CN109964399B - 开关电压源转换器 - Google Patents

开关电压源转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN109964399B
CN109964399B CN201780071241.7A CN201780071241A CN109964399B CN 109964399 B CN109964399 B CN 109964399B CN 201780071241 A CN201780071241 A CN 201780071241A CN 109964399 B CN109964399 B CN 109964399B
Authority
CN
China
Prior art keywords
inverter
thyristors
thyristor
during
pulses
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201780071241.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109964399A (zh
Inventor
T.贝泽尔曼
M.布鲁哈
J.皮埃德
S.阿尔默
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ABB Schweiz AG
Original Assignee
ABB Schweiz AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ABB Schweiz AG filed Critical ABB Schweiz AG
Publication of CN109964399A publication Critical patent/CN109964399A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109964399B publication Critical patent/CN109964399B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M5/451—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

一种具有至少两个输出相的电力转换器(12)包括通过具有电感器(32)的DC链路(30)所互连的整流器(28)和基于晶闸管的逆变器(34)，其中所述基于晶闸管的逆变器(34)包括具有电力转换器(12)的每个输出相的至少两个半桥臂(42a、42b)的半桥(40)，并且每个臂(42a、42b)由晶闸管(38)所提供。一种开关电力转换器(12)的方法包括：循环地开关逆变器(34)的晶闸管(38)，使得在至少一个时刻(58)，不同半桥臂(42a、42b)的两个晶闸管(38)同时接通，使得确定在一个定子电压周期期间以多少时刻(58)来开关逆变器(34)的晶闸管(38)的脉冲数低于逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的数量。

Description

开关电压源转换器
技术领域
本发明涉及电流源逆变器领域。具体来说，本发明涉及用于开关电力转换器的方法、控制器和电力驱动系统。
背景技术
变速同步机器可经由线路换向整流器和负载换向逆变器来连接到电力网。这种类型的变速解决方案在范围从几兆瓦到一百兆瓦以上的高功率应用中常常是优选选择。例如，这类应用包括高速压缩机和滚轧机。
电力驱动(例如负载换向逆变器)通常用来将固定频率的AC功率变换为变化频率的AC功率，或者反之。固定频率的AC功率由电力网来提供，而变化频率的AC功率用来驱动AC电机(例如同步机器)。通过电力驱动，有可能控制驱动转矩，并且因而以可选择速度来操作AC机器。改变机械的速度与定速操作相比具有若干优点，最突出的一个优点是通过以更低速度运行机械来节省能量的能力。
在大多数配置中，频率变换按照二步方式执行：首先，固定频率的AC功率被整流成DC功率，并且随后DC功率被逆变为预期频率的AC功率。在功率生成模式中，功率流被反转，以及机器的变化频率AC功率被整流成DC功率，并且随后被逆变为电网的固定频率AC功率。
同步机器通常经由驱动轴和可能的一个或多个齿轮箱来附连到某个机械。这些驱动系常常具有一些显著共振频率，其如果被激励则能够引起高扭转振荡，从而引起机械的增加磨损或者设备的故障。
在典型驱动系安装中，驱动轴相当长并且细，从而引起显著共振频率，在该频率，如果被激励，同步机器和机械的转子的质量相互振荡。这些共振频率称作驱动轴的扭转固有频率(TNF)。
虽然驱动轴的元件的惯性和弹性能够从其设计和材料特性来确定，并且因而是众所周知的，但是阻尼是更不确定的。这导致一种状况，其中TNF的位置为已知，而在这些频率下的放大基于经验来估计。
沿驱动轴的耦合可设计成将转矩维持到某个阈值，以及违反这些阈值导致增加的磨损乃至故障。虽然在驱动系的正常操作期间通常没有达到这些阈值，但是激励TNF能够引起耦合处的危险转矩水平。
机器侧的负载换向逆变器可基于晶闸管。在启动期间或者当转子缓慢转动时，同步机器的定子电压可能过低而无法确保负载换向逆变器的机器侧的晶闸管的换向。为了促进晶闸管的换向，在同步机器的定子电压过低而无法支持正常换向的同时，可应用特殊操作模式，其通常称作强制换向或脉冲模式。例如，US 4443747描述这种脉冲模式可如何包含在负载换向逆变器的启动序列中。在US 4084220中，描述基于晶闸管桥的电力转换器的开关。
US 5825152示出一种负载换向同步电动机驱动，其中网络侧转换器可切换到与自然脉冲数相比更低的脉冲数。
US 2015/0303855 A1和US 2013/0049660 A1示出用于通过改变驱动频率来对机械驱动的扭转共振进行阻尼的方法。
发明内容
在脉冲模式中，可产生更高谐波，其可进入与驱动轴的扭转固有频率(TNF)的共振。
本发明的一个目的是在脉冲模式期间操作基于晶闸管的逆变器，使得驱动轴的固有频率的激励保持为低。
这个目的通过本申请的主题来实现。通过以下描述，另外的示范实施例是显而易见的。
本发明的第一方面涉及一种用于开关具有至少两个输出相的电力转换器的方法。电力转换器可以是适合于转换超过10 A的电流和/或超过1 kV的功率转换器。电力转换器可包括整流器和基于晶闸管的逆变器，整流器和基于晶闸管的逆变器通过DC链路与电感器互连。换言之，转换器可以是电流源转换器。基于晶闸管的逆变器可被看作是负载换向逆变器。另外，整流器可基于晶闸管。
