振周波数は、前記スイッチング素子群（５）のスイッチング周波数の２倍である、請求項３記載のインバータ。
  5. 前記直列共振回路（４）は、共振用インダクタ（４１）と共振用コンデンサ（４２）との直列接続を有し、
    前記共振用コンデンサはフィルムコンデンサである、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のインバータ。
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