JP2004248419A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力変換器の交流側の三相リアクトルの損失・騒音の低減により、リアクトルの小型軽量化、熱・騒音対策を軽減し、特定の周波数成分を低減することにより、コスト低減、変換効率を向上することである。
【解決手段】制御器の搬送波は、従来例では１個で構成されるが、本発明では搬送波を電力変換器の相数分だけ用意し、さらに各搬送波の位相差を適切に設定する。
【選択図】 図１
【解決手段】制御器の搬送波は、従来例では１個で構成されるが、本発明では搬送波を電力変換器の相数分だけ用意し、さらに各搬送波の位相差を適切に設定する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
公知の電力変換装置は、特許文献１（特開平３−２１８２７０号公報）の図１に示されているように、交流ラインと直流ラインに発生する高周波成分を除去するため、交流ラインと直流ライン間にコンデンサを接続している。この装置は、各相に共通する１つの搬送波と位相差をもつ各相の信号波を比較し、比較器の出力である正論理、負論理の高周波パルスをスイッチング素子に与えることによって、ＰＷＭ制御を行っている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平３−２１８２７０号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
交流ラインと直流ラインに発生する高周波成分を除去する機能を設けることにより、下記するようなメリットがある。
【０００５】
（１）交流ラインと電力変換器を変圧器で絶縁することなく、漏洩電流Ｉｒの低減ができる。
【０００６】
（２）電力変換器から漏れる高周波電流が少なくなるため、ＥＭＩ対策となる。
【０００７】
しかしながら、高周波電流Ｉ０が余分に流れる回路が存在しているため、交流ラインと直流ライン間にあるリアクトルの損失や、騒音が増加する。
【０００８】
本発明の目的は、高周波電流Ｉ０を低減させ、リアクトルの損失・騒音を低減し、さらに、損失・騒音低減による電力変換装置の小型化・コスト低減、変換効率向上を図ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、搬送波源を各相毎に設け、各相の搬送波に位相差を与えることである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例の電力変換装置を示す回路図で、主回路１２と負荷装置６とＰＷＭ制御装置１３で構成される。主回路１２は、６個のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、，Ｔ３、，Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６と、このスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を３相ブリッジ接続して構成されている。３相ブリッジ回路の直流側には直列接続された蓄電池９Ａ，９Ｂが接続されている。
【００１１】
主回路１２の各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、ＰＷＭ制御装置１３から与えられるＰＷＭ（パルス幅変調）制御用のオンオフ制御信号により駆動され、電圧形ＰＷＭコンバータとして機能するようになっている。
【００１２】
主回路１２の交流側は、それぞれ交流ラインを介して負荷装置６に接続されている。主回路１２の直流側は、ラインＮを介して交流側へ接続されている。交流ラインの各相にはそれぞれリアクトル４が挿入され、リアクトル４の負荷装置側の各交流ラインとラインＮとの間にコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗが接続されている。この実施例ではラインＮは、蓄電池９Ａ，９Ｂの中点に接続されている。
【００１３】
これらのリアクトル４とコンデンサ５ｕ，５ｖ，５ｗによって高周波フィルタが形成される。ＰＷＭ制御装置１３は、搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗと信号波２ｕ，２ｖ，２ｗの大小に応じて比較器３ｕ，３ｖ，３ｗがＯＮ信号またはＯＦＦ信号を出力する。
【００１４】
比較器３ｕ，３ｖ，３ｗの出力は直接あるいはＮＯＴ回路１４ｕ，１４ｖ，１４ｗを介して、それぞれのスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６へ供給される。搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗの周波数は、例えば約７ＫＨｚである。負荷装置６−対地間には寄生コンデンサ７、電力変換器−対地間には、寄生コンデンサ８が形成される。
【００１５】
比較器３ｕ，３ｖ，３ｗからの出力は、３相フルブリッジ回路１１内のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に伝えられる。なお、搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗは、最適な位相差を与えられる。各相の搬送波の位相差γの値は下記のように（８）、（９）式で決定する。