基于晶闸管的逆变器可包括电力转换器的每个输出相的半桥，其中每个半桥包括两个半桥臂，并且每个臂由至少一个晶闸管来提供。半桥可包括上臂和下臂，其各自提供开关，开关在本例中由一个或多个晶闸管来提供。在每臂多于一个晶闸管的情况下，晶闸管可串联和/或并联连接。另外，整流器可按照这种方式来设计，即，其中每个输入相一个半桥。
该方法可由控制器来执行，控制器适合于生成用于逆变器的晶闸管以及可选地用于整流器的晶闸管的开关信号(即，激发信号)。
按照本发明的实施例，该方法包括在正常脉冲操作模式期间循环地开关逆变器的晶闸管，使得脉冲数(其确定在一个定子电压周期期间以多少时刻来开关逆变器的晶闸管)等于逆变器的半桥臂的数量。此外，该方法包括在低脉冲操作模式期间循环地开关逆变器的晶闸管，使得在至少一个时刻，不同半桥臂的两个晶闸管同时接通，使得脉冲数低于逆变器的半桥臂的数量。
在低脉冲操作模式中，定子电压周期期间的脉冲的数量可比正常脉冲操作模式中更低。这样，不同的高阶谐波可在低脉冲操作模式中产生，所述高阶谐波则可与驱动轴的扭转固有频率是不同的。
可以的是，当一个臂接通时，其全部晶闸管被激发，即接通。激发或接通晶闸管可意味着使晶闸管进入导通状态。这可通过将门信号施加到晶闸管来执行。
必须注意，在某个时刻，逆变器的两个或更多半桥臂可同时接通。在正常脉冲操作模式期间，每一个半桥臂可在定子电压周期期间接通一次，并且在每一个时刻只有一个半桥臂可接通。在低脉冲操作模式期间，可以的是，每一个半桥臂可在定子电压周期期间再次接通一次，并且在那个时间多于一个半桥臂可接通。
循环开关可意味着，开关模式(其具有一个或多个定子电压周期的长度)重复地施加到逆变器。这个开关模式定义时刻的位置以及必须在所述时刻接通的臂。
另外，该方法还包括：估计由电力转换器所提供的电机的定子频率；以及基于定子频率在正常操作模式与低脉冲操作模式之间进行切换。
定子频率可基于提供给控制器并且为电机的定子频率和/或转子速度提供参考的参考信号来确定。备选地或另外地，定子频率可基于电机的定子电压的测量和/或通过测量电机的转子速度来确定。
通过该方法，脉冲数可取决于定子频率来改变。例如，当定子频率低于特定限制定子频率或者处于所指定定子频率间隔之内时，脉冲数(其用于正常脉冲操作模式)改变成另一个脉冲数，其用于脉冲数减少的操作模式（即低脉冲操作模式）中。
按照本发明的实施例，该方法还包括基于定子频率来选择低脉冲操作模式的脉冲数。可以的是，低脉冲操作模式可采用不同脉冲数来执行。换言之，对低脉冲操作模式可存在多于一个脉冲数。脉冲数则可基于定子频率来选择，以避免扭转共振。
按照本发明的实施例，当定子频率低于限制定子频率时，执行低脉冲操作模式。定子电压周期期间的脉冲数的减少仅可在低速操作模式期间和/或具体以机械共振(例如TNF)存在的转子速度或定子电压频率来执行。这样，低脉冲操作模式也可以是低速操作模式，其中驱动轴的速度比正常脉冲操作模式期间更低。
限制定子频率和/或所指定定子频率间隔(其中执行低脉冲操作)可选择成使得当驱动系以及具体来说是电机在机械上以其转子所连接的驱动轴与谐波(其原本通过正常脉冲操作模式中使用的脉冲模式和/或脉冲数所生成)处于共振时，改变脉冲数。这样，可减轻因电力驱动系统的谐波引起的驱动轴的TNF的激励。
按照本发明的实施例，通过脉冲数所确定的时刻是等距的。定子电压的电压周期（即定子电压的相位的两个极端之间和/或沿同一方向的定子电压的相位的两个零交叉之间的周期）可分为等长间隔，其通过时刻来接壤。这类等距时刻可产生转矩中的相当低的谐波。
按照本发明的实施例，晶闸管被开关，使得驱动转矩和/或DC链路电流是具有恒定高度的脉冲串。换言之，驱动转矩和/或DC链路电流的参考可以是分段常数函数。DC链路电流可以仅在零与常数值之间跳动。驱动转矩可以仅在零、正或负值之间跳动。这类建模量也可产生转矩中的相当低的谐波。
按照本发明的实施例，整流器的晶闸管被开关，使得在每个时刻，施加到DC链路的电压在围绕该时刻的脉冲间隙期间变为负。此外，可以的是，在某个时刻期间，脉冲间隙由转换器的整流器来引入，这可意味着，在包括该时刻的某个时间间隔（即脉冲间隙）之内，整流器被开关，使得DC链路中的电压变为负。这样，在逆变器中开关的晶闸管可提供有负电压，并且因此可开关为阻断状态。
必须注意，同时接通可意味着，两个晶闸管和/或两个半桥臂的接通在比定子电压周期要小得多的时间间隔(例如定子电压周期的1%)发生。例如，两个晶闸管和/或半桥臂可在相同脉冲间隙之内接通。
按照本发明的实施例，时刻在定子电压周期中分布，使得驱动转矩和/或DC链路电流中的谐波的加权和最小化。还可以的是，时刻的距离离线优化，使得对于给定转子速度，分布时刻，以使共振最小化。这可通过使驱动转矩或DC链路电流的谐波的加权和最小化来执行。由于这个优化过程，可确定对于给定定子频率和/或定子频率间隔的定子电压周期内的时刻的分布。例如，可以是，在第一操作模式(例如正常脉冲操作模式)中，时刻是等距的，而在第二操作模式(例如低脉冲操作模式和/或低速操作模式)中，减少数量的脉冲的相邻时刻之间的距离相互之间可有所不同。
如已经提及的，在低脉冲操作模式和/或低速操作模式期间，脉冲数低于逆变器的半桥臂的数量。通常，在正常脉冲操作模式中，每一个半桥臂(或者更一般来说是半桥臂所提供的晶闸管)在定子电压周期期间被开关一次。为了降低高阶谐波，可以的是，在一个时刻，两个或更多半桥臂同时被开关。这个开关可在与正常脉冲操作模式期间相同的循环中执行。一般来说，脉冲间隙的数量或者每定子电压周期的开关时刻的数量可以与逆变器的半桥臂的数量不匹配。
一般来说，低脉冲操作模式和/或低速操作模式期间的脉冲数小于正常操作期间的脉冲数。具体来说，低脉冲和/或低速操作期间的脉冲数可以是正常操作期间的脉冲数的整数部分。
例如，脉冲数可等于逆变器的半桥臂数量的一半，脉冲数可等于逆变器的半桥臂数量的三分之一，和/或脉冲数可等于逆变器的半桥臂数量的三分之二。
例如，逆变器可包括6、12、18或24个半桥臂(即，可由一个、二个、三个或四个三相桥接器来组成)。在这些情况下，脉冲数可以是2、3和/或4个(6个半桥臂)，4、6和/或8个(12个半桥臂)，6、9和/或12个(18个半桥臂)以及8、12和/或16个(24个半桥臂)。
在整数脉冲数的情况下，每一个定子电压周期可按照同样方式分为时刻之间的时间间隔。但是，也许还可能的是，时间间隔和/或时刻周期地分布于多于一个定子电压周期上。
