JP2014530475A - 電気エネルギ供給システム - Google Patents

Abstract

電気エネルギ供給システム（１２）は、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器（１４）と、ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータ（１８）と、インバータ（１８）の半導体スイッチを切り替えるコントローラ（２４）とを有する。インバータ（１８）は、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成される。コントローラ（２４）は、非対称のパルス形状がＡＣ出力電圧の半周期においてインバータ（１８）から生成されるように半導体スイッチを切り替えるよう構成される。

Description

本発明は、電気エネルギ供給システム、Ｘ線装置、電気エネルギ供給システムの使用、及び電気エネルギを負荷へ供給する方法に関する。

Ｘ線撮像装置のような多くの高電力装置において、配電網からのＡＣ入力電圧は整流され、ＡＣ入力電圧とは異なる周波数及び大きさを有しうるＡＣ出力電圧に変圧される。ＡＣ出力電圧は、負荷に給電するために使用されてよい。例えば、特定のＸ線装置において、ＡＣ出力電圧はステップアップ変圧器へ供給され、整流され、Ｘ線管を稼働するために使用される。

特に、そのような高電力用途では、三相ＡＣ入力電圧のための本線が、フロントエンドとしてのＢ６ダイオード整流器（３つのハーフブリッジ）へ接続されてよく、これによりＤＣリンクへ供給される未調整のＤＣ電圧が生成される。ＡＣ入力電圧範囲は、国毎の本線電圧に応じて３８０〜４８０Ｖから期待される。本線のインピーダンス及び電圧公差を考慮すると、これは大体４００〜７５０ＶのＤＣリンク電圧範囲を生じさせる。次の高周波スイッチングインバータ（例えば、Ｈブリッジインバータ）において汎用の６００Ｖ電力半導体を利用するために、追加のＤＣ−ＤＣコンバータ、例えば、バックコンバータが、ダイオード整流器とインバータとの間で、インバータへ入力されるＤＣリンク電圧（例えば、４００Ｖまで）を安定させるために必要とされ得る。

欧州特許公開第２２８６４２３（Ａ１）号明細書（特許文献１）は、電源のための２段階インバータを備えた、そのようなＸ線装置を示す。

モータ駆動用途では、５段階ＮＰＣクランプ方式インバータの使用が知られている。

欧州特許公開第２２８６４２３（Ａ１）号明細書

Ｘ線撮像装置のような高電力装置の動作費用は、高電力部品のエネルギ消費に大いに依存しうる。エネルギ消費は、電力半導体のスイッチング損失を下げることによって、及びインバータの力率を改善することによって低減され得る。電力半導体のスイッチング損失は、零電圧スイッチングと呼ばれる方法を適用することによって低減され得る。しかし、通常スイッチングされる５段階インバータは、同時に零電圧スイッチングと良好な力率とを堅調に維持することができない。

本発明の目的は、零電圧スイッチングによって得られる低スイッチング損失と高い力率とを両方同時に電気エネルギ供給システムに提供することである。

上記の目的は、独立請求項の主題によって達成される。更なる例となる実施形態は、従属請求項及び以下の記載から明白である。

本発明の態様は、電気エネルギ供給システム、例えば、Ｘ線装置の電源に関する。

本発明の実施形態に従って、当該電気エネルギ供給システムは、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器と、前記ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータと、前記インバータの前記半導体スイッチを切り替えるコントローラとを有する。前記インバータは、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成され、前記コントローラは、非対称のパルス形状が前記ＡＣ出力電圧の半周期において前記インバータから生成されるように前記半導体スイッチを切り替えるよう構成される。

エネルギ伝達のための５段階インバータの適用される変調方法によれば、零電圧スイッチングが厳守され得る。この変調方法は、１に近い力率を得るために非対称のパルス形状の生成を可能にする。変調方法は、インバータの出力電流の実効値、ひいては損失を低減する。