【００１６】
信号波を正弦波、搬送波を三角波とした場合、各相の周波数成分は下式（１）（２）で与えられる。また、信号波と搬送波の関係を図２に示す。（参考文献：「半導体電力変換回路、電気学会、半導体電力変換方式調査専門委員会編」電気学会出版、Ｐ−１１６，１１７）
ｎ＝１，３，５，…のとき
【００１７】
【数１】
【００１８】
ｋ＝２λ，λ＝０，１，２，３，…とする。
【００１９】
ｎ＝２，４，６，…のとき
【００２０】
【数２】
【００２１】
ｋ＝２λ＋１，λ＝０，１，２，３，…とする。
【００２２】
ｎ：搬送波の高調波の次数、ｋ：信号波に関わる高調波の次数、ａ：変調率、ω０：信号波角周波数、ωＳ：搬送波基本波角周波数、φ：信号波の位相、Ｊｋ（ｘ）：第１種ベッセル関数
式（１）（２）において、振幅は、信号波と搬送波の位相差にはまったく依存しない。よって、ｓｉｎ、ｃｏｓの中の位相だけで考えればよい。さらに、式（１）（２）において搬送波の位相だけを考慮して式（１）（２）に下式（３）〜（５）を代入する。
【００２３】
【数３】
【００２４】
δ：搬送波の時間差、ｔ’：時間、θ：信号波の位相差、γ：搬送波の位相差
下式（３）〜（５）を代入した式（１）（２）のｃｏｓ、ｓｉｎ項の中は式（６）のようになる。
【００２５】
【数４】
【００２６】
式（６）において、各相で異なる部分は、式（７）の項だけである。
【００２７】
ｋθ±ｎγ…（７）
さらに、Ｉ０の高周波の主要成分になるｎ＝１，ｋ＝０だけに着目すると、γだけになる。各相の搬送波の位相差γによりＩ０の高周波の主要成分を打ち消す場合は、式（８）で計算した位相差γを各相に設定すればＩ０を小さくすることができる。
【００２８】
【数５】
【００２９】
ｐ：電力変換器の相数
ｑ：ｑ．ｍｏｄ ｐ≠０を満たす整数（例えば、ｐ＝３なら、ｑ＝，−７，−５，−２，−１，＋１，＋２，＋４，＋５，＋７，…）
また、Ｉ０においてｎ＝１，ｋ＝０以外の周波数成分を打ち消すためには、式（９）を満たせばよい。
【００３０】
【数６】
【００３１】
主回路１２はＰＷＭ制御１３内の比較器３ｕ，３ｖ，３ｗの出力に応じてスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６をＯＮ・ＯＦＦさせる。直流電源９Ａと９Ｂの出力は、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６、Ｄ１〜Ｄ６を介して高周波成分を含むパルス状の電力として３相交流リアクトル４に伝えられる。
【００３２】
３相交流リアクトル４に接続されるコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗは、３相交流リアクトル４に流れる高周波電流を中性線Ｎで直流電源９Ａと９Ｂに戻す。さらに、３相交流リアクトル４に流れる電流の内、コンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗで高周波電流を除去された滑らかな電流が負荷装置６に伝えられる。
【００３３】
図１において位相差γを０として図２と同じにして、Ｉ０の高周波の主要成分になるｎ＝１，ｋ＝０だけに着目するとＩ０は式（１０）のようになる。
【００３４】
【数７】
【００３５】
Ｌ：三相リアクトル４の１相当りのインダクタンス、Ｅｄ／２：蓄電池９Ａ， ９Ｂの電圧
なお、Ｉ０のｎ＝１，ｋ＝２に関する成分は各相で打ち消しあっているため、０である。式（８）からγ＝２π／３を適用すると式（１０）は０となる。しかし、打ち消しあっていたｎ＝１，ｋ＝２については、式（９）を満たさなくなるため、式（１１）のようになり、打ち消し合わなくなる。なお、式（１１）において、ωＳ≫ω０であるため三相リアクトルの１相当りのインピーダンスはωＳＬで近似してある。
【００３６】
【数８】
【００３７】
０≦ａ≦１において、式（１０）（１１）の振幅の大小関係は、式（１２）のようになるため、Ｉ０を低減することが可能である。
【００３８】
【数９】
【００３９】
【発明の効果】
本発明によれば、制御器の構造を変更するだけで、三相リアクトルの損失・騒音の低減により、リアクトルの小型軽量化、熱・騒音対策を軽減できる。さらに、特定の周波数成分を低減できるため、ＥＭＩ対策になる。したがって、コスト低減、変換効率向上を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用している三相インバータの一実施例の構成図である。
【図２】図１の回路における信号波、搬送波の位相関係を示す図である。
【符号の説明】
１，１ｕ，１ｖ，１ｗ…搬送波、２ｕ，２ｖ，２ｗ…信号波、３ｕ，３ｖ，３ｗ…比較器、４…三相リアクトル、５ｕ，５ｖ，５ｗ…コンデンサ、６…負荷装置、７…負荷装置−対地間寄生コンデンサ、８…電力変換器−対地間寄生コンデンサ、９Ａ，９Ｂ…蓄電池、１１…三相フルブリッジ回路、１２…電力変換器（インバータ）、１３…制御器、１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ…ＮＯＴ回路、Ｔ１〜Ｔ６…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