按照本发明的实施例，脉冲数为非整数。例如，当脉冲数为(2n+1)/2的倍数(其中n= 1,2,3,...)时，对应时刻可周期地分布于两个定子电压周期上。这可促进降低极低速度下的高阶谐波。
按照本发明的实施例，在正常脉冲操作模式期间，每个半桥臂在定子电压周期期间接通一次。在脉冲操作模式(具有或没有减少的脉冲数)期间，每一个时刻可接通两个、三个或更多半桥臂。
该方法可应用于逆变器的不同拓扑。在简单情况下，逆变器包括每相的半桥，即，两个串联连接的开关，其提供它们之间的AC相连接点。开关的每一个包括至少一个晶闸管。必须理解，晶闸管(其组成一个开关)在本公开中可被看作是一个晶闸管。
在上文和下文中，每相的半桥的并联连接称作多相桥接器。三相桥接器可包括并联连接到DC链路的三个半桥。
按照本发明的实施例，同时接通的两个半桥臂位于逆变器的一个多相桥接器中。可以的是，逆变器仅包括一个多相桥接器。例如，多相桥接器的上臂和下臂可同时接通。
按照本发明的实施例，同时开关的两个半桥臂位于逆变器的不同多相桥接器中。可以的是，逆变器包括多于一个多相桥接器，其可连接到一个或多个DC链路。在这种情况下，同时开关的半桥臂可位于不同多相桥接器中。还可以的是，不同多相桥接器的开关模式具有相等时刻，或者不同多相桥接器的开关模式相互之间偏移。
按照本发明的实施例，同时接通的两个半桥臂是多相桥接器的上臂和下臂。另外的可能性是，同一多相桥接器的多个半桥臂在同一时刻开关。例如，多相半桥的上臂可在不同时刻循环地开关，而多相半桥的下臂可在不同时刻循环地开关，其中上臂和下臂的一个或多个在同一时刻开关。
按照本发明的实施例，在特定时刻，多相桥接器的仅一个半桥臂接通。也许还可以的是，多个半桥臂的接通仅在某些时刻但不是全部时刻发生。例如，六个半桥臂的接通可分布在四个时刻之间，使得在两个时刻，六个半桥臂之一接通，而在两个其它时刻，两个半桥臂接通。
本发明的另外的方面涉及用于电力转换器的控制器，其中控制器适合于执行如上文和下文所述的方法。例如，控制器可基于DSP和/或FPGA。还可能的情况是，该方法至少部分通过软件来实现，和/或该方法在由控制器所提供的处理器中运行。
按照本发明的实施例，控制器包括：脉冲生成级，用于确定开关晶闸管所在的定子电压周期的激发角序列；以及调制器，用于基于所选激发角序列来生成时刻。
按照本发明的实施例，控制器包括：至少两个脉冲生成级，用于确定开关晶闸管所在的定子电压周期的激发角序列；脉冲数选择器级，用于基于定子频率来选择激发角序列；以及调制器，用于基于所选激发角序列来生成时刻。例如，该方法可按照如下方式实现：使得具有调制器级(其适合于生成激发或开关信号)的常规控制器提供有附加级，其取决于实际定子频率来选择生成不同激发角序列的不同脉冲生成级。因此，控制器的仅一小部分可必须修改。
本发明的另外的方面涉及一种电力驱动系统，其包括如上文和下文所述的控制器。该电力驱动系统可被看作是电流源逆变器系统。
该电力驱动系统还可包括：整流器，用于对多相AC电流(其例如可由电力网所提供)进行整流；具有由整流器所供电的电感器的DC链路；以及基于晶闸管的逆变器，其适合于将DC链路中的DC电流转换为多相AC电流。
按照本发明的实施例，电力驱动系统还包括由基于晶闸管的逆变器所供电的同步电机。通过开关逆变器的晶闸管，控制器可控制电机(其可在工业环境中用于例如驱动泵或涡轮机)的速度。
必须理解，如上文和下文所述方法的特征可以是如上文和下文所述控制器和/或驱动系统的特征，反过来也是一样。
通过参照以下所述实施例进行的说明，本发明的这些方面及其他方面将会显而易见。
附图说明
下文中将参照附图示出的示范实施例更详细地说明本发明的主题。
图1示意示出按照本发明的实施例的电力驱动系统。
图2示意示出按照本发明的实施例的控制器。
图3示出正常脉冲操作模式的开关模式。
图4示出按照本发明的实施例的开关模式。
图5示出按照本发明的实施例的开关模式。
图6示出具有在执行按照本发明的实施例的方法期间所产生的电气量的简图。
图7示出具有在执行按照本发明的实施例的方法期间所产生的机械量的简图。
图8示出具有在执行按照本发明的实施例的方法期间所产生的机械共振的简图。
附图中使用的附图标记及其含意在附图标记的列表中以概括形式列出。大体上，附图中，相同部件提供有相同附图标记。
具体实施方式
系统概述
图1示出电力驱动系统10，其包括用于把来自电力网16的多相AC电流转换为将要提供给电机14的多相电流的电力转换器12。可以的是，通过转换器12的功率流是从电网到电机14，或者反过来从电机14到电网16。
负载换向转换器12经由变压器18来连接到电网16，变压器18把来自电网16的三相电流转换为具有两对三个相的电流。在机器侧，转换器12还生成具有两对相的电流，其被提供给双绕组同步机器14。
电机14的转子通过激励系统20来激励，和/或附连到驱动轴24和某个机械26(例如泵或涡轮机)。
转换器12包括：整流器28，采取线路侧转换器28的形式；具有电感32的DC链路30；以及逆变器34，采取机器侧转换器34的形式。线路侧转换器28和机器侧转换器34两者均按照所谓的12脉冲配置，意味着它们各自由具有六个晶闸管38的两个多相桥接器36来组成。对于机器侧逆变器34，第一和第二多相桥接器示为36a和36b。
每个多相桥接器36包括三个半桥40，其各自包括采取晶闸管38形式的上臂42a和下臂42b。半桥40并联连接在DC链路30侧，并且提供两个臂42a、42b之间的中点，AC电流的对应相与其连接。
必须注意，在这里以及在下文中，一个晶闸管38可通过串联和/或并联连接并且同时开关的两个或更多晶闸管来替代。
整流器28的两个多相桥接器36的正侧经由DC链路30的电感器32与逆变器34的两个多相桥接器36a、36b的正侧相连接。整流器28的两个多相桥接器36的负侧与逆变器34的两个多相桥接器36a、36b的负侧交叉连接，使得负侧与正侧的多相桥接器的另一个连接。
双绕组同步机器14具有相互之间以30°的相位差所安装的两组三相绕组。在不失一般性的情况下，下面假定施加到多相桥接器36b的定子电压比多相桥接器36a处的定子电压要滞后30°。
虽然图1所示的系统10包括采用12脉冲配置的转换器12，但是如上文和下文所述的脉冲数的减少可适用于不同配置，例如适用于6脉冲、18脉冲或24脉冲配置。例如，图1的转换器12可在整流器28侧和/或逆变器34侧包括一个、两个、三个或更多多相桥接器36。