本発明の更なる態様は、そのような電気エネルギ供給システムを備えたＸ線装置に関する。

本発明の更なる態様は、Ｘ線管に電気エネルギを供給するためのＸ線装置におけるそのような電気エネルギ供給システムの使用に関する。

本発明の更なる態様は、そのような電気エネルギ供給システムによって実行され得る、負荷に電気エネルギを供給する方法に関する。

本発明の実施形態に従って、当該方法は、
入力電圧をＤＣ電圧に整流するステップと、
インバータにより前記ＤＣ電圧から５段階ＡＣ出力電圧を生成するステップと、
前記ＡＣ出力電圧の半周期における非対称のパルス形状が生成されるように前記インバータを制御するステップと
を有する。

先に及び以下で記載される方法の特徴は、先に及び以下で記載される電気エネルギ供給システムの特徴であってよく、その逆も同様であることが理解されるべきである。

本発明のこれらの及び他の態様は、以下で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明されるであろう。

本発明の実施形態に従うＸ線装置を示す。 本発明の実施形態に従う回路図を示す。 本発明の実施形態に従うインバータの対称パルス形状を有する出力電圧によるダイアグラムである。 本発明の実施形態に従うインバータの非対称パルス形状を有する更なる出力電圧によるダイアグラムである。 本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。 本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。 本発明の実施形態に従うインバータの更なる出力電圧によるダイアグラムである。

以下、本発明の実施形態は、添付の図面を参照してより詳細に記載される。

原理上、同じ部分は、図面において同じ参照符号を与えられる。

図１は、入力整流器１４と、ＤＣリンク１６と５段階インバータ１８とを有する電気エネルギ供給システム１２を備えたＸ線装置１０を示す。

整流器１４は、３つのハーフブリッジを備えた（受動）Ｂ６整流器であってよく、例えば、三相の電力網２０へ接続されてよい。電力網２０は、特定の国の一般的なグリッド電圧に応じて３６０Ｖから４８０Ｖの間の電圧を有してよい。整流器１４は、電力網２０からのＡＣ電圧を整流し、生成されたＤＣ電圧をＤＣリンク１６へ供給する。

ＤＣリンク１６は整流器１４とインバータ１８とを相互接続し、電気エネルギを蓄積するキャパシタ２２を有する。

インバータ１８は能動素子であり、コントローラ２４によって制御される。特に、インバータ１８は、５段階ＡＣ出力電圧がＤＣ電圧から生成されるようにコントローラ２４によってオン及びオフを切り替えられる能動型電力半導体スイッチを有する。５段階ＡＣ出力電圧は共振回路２６へ供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＨブリッジインバータを有する（従来の）エネルギ供給システムに関して、ＤＣ−ＤＣコンバータとＨブリッジインバータとの組み合わせは５段階インバータ１８によって置換される。５段階インバータ１８は、４００Ｖから７５０Ｖの無制御のＤＣリンク電圧範囲内で同じ周波数範囲にある同じ出力電力を生成してよい。スイッチング電力損失を低減するために、コントローラ２４は、以降の図に関連して詳細に説明されるように、インバータを零電圧スイッチングモードにおいて稼働するよう構成されてよい。

本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器１４と、ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータ１８と、インバータ１８のスイッチを切り替えるコントローラ２４とを有する。

本発明の実施形態に従って、インバータ１８は、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成される。

本発明の実施形態に従って、インバータ１８は、入力整流器１４へ直接接続される。

Ｘ線装置１０は、共振回路２６又は共振タンク２６と、変圧器２８と、出力整流器３０と、出力整流器３０の出力側にあるキャパシタ３２と並列接続される負荷３４とを更に有する。

概して、要素３０は、整流器と高電圧カスケード、例えば、様々な電圧ダブラとの組み合わせを有しても又は有さなくてもよい。

共振回路２６は、変圧器２８と、特に、変圧器２８の内部寄生キャパシタンスＣ_ｐと直列接続されるインダクタＬ_ｒｅｓ及びキャパシタＣ_ｒｅｓを有し、ＬＣＣ共振タンク２６エネルギ変換として見なされてよい。共振回路２６は、インバータ１８のＡＣ出力電圧の高次高調波を除去するよう構成されてよく、よって、インバータ１８のＡＣ出力電圧を平滑化してよい。更に、共振タンク回路２６は、無制御のＤＣリンク電圧の最低値に関して設計されてよく、６００Ｖ半導体が使用されてよい。