公知の電力変換装置は、特許文献１（特開平３−２１８２７０号公報）の図１に示されているように、交流ラインと直流ラインに発生する高周波成分を除去するため、交流ラインと直流ライン間にコンデンサを接続している。この装置は、各相に共通する１つの搬送波と位相差をもつ各相の信号波を比較し、比較器の出力である正論理、負論理の高周波パルスをスイッチング素子に与えることによって、ＰＷＭ制御を行っている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平３−２１８２７０号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
交流ラインと直流ラインに発生する高周波成分を除去する機能を設けることにより、下記するようなメリットがある。
【０００５】
（１）交流ラインと電力変換器を変圧器で絶縁することなく、漏洩電流Ｉｒの低減ができる。
【０００６】
（２）電力変換器から漏れる高周波電流が少なくなるため、ＥＭＩ対策となる。
【０００７】
しかしながら、高周波電流Ｉ０が余分に流れる回路が存在しているため、交流ラインと直流ライン間にあるリアクトルの損失や、騒音が増加する。
【０００８】
本発明の目的は、高周波電流Ｉ０を低減させ、リアクトルの損失・騒音を低減し、さらに、損失・騒音低減による電力変換装置の小型化・コスト低減、変換効率向上を図ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、搬送波源を各相毎に設け、各相の搬送波に位相差を与えることである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例の電力変換装置を示す回路図で、主回路１２と負荷装置６とＰＷＭ制御装置１３で構成される。主回路１２は、６個のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、，Ｔ３、，Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６と、このスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を３相ブリッジ接続して構成されている。３相ブリッジ回路の直流側には直列接続された蓄電池９Ａ，９Ｂが接続されている。
【００１１】
主回路１２の各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、ＰＷＭ制御装置１３から与えられるＰＷＭ（パルス幅変調）制御用のオンオフ制御信号により駆動され、電圧形ＰＷＭコンバータとして機能するようになっている。
【００１２】
主回路１２の交流側は、それぞれ交流ラインを介して負荷装置６に接続されている。主回路１２の直流側は、ラインＮを介して交流側へ接続されている。交流ラインの各相にはそれぞれリアクトル４が挿入され、リアクトル４の負荷装置側の各交流ラインとラインＮとの間にコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗが接続されている。この実施例ではラインＮは、蓄電池９Ａ，９Ｂの中点に接続されている。
【００１３】
これらのリアクトル４とコンデンサ５ｕ，５ｖ，５ｗによって高周波フィルタが形成される。ＰＷＭ制御装置１３は、搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗと信号波２ｕ，２ｖ，２ｗの大小に応じて比較器３ｕ，３ｖ，３ｗがＯＮ信号またはＯＦＦ信号を出力する。
【００１４】
比較器３ｕ，３ｖ，３ｗの出力は直接あるいはＮＯＴ回路１４ｕ，１４ｖ，１４ｗを介して、それぞれのスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６へ供給される。搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗの周波数は、例えば約７ＫＨｚである。負荷装置６−対地間には寄生コンデンサ７、電力変換器−対地間には、寄生コンデンサ８が形成される。
【００１５】
比較器３ｕ，３ｖ，３ｗからの出力は、３相フルブリッジ回路１１内のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に伝えられる。なお、搬送波１ｕ，１ｖ，１ｗは、最適な位相差を与えられる。各相の搬送波の位相差γの値は下記のように（８）、（９）式で決定する。
【００１６】
信号波を正弦波、搬送波を三角波とした場合、各相の周波数成分は下式（１）（２）で与えられる。また、信号波と搬送波の関係を図２に示す。（参考文献：「半導体電力変換回路、電気学会、半導体電力変換方式調査専門委員会編」電気学会出版、Ｐ−１１６，１１７）
ｎ＝１，３，５，…のとき
【００１７】
【数１】
ｋ＝２λ，λ＝０，１，２，３，…とする。
【００１９】
ｎ＝２，４，６，…のとき
【００２０】
【数２】
ｋ＝２λ＋１，λ＝０，１，２，３，…とする。
【００２２】
ｎ：搬送波の高調波の次数、ｋ：信号波に関わる高調波の次数、ａ：変調率、ω０：信号波角周波数、ωＳ：搬送波基本波角周波数、φ：信号波の位相、Ｊｋ（ｘ）：第１種ベッセル関数
式（１）（２）において、振幅は、信号波と搬送波の位相差にはまったく依存しない。よって、ｓｉｎ、ｃｏｓの中の位相だけで考えればよい。さらに、式（１）（２）において搬送波の位相だけを考慮して式（１）（２）に下式（３）〜（５）を代入する。