通过操作两个多相桥接器36a、36b相移30°，驱动转矩中的谐波可降低。名称“12脉冲配置”源于如下事实：对于转换器12的AC侧的每个AC电压周期，每个晶闸管38被激发一次，从而产生每周期12个脉冲。逆变器34(以及还有整流器28)被开关，每周期的开关脉冲的数量(即脉冲数)等于逆变器34(和整流器28)的晶闸管38的数量。这可与转换器所准许的每AC电压周期的脉冲的最大数量一致。
转换器12中的晶闸管38能够处于导通状态或者阻断状态，其中经过相应晶闸管38的电流被导通或阻断。如果通过晶闸管38的电压为正，并且激发或开关命令施加到晶闸管38的栅极，则阻断晶闸管38能够切换到导通状态(其称作开启或接通)。但是，导通晶闸管38不能仅通过开关命令从其导通状态切换到其阻断状态(其称作切断或关断)。负电压可必须施加到晶闸管，和/或没有电流可必须流经晶闸管38以使它切换到其阻断状态。
在正常操作期间，电机14的定子电压可被建模为具有某个频率和幅度的正弦。逆变器34中的晶闸管38可被激发，以便将定子电流保持在相对定子电压的某个角度中。导通电流从一个晶闸管38到下一个的传递可称作换向。换向通过激发晶闸管38来发起，以及对于短时间量，两个晶闸管38传导来自DC链路30的电流。在换向期间，定子电压增加刚激发的晶闸管38中流动的电流，并减少先前导通晶闸管38中流动的电流。因此，定子电压确保来自DC链路30的电流从一个晶闸管移交到下一个。最后，定子电压将流经先前导通晶闸管的电流量减少为零，并且这个晶闸管切换到阻断状态。要注意，DC链路30中的电流不受这个换向过程所影响。名称“负载换向转换器12”可基于如下事实：要求负载的交流电压(即，定子电压)以使这个换向过程发生。
当转换器12的负载侧的AC电压(即，定子电压)在上述换向过程期间不足以确保相应晶闸管38的及时切断时，存在状况。例如，在同步机器的启动期间和/或以低速度操作同步机器时，这些状况发生。
当定子电压(即，由电机14所生成的机器侧AC电压)对于晶闸管电流的及时消除不够大时，逆变器34的机器侧晶闸管38的晶闸管电流可借助于整流器28来消除。当换向将要在逆变器34上运行时，负电压也可由整流器28来生成，从而消除DC链路30中的电流，并且通过逆变器34中的晶闸管38来施加负电压。然后切断逆变器34的全部晶闸管38。此后，正电压可由整流器28在DC链路30中生成，并且逆变器34的适当晶闸管38被激发。这种操作模式可称作正常脉冲操作模式。
通过应用这个过程(即，正常脉冲操作模式)，逆变器34的换向是可能的，但是可影响DC链路30中的电流。对于每个换向(每转或定子电压周期12次)，可必须引入脉冲间隙，即，DC链路30中的电流减少为零，并且在包含开关时刻(在此时刻，逆变器34的晶闸管38接通而另一个关断)的时间间隔中再次斜升。例如，脉冲间隙可具有大约10 ms的持续时间，而定子电压的整个周期可以为大约300 ms。因此，脉冲间隙可具有小于定子电压周期的周期长度的5%的长度。
具有负载换向转换器12的电力驱动系统10不能够生成完美平滑的驱动转矩。整流器28和逆变器34的晶闸管38的开关模式确定驱动转矩的频率内容以及具体来说确定驱动转矩中的高阶谐波。所生成的谐波内容除了别的之外还取决于电力网16所提供的线路侧的AC电压的频率以及转换器12的机器侧的逆变器34的开关。
针对脉冲操作模式的一般考虑因素
一般来说，在低速状况或启动状况中，转换器12以及具体来说是晶闸管38应当按照如下模式来开关：使得所产生的驱动转矩平均等于特定参考值，驱动轴24的扭转固有频率(TNF)尽可能小地通过转换器12所生成的驱动转矩谐波来激励，并且逆变器34的晶闸管38之间的换向也应当起作用，尽管电机14不生成或者生成极低的定子电压。
这些需求可重新公式化为确定对转子角和转子速度的驱动转矩函数，其对于给定转子速度遵守下列要求：驱动转矩函数的直流分量等于其参考。DC电流（并且因此驱动转矩）在多个脉冲间隙期间为零，以确保逆变器34的晶闸管38的换向。驱动轴24的TNF周围的频率窗口中的驱动转矩函数的谐波为零或接近零。
在使驱动转矩中的谐波最小化的同时使驱动转矩与其参考之间的差最小化的要求可采用成本函数来公式化
Figure DEST_PATH_IMAGE001
其中，cn表示函数f(x)的第n傅立叶系数，其表示驱动转矩信号与其恒定参考之间的差，以及λ是充分大的加权因子。在这里假定，当驱动转矩的AC内容的信号能量最小化时，驱动转矩中的谐波最小化。
通过帕塞瓦尔定理（Parseval's theorem），
Figure DEST_PATH_IMAGE002
傅立叶系数的这个成本函数能够转化为时域中的差函数f(x)的成本函数
Figure DEST_PATH_IMAGE003
在这里，T表示一个转子旋转的周期，x0指定起始时间，以及f(x)指定对时间的差函数。
使J2最小化的驱动转矩函数的直流分量等于所指定参考值，以及其AC内容的信号能量为最小。最小数通过驱动转矩函数来得到，其中因脉冲间隙引起的缺区均匀地展开到函数的其他部分。或者换言之，驱动转矩函数在脉冲间隙期间为零，并且在其他每处得到常数值。这个常数值仅通过转矩参考来确定。
虽然脉冲间隙的数量促成成本J2，但是成本函数不受脉冲间隙的位置所影响。脉冲间隙的位置可通过考虑附加要求来确定，即，驱动转矩的AC内容的信号能量尽可能高地偏移。由于驱动系通常对低频振荡更为敏感，所以将AC内容的信号能量推送到更高频也可降低驱动轴的一般应力。
假定差函数的零DC内容，这个附加要求可通过使成本函数最小化来解决
Figure DEST_PATH_IMAGE004
使用傅立叶系数cn的不定积分和帕塞瓦尔恒等式，成本函数J3能够重新公式化为
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中，F(x)表示驱动转矩与其参考之间的差函数的不定积分，Cn表示不定积分的傅立叶系数，以及ω表示转子速度。
参考的不定积分为斜坡，而驱动转矩函数的不定积分在脉冲间隙期间是恒定的。为了使差函数的积分的平方最小化，驱动转矩函数的积分因而应当在每个脉冲间隙的中间并且在每个脉冲的中间越过斜坡。将候选函数的类限制到在脉冲期间是恒定的那些函数对应于需求脉冲间隙的均等分布。
现在，已经得出具有最小AC信号能量的函数的类，其中AC内容的信号能量尽可能远地偏移到高频域：具有相等分布脉冲间隙的分段常数函数的类。
如果可能，则驱动转矩函数应当属于函数的这个类。如果因实际原因而不可能的话，则可改为对DC电流函数进行整形。
可对具有最小AC信号能量的函数的类来推断每个定子电压周期期间的脉冲间隙的数量的影响。减少脉冲间隙的数量将减少成本函数J2，并且因而减少信号的AC内容的信号能量。