変圧器２８は、インバータ１８からのＡＣ出力電圧（共振回路２６によって平滑化されている）を、整流器３０によって整流されて負荷３４へ供給され得る、より高いＡＣ電圧へ変圧するステップアップ変圧器であってよい。

本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を変圧するステップアップ変圧器２８を有する。

本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を正弦波ＡＣ出力電圧へとフィルタリングするための共振回路２６をインバータ１８と変圧器２８との間に有する。

整流器３０は、２つのハーフブリッジを備えた（受動）Ｂ２整流器であってよい。

本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、ＡＣ出力電圧を、負荷３４へ供給されるＤＣ出力電圧に整流する出力整流器３０を有する。

負荷３４はＸ線管であってよい。

本発明の実施形態に従って、電気エネルギ供給システム１２は、Ｘ線管３４に電気エネルギを供給するよう構成される。

図２は、装置１０の部分、特に、共振回路２６と、変圧器２８と、整流器３０と、キャパシタ３２と、負荷３４と組み合わされた５段階インバータ１８のための回路図を示す。

インバータ１８は、２つのＤＣリンクキャパシタＣ_Ｚ１及びＣ_Ｚ２へ接続され、それらの夫々は、ＤＣリンク１６の電圧の半分Ｕ_Ｚ／２を供給する。両キャパシタは中性点ＮＰへ接続される。

インバータ１８は、２つのハーフブリッジ４０、４２を有し、それらの夫々は、３つの電圧レベル（−Ｕ_Ｚ／２、０、＋Ｕ_Ｚ／２）を生成する。ハーフブリッジは、２つのＤＣリンクキャパシタＣ_Ｚ１、Ｃ_Ｚ２へ並列接続される。同時に、２つのハーフブリッジ４０、４２及び従ってインバータ１８は、５つの電圧レベル（−Ｕ_Ｚ、−Ｕ_Ｚ／２、０、＋Ｕ_Ｚ／２、＋Ｕ_Ｚ）を生成するよう構成される。

ハーフブリッジ４０は、直列に接続された半導体スイッチＳ_１乃至Ｓ_４と、２つのクランピングダイオードＤ_１、Ｄ_２とを有する。ハーフブリッジ４２は、直列に接続された半導体スイッチＳ_５乃至Ｓ_８と、２つのクランピングダイオードＤ_３、Ｄ_４とを有する。フリーホイールダイオードが夫々の半導体スイッチへ並列接続されている。ハーフブリッジ４０、４２及び従ってインバータ１８は、夫々ダイオードＤ_１、Ｄ_２及びＤ_２、Ｄ_４を通じて中性点にクランピングされている。

本発明の実施形態に従って、インバータ１８は２つのハーフブリッジ４０、４２を有する。

本発明の実施形態に従って、夫々のハーフブリッジ４０、４２は４つの半導体スイッチＳ_１乃至Ｓ_８を有する。

本発明の実施形態に従って、夫々のハーフブリッジ４０、４２は中性点クランプ方式である。

５段階インバータ１８は、４００〜８００ＶのＤＣリンク電圧範囲により動作するよう構成される。しかし、ＤＣリンク電圧の半分しかスイッチ、ダイオード及びキャパシタに印加されないので、６００Ｖ半導体がインバータのスイッチ、ダイオード及びキャパシタのために使用されてよい。

夫々のハーフブリッジ４０、４２は、Ｎａｂａｅ等によって開発された中性点クランプ方式３段階インバータに基づく（Ａ．Ｎａｂａｅ、Ｉ．Ｔａｋａｈａｓｈｉ、及びＨ．Ａｋａｇｉ、“Ａ ｎｅｗ ｎｅｕｔｒａｌ−ｐｏｉｎｔ−ｃｌａｍｐｅｄ ＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒ”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．１Ａ−１７、Ｎｏ．５、１９８１年９月／１０月）。