【００２３】
【数３】
δ：搬送波の時間差、ｔ’：時間、θ：信号波の位相差、γ：搬送波の位相差
下式（３）〜（５）を代入した式（１）（２）のｃｏｓ、ｓｉｎ項の中は式（６）のようになる。
【００２５】
【数４】
式（６）において、各相で異なる部分は、式（７）の項だけである。
【００２７】
ｋθ±ｎγ…（７）
さらに、Ｉ０の高周波の主要成分になるｎ＝１，ｋ＝０だけに着目すると、γだけになる。各相の搬送波の位相差γによりＩ０の高周波の主要成分を打ち消す場合は、式（８）で計算した位相差γを各相に設定すればＩ０を小さくすることができる。
【００２８】
【数５】
ｐ：電力変換器の相数
ｑ：ｑ．ｍｏｄ ｐ≠０を満たす整数（例えば、ｐ＝３なら、ｑ＝，−７，−５，−２，−１，＋１，＋２，＋４，＋５，＋７，…）
また、Ｉ０においてｎ＝１，ｋ＝０以外の周波数成分を打ち消すためには、式（９）を満たせばよい。
【００３０】
【数６】
主回路１２はＰＷＭ制御１３内の比較器３ｕ，３ｖ，３ｗの出力に応じてスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６をＯＮ・ＯＦＦさせる。直流電源９Ａと９Ｂの出力は、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６、Ｄ１〜Ｄ６を介して高周波成分を含むパルス状の電力として３相交流リアクトル４に伝えられる。
【００３２】
３相交流リアクトル４に接続されるコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗは、３相交流リアクトル４に流れる高周波電流を中性線Ｎで直流電源９Ａと９Ｂに戻す。さらに、３相交流リアクトル４に流れる電流の内、コンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗで高周波電流を除去された滑らかな電流が負荷装置６に伝えられる。
【００３３】
図１において位相差γを０として図２と同じにして、Ｉ０の高周波の主要成分になるｎ＝１，ｋ＝０だけに着目するとＩ０は式（１０）のようになる。
【００３４】
【数７】
Ｌ：三相リアクトル４の１相当りのインダクタンス、Ｅｄ／２：蓄電池９Ａ， ９Ｂの電圧
なお、Ｉ０のｎ＝１，ｋ＝２に関する成分は各相で打ち消しあっているため、０である。式（８）からγ＝２π／３を適用すると式（１０）は０となる。しかし、打ち消しあっていたｎ＝１，ｋ＝２については、式（９）を満たさなくなるため、式（１１）のようになり、打ち消し合わなくなる。なお、式（１１）において、ωＳ≫ω０であるため三相リアクトルの１相当りのインピーダンスはωＳＬで近似してある。
【００３６】
【数８】
０≦ａ≦１において、式（１０）（１１）の振幅の大小関係は、式（１２）のようになるため、Ｉ０を低減することが可能である。
【００３８】
【数９】
【発明の効果】
本発明によれば、制御器の構造を変更するだけで、三相リアクトルの損失・騒音の低減により、リアクトルの小型軽量化、熱・騒音対策を軽減できる。さらに、特定の周波数成分を低減できるため、ＥＭＩ対策になる。したがって、コスト低減、変換効率向上を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用している三相インバータの一実施例の構成図である。
【図２】図１の回路における信号波、搬送波の位相関係を示す図である。
【符号の説明】
１，１ｕ，１ｖ，１ｗ…搬送波、２ｕ，２ｖ，２ｗ…信号波、３ｕ，３ｖ，３ｗ…比較器、４…三相リアクトル、５ｕ，５ｖ，５ｗ…コンデンサ、６…負荷装置、７…負荷装置−対地間寄生コンデンサ、８…電力変換器−対地間寄生コンデンサ、９Ａ，９Ｂ…蓄電池、１１…三相フルブリッジ回路、１２…電力変換器（インバータ）、１３…制御器、１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ…ＮＯＴ回路、Ｔ１〜Ｔ６…スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード。
Claims (4)
- 交流ラインと直流ラインとの間に接続されたスイッチング素子を、制御器から出力される高周波パルスによってスイッチングし、直流から多相交流、または、多相交流から直流へ電力変換する電力変換装置において、前記交流ラインの各相にリアクトルを挿入し、前記リアクトルの前記スイッチング素子の反対側に接続された前記交流ラインの少なくとも１相をコンデンサを介して前記直流ラインの片側ラインに接続することによって、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高周波を吸収する高周波フィルタを構成し、前記制御器は、複数の搬送波源の出力と信号波源の出力を比較器で比較し、前記比較器の出力である正論理、負論理の高周波パルスを前記スイッチング素子に供給するようにし、前記複数の搬送波の位相は所定の位相差を有することを特徴とする電力変換装置。