具有减少的脉冲间隙数量的脉冲操作模式
如以上所推导，驱动转矩和/或DC链路30中的DC电流应当是具有相等分布脉冲间隙的分段常数函数，其中脉冲间隙的数量应当比如上所述的“正常”脉冲操作模式期间更小，对于“正常”脉冲操作模式，脉冲间隙的数量等于逆变器34中的晶闸管38的数量。
下面描述具有减少的脉冲间隙数量或者减少的开关时刻数量的若干脉冲操作模式，其基于如下观察：具有比正常脉冲操作模式中更少的脉冲间隙的DC电流函数可通过在同一时刻接通若干晶闸管38来实现。这类脉冲操作模式可称作低脉冲操作模式。
此外，可通过选择一个定子电压周期期间的脉冲间隙和/或时刻的数量，并且因而按照使得谐波与驱动轴24的TNF不一致的方式偏移定子电压中的谐波，来另外地降低驱动轴24中的共振。
图2示出控制器44，其适合于控制图1的转换器12，和/或适合于取决于转子速度46和/或定子电压频率46来执行若干脉冲模式操作模式。
控制器44包括脉冲生成级48a、48b、48c、48d，其适合于分别确定12、8、6和4脉冲操作模式的激发角集合50或激发角序列50。那些激发角序列50可取决于定子电压角52。因此，8和4脉冲操作模式的脉冲生成级48b和48d提供有定子电压角50的信号。
控制器44还包括：脉冲数选择器级54，用于基于转子速度46或者等效的定子电压频率来选择激发角序列50；以及调制器56，用于基于所选激发角序列50来生成时刻58。从时刻58，调制器可确定整流器28所生成的脉冲间隙60，并且由此生成整流器28和逆变器34的晶闸管38的换向信号62。
下列方法可由电力驱动系统10在控制器44的控制下执行。
在第一步骤，可测量和/或估计同步机器14的转子速度46或者等效的定子频率46和定子电压角52。
在第二步骤，取决于转子速度46或定子电压频率46，可选择每定子电压周期的时刻58和/或脉冲间隙60的脉冲数。这个选择可基于对特定脉冲数所指配的预定义速度或频率间隔。一般来说，脉冲数可选择成使得驱动轴24的TNF的预期激励是小的。
在第三步骤，用于开关逆变器34的晶闸管38的时刻58从所选脉冲数来确定。此外，可对所选脉冲数和/或从所确定时刻58来确定用于开关整流器28的晶闸管38的脉冲间隙60。必须注意，脉冲数确定一个定子电压周期期间的时刻58和/或脉冲间隙60的数量。
例如，从所选脉冲数，可确定阶跃函数，其被转换为DC链路30中的DC电流和/或驱动转矩的参考。脉冲间隙60可取决于交流定子电压来插入这个函数中。用于开关逆变器34的晶闸管38的时刻可插入所确定脉冲间隙60中。
在第四步骤，从时刻58并且例如从脉冲间隙60的开始和结束，可确定整流器28和逆变器34的晶闸管38的换向信号62。
逆变器34的晶闸管38的换向信号62可确定成使得在一个定子电压周期期间(或者更一般地在一次迭代期间)，逆变器的每一个晶闸管38在所确定时刻58之一接通一次。在此情况下，脉冲数小于逆变器34的晶闸管38的数量，晶闸管38在两个晶闸管38同时接通的一些时刻被开关。
逆变器34的晶闸管38可循环地开关，即，存在晶闸管38的固定开关序列。在这个序列中，两个后续晶闸管38可同时接通。多相桥接器36a、36b的晶闸管38的可能开关序列是交替接通来自半桥40的上臂42a和下臂42b的晶闸管38，并且循环地接通上臂42a和下臂42的晶闸管38。
回到图1，示出上和下多相桥接器36a、36b的六个晶闸管38的符号Rp、Sp、Tp、Rn、Sn、Tn，其将相R、S和T连接到DC链路30的正和负电位。这些符号在图3至图5中用于指示这些晶闸管38的哪一个将在特定时刻58被开关。
图3示出图1的转换器12的正常脉冲操作模式，其中逆变器34采用其自然脉冲数(即，12个脉冲)来操作。
图3和以下附图示出对定子电压的一个周期(即，从0至2π)的两个多相桥接器36a、36b的开关模式。开关时刻58和对应脉冲间隙60示为X。必须理解，整流器28被开关，使得生成脉冲间隙60，其在对应时刻58之前开始而在对应时刻58之后结束。例如，脉冲间隙可相对对应时刻58居中。
图3中，每个多相桥接器36a、36b的六个时刻58在定子电压周期上等距分布(具有60°差)，而将一个多相桥接器36a的时刻58对另外一个多相桥接器36a的时刻偏移30°。
此外，图3和以下附图示出哪些晶闸管38在定子电压周期期间被接通为导通状态以及被关断成阻断状态。两个时刻58之间的间隔上方的括号中的两个符号指示哪些晶闸管38处于导通状态。具体来说，对于每一个间隔中的每个多相桥接器36a、36b，上臂42a的一个晶闸管38和下臂的一个晶闸管38接通。上臂42a和下臂42b的晶闸管38循环地开关，并且能够看到在每个时刻58只有一个晶闸管38接通。在每一个时刻58，晶闸管38接通，先前导通的晶闸管关断。例如，在(Tp, Rn)与(Tp, Sn)之间的时刻，晶闸管Rn关断，而晶闸管Sn接通。
图4示出与图3对应的脉冲数为6的简图。在每一个时刻58，两个晶闸管38接通。这通过去除第一多相桥接器36a和第二多相桥接器36b的时刻58之间的时间偏移来实现。例如，又如图4所示，相对如图3所示的正常脉冲操作模式的激发角50，第一多相桥接器36a的激发角50可向右移动π/12或15°，以及第二多相桥接器36b的激发角50可向左移动π/12或15°。
逆变器34的开关顺序保持为与图3中相同。但是，在每一个时刻58，第一多相桥接器36a的晶闸管38和第二多相桥接器36b的晶闸管38同时接通。例如，在(Tp, Rn)与(Tp,Sn)之间的时刻，多相桥接器36a、36b两者的晶闸管Rn均关断，而多相桥接器36a、36b两者的晶闸管Sn均接通。
图5示出与图3和图4对应、但脉冲数为4的简图。逆变器34的切换顺序保持为与图3中相同。在每一个时刻58，三个晶闸管38接通。这可通过对第一多相桥接器36a和第二多相桥接器36b使用相同时刻58并且通过还在每一个时刻58开关多相桥接器36a、36b之一的上臂42a和下臂42b的晶闸管38来实现。
在这种模式中，激发角50取决于定子电压角52来改变。相对如图3所示的正常脉冲操作模式的激发角50，第一多相桥接器36a的激发角50可在周期的八分之一和八分之五中向右移动π/6或30°，以及在周期的八分之二和八分之五向左移动π/6或30°。第二多相桥接器36b的激发角50可在周期的八分之三和八分之六中向右移动π/6或30°，以及在周期的八分之四和八分之七向左移动π/6或30°。