５段階インバータ１８は、４つのクランピングダイオードＤ_１乃至Ｄ_４と組み合わされた８つの能動スイッチＳ_１乃至Ｓ_８を有する。標準のＨブリッジインバータでは、４つの能動スイッチしか必要とされない。ＤＣ−ＤＣコンバータとＨブリッジインバータとの組み合わせを備えた上記の電源と比較して、調整されたＤＣリンク電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータの半導体及び受動部品（例えば、キャパシタ及びインダクタ）が考慮されるべきである。よって、本システムの半導体のｋＶＡ定格は大体同じであり得るが、受動部品のための材料費は安くなる。

スナバキャパシタＣ_Ｓｎが夫々の半導体スイッチへ並列接続される。スナバキャパシタＣ_Ｓｎ，１乃至Ｃ_Ｓｎ，８は、極めて低いスイッチング電力損失と相まって高いスイッチング周波数をもたらす零電圧スイッチングモードのために使用されてよい。スナバキャパシタが半導体スイッチへ並列接続される場合に、ターンオフの間の半導体にかかる電圧の立ち上がりは遅くなり、これにより半導体の零電圧スイッチングがサポートされ得る。

本発明の実施形態に従って、スナバキャパシタＣ_Ｓｎ，１乃至Ｃ_Ｓｎ，８は、夫々の半導体スイッチＳ_１乃至Ｓ８_と並列接続される。

図３は、第１のスイッチングモードにおけるインバータ１８の出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）によるダイアグラムを示す。インバータ１８は、５つの異なる出力電圧レベル＋Ｕ_Ｚ、＋Ｕ_Ｚ／２、０、−Ｕ_Ｚ／２、−Ｕ_Ｚを生成することができる。出力電圧は、時間周期Ｔ_Ｐを有する全周期を有する。

図３において、変圧器２８を通るインバータ１８の出力電流ｉ_Ａ（ｔ）が表されている。図３で示されるように、０Ｔ_ＰからＴ_Ｐ／２の間の出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）の最初の半周期の最初の２つのスイッチングステップ（零電圧レベルから＋Ｕ_Ｚ／２及び＋Ｕ_Ｚ／２から＋Ｕ_Ｚ）は、電流ｉＡ（ｔ）が依然として負である場合に実行される。これは、インバータの特定のスイッチのための零電圧スイッチングモードをもたらすことができる。一般性を失うことなく、次のシナリオを仮定する。最初に、インバータ１８の出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）は零であり、一方、能動スイッチＳ_３及びＳ_６は閉じられている。この場合に、スイッチＳ_６がコントローラ２４によって開かれる。スナバキャパシタＣ_Ｓｎ，６は、Ｓ_６にかかる電圧を０からＵ_Ｚ／２へゆっくりと増大させる。このスイッチング動作は、ターンオフの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。電流ｉ_Ａ（ｔ）がスイッチングの間１よりも小さいので、電流はその後にスイッチＳ_７及びＳ_８と並列なスナバキャパシタＣ_Ｓｎ，７からＣＳ_ｎ，８及びフリーホイールダイオードを流れる。スイッチＳ_７及びＳ_８はこの場合にコントローラ２４によって閉じられてよく、電圧レベルＵ_Ｚ／２を確立する。スイッチＳ_７及びＳ_８と並列なフリーホイールダイオードはほぼ零抵抗を有し、従ってそれらの両端での電圧降下はほぼ零であるから、スイッチＳ_７及びＳ_８は（ほぼ）零電圧下で切り替えられ得る。このスイッチング動作は、ターンオンの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。インバータ１８の出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）はこの場合にＵ_Ｚ／２に等しく、スイッチＳ_３、Ｓ_７及びＳ_８は導通している。