- スイッチング素子をブリッジ接続した電力変換主回路と、前記スイッチング素子を制御器から出力される高周波パルスによってスイッチングし、直流、交流間の電力変換を行わせる制御回路と、前記電力変換主回路に接続される交流ラインの各相にリアクトルを挿入し、前記リアクトルの前記電力変換主回路の反対側に接続された前記交流ラインの少なくとも１相を、コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラインの片側ラインに接続することにより形成され、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高周波を吸収する高周波フィルタを備え、前記制御器は、複数の搬送波源の出力と信号波源の出力を比較器で比較し、比較器の出力である正論理、負論理の高周波パルスを前記スイッチング素子に供給するようにし、前記複数の搬送波の位相は所定の位相差を有することを特徴とする電力変換装置。
- 前記制御器は、交流出力電圧を入力し、交流出力電圧を所定値に保つように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御する構成を含み、前記電力変換主回路は、電圧形インバータである請求項２に記載の電力変換装置。
- 交流ラインと直流ラインとの間に接続されたスイッチング素子を、制御器から出力される高周波パルスでスイッチングすることにより直流から交流、または、交流から直流に電力変換を行う電力変換装置において、前記交流ラインの各相にリアクトルを挿入し、前記リアクトルの前記スイッチング素子の反対側に接続された前記交流ラインの少なくとも１相をコンデンサを介して前記直流ラインの片側ラインに接続し、前記スイッチング素子のスイッチングにより発生する高周波を吸収する高周波フィルタを設け、前記制御器は、複数の搬送波源の出力の位相差を最適に調整し、信号波源の出力を比較器で比較し、前記比較器の出力である正論理、負論理の高周波パルスをスイッチング素子に供給することを特徴とする電力変換装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004248419A true JP2004248419A (ja) | 2004-09-02 |
| JP3889714B2 JP3889714B2 (ja) | 2007-03-07 |
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ID=33021404
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JP2007159345A (ja) * | 2005-12-08 | 2007-06-21 | Honda Motor Co Ltd | 電動機の制御装置 |
| JP2008271617A (ja) * | 2007-04-16 | 2008-11-06 | Hitachi Ltd | 電力変換装置とその制御方法 |
| US7542312B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-02 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter |
| CN113990625A (zh) * | 2021-11-03 | 2022-01-28 | 浙江飞旋科技有限公司 | 高频大容量的电力电子单元并联装置及载波多重化方法 |
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|---|---|---|---|---|
| JP5894031B2 (ja) * | 2012-07-25 | 2016-03-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
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2003
- 2003-02-14 JP JP2003036264A patent/JP3889714B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US7548439B2 (en) | 2005-03-30 | 2009-06-16 | Hitachi, Ltd. | Electric power converter for reducing generated high frequency components |
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| JP4722689B2 (ja) * | 2005-12-08 | 2011-07-13 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の制御装置 |
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| CN113990625A (zh) * | 2021-11-03 | 2022-01-28 | 浙江飞旋科技有限公司 | 高频大容量的电力电子单元并联装置及载波多重化方法 |
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| JP3889714B2 (ja) | 2007-03-07 |
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