虽然以上已经更详细描述采用脉冲数12、6和4的脉冲操作模式，但是这些数不是限制性的。一般来说，脉冲数也可以为非整数。在这种情况下，时刻58和脉冲间隙60可规则地分布于多于一个定子电压周期上。
图6示出对于每转四个脉冲间隙(即，脉冲数4)的脉冲操作模式期间的一个定子电压周期、通过电机14的定子的相电流IS、相电压US和电功率P。
从DC链路电流所形成的定子电流IS示出由整流器28所生成的脉冲间隙60。此外可看到，定子电流IS从DC链路电流(其是具有恒定高脉冲串)来形成。
总电功率64(即，相功率之和)没有恒定高度。如图7所示，这产生没有恒定高度的类似整形的驱动转矩66。
图7示出对于具有每转四个脉冲间隙（即，脉冲数4）的脉冲操作模式期间的一个定子电压周期的驱动转矩的简图。在驱动转矩66的简图下方，示出对于频率的驱动转矩66的傅立叶系数的简图，其示出比图3的脉冲操作模式的系数更低的高阶谐波。
虽然图5所示的脉冲操作模式的开关模式和时刻58的定位针对具有恒定高度的DC电流已经优化，但是也许还有可能针对驱动转矩T的整形来优化开关模式和时刻58的定位。如上所述并且如已经示出的成本函数J2的最小化，采用分段恒定驱动转矩可以是有益的。例如，这可通过修改DC电流参考以便例如在脉冲模式操作(例如诸如在图4或图5中)期间生成分段恒定驱动转矩来实现。
图8示出对于不同脉冲操作模式(采用脉冲数4、6、8和12)期间的不同定子频率并且因而使用每定子电压周期的时刻58和/或脉冲间隙60的不同数量的三个TNF(6 Hz、9 Hz和17 Hz)的典型激励。在简图中，描绘对于0 Hz与5 Hz之间的定子频率或转速的激励的幅值。
能够看到，通过适当选择不同定子电压频率和/或转子速度的不同脉冲操作模式，能够避免驱动轴24的TNF的过度激励。
虽然已经在附图和以上描述中详细示出和描述了本发明，但是这种图示和描述被认为是说明性或示范性而不是限制性的；本发明并不局限于所公开的实施例。通过研究附图、本公开，对所公开的实施例的其他变更是本领域的并且实施要求保护的本发明的技术人员能够理解和实施的。在本公开中，词语“包括”并不排除其他元件或步骤，以及不定冠词“一（a或an）”并不排除多个。单个处理器或控制器或其他单元可实现本公开所述的若干项的功能。在互不相同的实施例中陈述某些量度的事实并不指示这些量度的组合不能用于产生良好效果。本公开中的任何附图标记不应当被理解为限制范围。
附图标记列表
10 电力驱动系统
12 电力转换器
14 电机
16 电力网
18 变压器
20 激励系统
24 驱动轴
26 机械
28 整流器、线路侧转换器
30 DC链路
32 电感
34 逆变器、机器侧转换器
36 多相桥接器
36a 34的第一多相桥接器
36b 34的第二多相桥接器
38 晶闸管
40 半桥
42a 上臂
42b 下臂
44 控制器
46 转子速度、定子电压频率
48a 12脉冲生成级
48b 8脉冲生成级
48c 6脉冲生成级
48d 4脉冲生成级
50 激发角序列
52 定子电压角
54 脉冲数选择器级
56 调制器
58 时刻
60 脉冲间隙
62 换向信号
Rp 相R的上晶闸管
Rn 相R的下晶闸管
Sp 相S的上晶闸管
Sn 相S的下晶闸管
Tp 相T的上晶闸管
Tn 相T的下晶闸管
IS 相电流
US 相电压
P 相电功率
64 总电功率
66 驱动转矩。

Claims (14)

1.一种用于开关具有至少两个输出相的电力转换器(12)的方法，所述电力转换器(12)包括通过具有电感器(32)的DC链路(30)所互连的整流器(28)和基于晶闸管的逆变器(34)，所述基于晶闸管的逆变器(34)包括具有所述电力转换器(12)的每个输出相的至少两个半桥臂(42a、42b)的半桥(40)，并且每个臂(42a、42b)由晶闸管(38)所提供，所述方法包括：
在正常脉冲操作模式期间循环地开关所述逆变器(34)的所述晶闸管(38)，使得确定在一个定子电压周期期间以多少时刻(58)来开关所述逆变器(34)的晶闸管(38)的脉冲数等于所述逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的数量；
在低脉冲操作模式期间循环地开关所述逆变器(34)的所述晶闸管(38)，使得在至少一个时刻(58)，不同半桥臂(42a、42b)的两个晶闸管(38)同时接通，使得所述脉冲数低于所述逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的所述数量；
估计由所述电力转换器(12)所提供的电机(14)的定子频率(46)；
基于所述定子频率(46)在所述正常脉冲操作模式与所述低脉冲操作模式之间进行切换；
基于所述定子频率(46)来选择所述低脉冲操作模式的所述脉冲数。
2.如权利要求1所述的方法，
其中当所述定子频率低于限制定子频率时，执行所述低脉冲操作模式。
3.如权利要求1所述的方法，
其中在所述低脉冲操作模式期间，所述脉冲数等于所述逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的所述数量的一半；或者
其中在所述低脉冲操作模式期间，所述脉冲数等于所述逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的所述数量的三分之一；
其中在所述低脉冲操作模式期间，所述脉冲数等于所述逆变器(34)的半桥臂(42a、42b)的所述数量的三分之二。
4.如权利要求1所述的方法，
其中在所述低脉冲操作模式期间，所述脉冲数为非整数。
5.如权利要求1所述的方法，
其中在所述正常脉冲操作模式期间，每个半桥臂(42a、42b)在所述定子电压周期期间接通一次。
6.如权利要求1所述的方法，
其中同时接通的两个半桥臂(42a、42b)位于所述逆变器(34)的一个多相桥接器(36a、36b)中。
7.如权利要求1所述的方法，
其中同时接通的两个半桥臂(42a、42b)位于所述逆变器(34)的不同多相桥接器(36a、36b)中。
8.如权利要求1所述的方法，
其中不同多相桥接器(36a、36b)的开关模式具有相等时刻。
9.如权利要求1所述的方法，其中不同多相桥接器(36a、36b)的开关模式相互之间偏移。
10.如权利要求1所述的方法，
其中同时接通的两个半桥臂(42a、42b)是多相桥接器(36a、36b)的上臂(42a)和下臂(42b)。
11.如权利要求1所述的方法，
其中在特定时刻(58)的所述低脉冲操作模式期间，多相桥接器(36a、36b)的仅一个半桥臂(42a、42b)接通。