コントローラ２４はこの場合に能動スイッチＳ_３を開いてよい。スナバキャパシタＣ_Ｓｎ，３は、Ｓ_３にかかる電圧を０からＵ_Ｚ／２へゆっくりと増大させる。このスイッチング動作は先と同じく、ターンオフの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。電流ｉ_Ａ（ｔ）はスイッチングの間依然として負である（図３参照）から、電流はその後にスイッチＳ_１及びＳ_２と並列なスナバキャパシタＣ_Ｓｎ，１からＣＳ_ｎ，２及びフリーホイールダイオードを流れる。スイッチＳ_１及びＳ_２はこの場合にコントローラ２４によって閉じられてよく、電圧レベルＵ_Ｚを確立する。スイッチＳ_１及びＳ_２と並列なフリーホイールダイオードの両端での低い電圧降下は、ほぼ零電圧状態下でのスイッチＳ_１及びＳ_２のターンオンを可能にする。このスイッチング動作は先と同じく、ターンオンの間の零電圧スイッチングと呼ばれる。

インバータ１８の所望のスイッチングパターンを発生させるために、コントローラ２４はデューティサイクルパラメータａ_１、ａ_２及びパラメータｂを使用する。これらのパラメータはコントローラ２４において記憶されてよい。デューティサイクルパラメータａ_１は、周期時間Ｔ_Ｐに依存する＋Ｕ_Ｚ／２電圧レベル（及び−Ｕ_Ｚ／２電圧レベル夫々）の時間周期を制御する。Ｕ_Ｚレベルの長さはデューティサイクルパラメータａ_２によって設定される。

続く時間周期はＴ_Ｐに関して正規化される。半周期の開始時に（すなわち、時点０で）、出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）は零である（図４参照）。コントローラ２４は、１／２よりも小さいａ_１を有して１／２−ａ_１に等しい存続期間待機し、インバータ１８が電圧レベルＵ_Ｚ／２を生成するようにスイッチングパターンを支配する。次いで、コントローラ２４はｂ−ａ_２／２に等しい存続期間待機し、電圧レベルＵ_Ｚを生成するようインバータ１８を切り替える。次いで、コントローラ２４はａ_２の存続期間待機し、０Ｖを生成するようインバータ１８を切り替える。その後に、負の半周期（Ｔ_Ｐ／２からＴ_Ｐの間）が同じく実行される（対応する負電圧によって置換される正電圧）。これは引き続き繰り返される。

生成された出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）はステップ関数であり、Ｕ_Ｚ電圧ブロック５０、すなわち、内側電圧ブロック５０（Ｕ_Ｚでの出力電圧を有する）と、Ｕ_Ｚ／２電圧ブロック５２、すなわち、外側電圧ブロック５２（少なくともＵ_Ｚ／２の出力電圧を有する）とを有する。

図４は、インバータ１８によって生成され得る更なる出力電圧ｕ_Ａ（ｔ）によるダイアグラムを示す。パラメータｂは、Ｕ_Ｚ／２電圧ブロック５２に対してＵ_Ｚ電圧ブロック５０をシフトするために使用される。よって、Ｕ_Ｚ電圧ブロック５０は、Ｕ_Ｚ／２電圧ブロック５２に対して非対称に配置されてよい。

パラメータｂはａ_１／２より小さくてよく、内側電圧ブロック５０の中心は外側電圧ブロック５２の中心の左である。

本発明の実施形態に従って、コントローラ１８は、非対称のパルス形状５０、５２がＡＣ出力電圧の半周期においてインバータ１８から生成されるように半導体スイッチＳ_１乃至Ｓ_８を切り替えるよう構成される。

本発明の実施形態に従って、非対称のパルス形状５０、５２は、ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロック５２を有する。

本発明の実施形態に従って、非対称のパルス形状５０、５２は、ＡＣ出力電圧がＤＣ電圧と等しい外側電圧ブロック５２内の内側電圧ブロック５０を有する。

本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の中心は、外側電圧ブロック５２の中心と異なる。

本発明の実施形態に従って、パルス形状５０、５２は、定電圧を有する４又はそれより少ない異なるブロックを有する。

本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の長さａ_２は、外側電圧ブロック５２の長さａ_１よりも短い。