12.一种用于电力转换器(12)的控制器(44)，其中所述控制器适合于执行如以上权利要求中的任一项所述的方法。
13.如权利要求12所述的控制器(44)，包括：
脉冲生成级(48a至48d)，用于确定开关晶闸管(38)所在的定子电压周期的激发角序列(50)；
调制器(56)，用于基于所选激发角序列(50)来生成所述时刻(58)。
14.一种电力驱动系统(10)，包括：
整流器(28)，用于对多相电流进行整流；
具有由所述整流器(28)所提供的电感器(32)的DC链路(30)；
基于晶闸管的逆变器(34)；
根据权利要求12或13所述的用于控制所述基于晶闸管的逆变器(34)的控制器(44)。
CN201780071241.7A 2016-11-18 2017-11-17 开关电压源转换器 Active CN109964399B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16199635.0 2016-11-18
EP16199635 2016-11-18
PCT/EP2017/079658 WO2018091682A1 (en) 2016-11-18 2017-11-17 Switching an electrical voltage source converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109964399A CN109964399A (zh) 2019-07-02
CN109964399B true CN109964399B (zh) 2023-06-27

Family

ID=57354235

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780071241.7A Active CN109964399B (zh) 2016-11-18 2017-11-17 开关电压源转换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10938321B2 (zh)
EP (1) EP3542458B1 (zh)
CN (1) CN109964399B (zh)
WO (1) WO2018091682A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201718068D0 (en) * 2017-11-01 2017-12-13 Rolls Royce Plc Resonance vibration control method and system

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5825152A (en) * 1994-07-01 1998-10-20 Abb Industry Oy Load-commutated synchronous motor drive

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2541701C3 (de) * 1975-09-18 1978-04-20 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Einrichtung zur Erfassung von Kommutierungsstörungen bei einem Wechselrichter
US4047083A (en) * 1976-03-08 1977-09-06 General Electric Company Adjustable speed A-C motor drive with smooth transition between operational modes and with reduced harmonic distortion
JPS591068B2 (ja) 1976-03-09 1984-01-10 三菱電機株式会社 電力変換装置
US4443747A (en) 1982-04-01 1984-04-17 General Electric Company Transitioning between multiple modes of inverter control in a load commutated inverter motor drive
US4426611A (en) 1982-04-28 1984-01-17 General Electric Company Twelve pulse load commutated inverter drive system
US4814964A (en) 1988-01-27 1989-03-21 Westinghouse Electric Corp. Variable speed a-c drive
FI115806B (fi) * 2003-07-04 2005-07-15 Abb Oy Taajuusmuuttaja ja sähkömoottorikäyttö
IT1399117B1 (it) * 2010-04-01 2013-04-05 Nuovo Pignone Spa Sistema e metodo di smorzamento del modo torsionale basato su anello ad aggancio di fase
WO2013057653A2 (en) * 2011-10-18 2013-04-25 Koninklijke Philips Electronics N.V. Electrical energy supply system
JP5675567B2 (ja) * 2011-11-30 2015-02-25 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置、電動機駆動装置及び空気調和機
JP6322195B2 (ja) * 2012-08-31 2018-05-09 シエル・インターナシヨネイル・リサーチ・マーチヤツピイ・ベー・ウイＳｈｅｌｌ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌｅ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｍａａｔｓｃｈａｐｐｉｊ Ｂｅｓｌｏｔｅｎ Ｖｅｎｎｏｏｔｓｈａｐ 可変速度駆動システム、可変速度駆動システムの運転方法、および炭化水素流の冷却方法