本発明の実施形態に従って、パルス形状５０、５２は階段であり、ただ１つの最大値を有する。

本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０の中心は、外部電圧ブロック５２の中心の左である。

本発明の実施形態に従って、外側電圧ブロック５２の長さａ_１は、半周期の長さよりも短い。

本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、等しい形をした正及び負の半周期を周期的に生成するよう構成される。

通常、スイッチＳ_１乃至Ｓ_８が、スイッチングの少なくとも大部分が零電圧モードで起こるように従来通りに切り替えられる場合に、電圧ｕ_Ａ（ｔ）及び電流ｉ_Ａ（ｔ）の基本波の間の位相シフトは大きく、これにより好ましくない力率がもたらされ得る。Ｕ_Ｚ電圧ブロック５０のシフトにより、零電圧モードは、力率を改善することによって維持され得る。

コントローラ２４において、パラメータａ_１、ａ_２及びｂは、スイッチング損失が最小限にされるように及び／又は力率が最大限にされるように設定され得る。

制御パラメータａ_１、ａ_２及びｂを設定することによって、インバータ１８は、無制御のＤＣリンク電圧とはほぼ無関係である電圧時間積を生成する。結果として、ＡＣ出力電圧は、従来のＨブリッジインバータによるような同じ原理によって特徴付けられる。

パラメータｂをシフトすることによって、力率は増大され、よって、利用されている電力半導体の目下のストレスは最小限にされる。パラメータｂの設定は、零電圧スイッチング条件を保つことによって、５段階インバータ１８内で電流の重要な実効値に影響を与える。

コントローラ２４は、例えば、電力網２０の入力電圧に依存して、異なるパルス形状５０、５２を生成するよう構成される。例えば、第１のモードにおいて、コントローラ２４は、図３のパルス形状を生成するよう、第２のモードでは図４のパルス形状を生成するようインバータ１８を制御してよい。

図５乃至７は、コントローラ２４の更なる動作モードにおいて生成され得る更なる出力電圧によるダイアグラムを示す。動作モードは、パラメータａ_１、ａ_２及びｂの変化に依存する。

図５において、例えばＵ_Ｚ＝８００ＶのＤＣリンク電圧によるａ_２＝０に関する結果が表示されている。インバータ１８は、電圧レベル±４００Ｖ及び０Ｖを有する３段階出力電圧を生成する。つまり、パルス形状はＵ_Ｚ／２電圧ブロック５２しか有さない。

本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、更なる動作モードにおいて、ＤＣ電圧の半分である矩形パルス５２を生成するよう構成される。

図７において、同じ出力電圧レベルが図５で見られるように表示されているが、４００ＶのＤＣリンク電圧を有する。図７のパルス形状に関し、ａ_１＝ａ_２及びｂ＝０が設定されている。つまり、パルス形状はＵ_Ｚ電圧ブロック５０しか有さない。

本発明の実施形態に従って、コントローラ２４は、更なる動作モードにおいて、ＤＣ電圧を有する矩形パルス５０を生成するよう構成される。

図６は、４００Ｖを上回り且つ８００Ｖを下回るＤＣリンク電圧に関するインバータ出力電圧の例を示す。デューティサイクルパラメータａ_１及びａ_２は、無制御のＤＣリンク電圧とは無関係の一定の電圧時間積を生成するよう設定される。パラメータｂは、零電圧スイッチング条件を得るために０に設定される。

本発明の実施形態に従って、内側電圧ブロック５０及び外側電圧ブロック５２は同時に始まる。

本発明は図面及び上記の説明において詳細に例示及び説明されてきたが、そのような例示及び説明は実例又は例であって限定ではないと考えられるべきである。本発明は、開示されている実施形態に制限されない。開示されている実施形態に対する他の変形が、図面、本開示及び特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に当業者によって理解され達成され得る。特許請求の範囲において、語「有する」は他の要素又はステップを除外せず、要素の単数表記は複数個を除外しない。単一のプロセッサ若しくはコントローラ又は他のユニットは、特許請求の範囲で挙げられている複数の事項の機能を満たしてよい。特定の手段が相互に異なる請求項で挙げられているという単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すわけではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、適用範囲を制限するよう解釈されるべきではない。

モータ駆動用途では、５段階ＮＰＣクランプ方式インバータの使用が知られている。
国際公開第２０１１／０２４１３７（Ａ１）号パンフレットは、Ｘ線発生器のカソードへ電力を供給するために使用され得る５段階コンバータを示す。
米国特許第８０３５９９６（Ｂ１）号明細書は、フルブリッジ電力コンバータにおける非対称零電圧スイッチングに関する。
Ｂｏｎｇ−Ｃｈｕｌ Ｋｉｍ等による論文“ＬＬＣ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ＰＷＭ ｆｏｒ ｈｏｌｄ−ｕｐ ｔｉｍｅ”（８．ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｃｔｒｏｎｉｓ−ＥＣＣＥ Ａｓｉａ）は、ハーフブリッジコンバータをより効率的にスイッチングすることに言及する。

Claims (15)

1. 入力電圧をＤＣ電圧に整流する入力整流器と、
   前記ＤＣ電圧からＡＣ出力電圧を生成するよう半導体スイッチを備えたインバータと、
   前記インバータの前記半導体スイッチを切り替えるコントローラと
   を有し、
   前記インバータは、５段階ＡＣ出力電圧を生成するよう構成され、
   前記コントローラは、非対称のパルス形状が前記ＡＣ出力電圧の半周期において前記インバータから生成されるように前記半導体スイッチを切り替えるよう構成される、
   電気エネルギ供給システム。
2. 前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が零とは異なる外側電圧ブロックを有し、
   前記非対称のパルス形状は、前記ＡＣ出力電圧が前記ＤＣ電圧と等しい前記外側電圧ブロック内の内側電圧ブロックを有し、
   前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心とは異なる、
   請求項１に記載の電気エネルギ供給システム。
3. 前記内側電圧ブロックの中心は、前記外側電圧ブロックの中心の左である、
   請求項１又は２に記載の電気エネルギ供給システム。
4. 前記内側電圧ブロック及び前記外側電圧ブロックは同時に始まる、
   請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
5. 前記外側電圧ブロックの長さは、前記半周期の長さよりも短い
   請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
6. 前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧の半分である矩形パルスを生成するよう構成され、且つ／あるいは
   前記コントローラは、更なる動作モードにおいて、前記ＤＣ電圧を有する矩形パルスを生成するよう構成される、
   請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
7. 前記コントローラは、等しい形をした正及び負の半周期を周期的に生成するよう構成される、
   請求項１乃至６のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
8. 前記インバータは、２つのハーフブリッジを有し、
   夫々のハーフブリッジは、４つの半導体スイッチを有し、
   夫々のハーフブリッジは、中性点クランプ方式である、
   請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
9. スナバキャパシタが夫々の半導体スイッチへ並列接続される、
   請求項１乃至８のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
10. 前記ＡＣ出力電圧を変圧するステップアップ変圧器、及び／又は
    前記ＡＣ出力電圧を正弦波ＡＣ出力電圧へとフィルタリングする、前記インバータと前記変圧器との間の共振回路
    を更に有する請求項１乃至９のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
11. 前記ＡＣ出力電圧を、負荷へ供給されるＤＣ出力電圧へ整流する出力整流器
    を更に有する請求項１乃至１０のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
12. 前記インバータは、前記入力整流器へ直接接続される、
    請求項１乃至１１のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システム。
13. 請求項１乃至１２のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムを備え、
    前記電気エネルギ供給システムは、Ｘ線管に電気エネルギを供給するよう構成される、
    Ｘ線装置。
14. Ｘ線管に電気エネルギを供給するためのＸ線装置における請求項１乃至１２のうちいずれか一項に記載の電気エネルギ供給システムの使用。
15. 入力電圧をＤＣ電圧に整流するステップと、
    インバータにより前記ＤＣ電圧から５段階ＡＣ出力電圧を生成するステップと、
    前記ＡＣ出力電圧の半周期における非対称のパルス形状が生成されるように前記インバータを制御するステップと
    を有する、負荷に電気エネルギを供給する方法。

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