US9099936B2 (en) * 2013-03-14 2015-08-04 General Electric Company High voltage direct current (HVDC) converter system and method of operating the same
CN104167739A (zh) * 2014-05-05 2014-11-26 华北电力大学 一种四桥臂晶闸管开关调压电路及调压方法
WO2016059684A1 (ja) * 2014-10-15 2016-04-21 三菱電機株式会社 多重巻線電動機駆動制御装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5825152A (en) * 1994-07-01 1998-10-20 Abb Industry Oy Load-commutated synchronous motor drive

Also Published As

Publication number Publication date
EP3542458A1 (en) 2019-09-25
US20190273446A1 (en) 2019-09-05
WO2018091682A1 (en) 2018-05-24
EP3542458B1 (en) 2021-09-08
CN109964399A (zh) 2019-07-02
US10938321B2 (en) 2021-03-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA2726056C (en) Method and system for reducing switching losses in a high-frequency multi-cell power supply
US20090045782A1 (en) Power conversion system
CN108352777B (zh) 中压混合多电平变换器和用于控制中压混合多电平变换器的方法
WO2002031952A9 (en) Improved distribution of space-vector pwm conduction losses
CA2549055A1 (en) Method of rotating a polyphase motor at less than rated speed
Azer et al. Advanced fault-tolerant control strategy for switched reluctance motor drives
WO2018112161A2 (en) Space vector modulation in aerospace applications
EP3123606B1 (en) Electrical converter with high machine side common mode voltage
US11404968B2 (en) Current source converter with dynamical firing angle determination
Yeh et al. Induction motor-drive systems with fault tolerant inverter-motor capabilities
CN109964399B (zh) 开关电压源转换器
US20050219874A1 (en) Method for improving the mode of operation of a matrix converter
Mohanraj et al. Converter control strategy for torque ripple minimization in BLDC motor
Brindha et al. Speed control of single and three phase induction motor using full bridge cycloconverter
Ransara et al. A technique for torque ripple compensation of a low cost BLDC motor drive
RU2639048C2 (ru) Способ преобразования частоты
CN102751925A (zh) 一种笼型转子永磁同步电机起动装置及控制方法
Rim et al. Variable speed constant frequency power conversion with a switched reluctance machine
Vinayaka et al. Analysis of BLDC motor performance using space vector pulse width modulation
JP6695028B2 (ja) 整流回路装置
RU2580508C1 (ru) Способ управления торможением частотного электропривода с многоуровневым инвертором напряжения
Patel Speed control of three-phase induction motor using variable frequency drive
Metidji et al. Fuzzy direct torque control with torque ripple reduction for induction motor drives fed by matrix converters
Asghar Three-Phase Dynamic AC Braking of Induction Motors by Discontinuous Phase-Controlled Switching
Hareb et al. Separately Excited DC Motor Speed Control Simulation Case Studies

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant