CN107809178B - 一种高压发生器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种高压发生器，可用于连接X射线产生装置，该高压发生器包括逆变桥，该逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，且第一桥臂或第二桥臂包括至少两个串联分布的开关管；第一谐振支路，该第一谐振支路串联耦合在第一桥臂的输出端；变压器，该变压器串联耦合在第一谐振支路和第二桥臂之间；第二谐振支路，并联耦合在变压器的两端；整流电路，与所述变压器连接，用于向所述X射线产生装置提供输出电压。本公开还涉及此类高压发生器的控制方法。

Description

一种高压发生器及其控制方法
技术领域
本发明涉及医用X射线管高压发生器，尤其涉及其中的多谐振电路及其控制方式。
背景技术
在医用X射线管高压发生器中，为了满足不同的临床需求，高压发生器的输出电压和输出电流的变化范围非常巨大。以50kW的CT(Computed Tomograph，计算机断层扫描成像)高压发生器为例，其典型的输出电压范围为60kV～140kV，输出电流范围为10mA～420mA。与此同时，为了适应不同地区、不同电网状况，往往要求高压发生器能兼容380VAC(±15％)到480VAC(±15％)的宽输入网电范围，这将导致直流母线变化范围极宽。另一方面，高压发生器的输入侧通常采用三相不控整流，而且受系统体积的限制，直流侧的滤波电容容值有限，导致直流母线上存在较大幅值的300Hz(或360Hz)纹波，这进一步增大了直流母线电压的波动范围。
在CT高压发生器中，由于需要高压球管支持长时放线，只能采用IGBT作为开关管，而IGBT受自身特性限制，往往只能用在20kHz～30kHz以下的频段。为此，通常采用软开关技术来提高开关管的开关频率。但即使是采用软开关技术，也很少有100kHz以上的工业应用，否则变换器的可靠性将大幅降低。
现有X射线管高压发生器中，为了提高开关管的开关频率，减小高压发生器的体积，逆变电路多采用PFM调制的谐振变化器(Pulse Frequency Modulation，变频调制)。受限于现有谐振电路的增益特性，开关管需要工作在特别宽的频段范围内，以实现宽输入宽输出条件下的输出电压控制。然而，IGBT在宽频段范围内工作情况下的可靠性和损耗将是一个关键问题。
发明内容
本公开的一方面涉及一种高压发生器，能用于连接X射线产生装置，所述高压发生器包括：逆变桥，所述逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，且所述第一桥臂或第二桥臂包括至少两个串联分布的开关管；第一谐振支路，所述第一谐振支路串联耦合在所述第一桥臂的输出端；变压器，所述变压器串联耦合在所述第一谐振支路和所述第二桥臂之间；第二谐振支路，并联耦合在所述变压器的两端；以及整流电路，与所述变压器连接，用于向所述X射线产生装置提供输出电压。
根据一示例性实施例，第一谐振支路包括电容或/和电感器组成的串联谐振支路。
根据另一示例性实施例，第二谐振支路并联在所述变压器的原边或副边两端，且所述第二谐振支路包括电容和电感器。
根据又一示例性实施例，所述开关管为IGBT晶体管。
根据再一示例性实施例，该高压发生器还包括控制电路，该控制电路包括第一控制支路、第二控制支路和调制器，且所述第一控制支路、第二控制支路均连接到所述调制器；所述第一控制支路用于获取所述逆变桥的输出电流、所述逆变桥的桥臂电压，且根据所述逆变桥的输出电流和桥臂电压产生第一控制信号；所述第二控制支路用于从整流电路或X射线产生装置获取电压反馈信号，且根据所述电压反馈信号产生第二控制信号。
根据进一步的示例性实施例，第一控制支路包括：第一过零比较器，所述第一过零比较器的输入端与所述第一桥臂的输出端连接；第二过零比较器，所述第二过零比较器的输入端与所述逆变桥的输出端连接；相位延时器，与所述第一过零比较器串联耦合；相位比较器，所述相位延时器的输出端、所述第二过零比较器的输出端与所述相位比较器的输入端连接；以及载波生成器，所述载波生成器的输入端与所述相位比较器输出端连接，所述载波生成器的输出端与所述调制器输入端连接。
根据进一步的示例性实施例，第二控制支路包括：加法器，所述整流电路输出端或所述X射线产生装置输出端连接所述加法器输入端；调节器，与所述加法器输出端连接；以及限幅器，所述限幅器输入端与所述调节器输出端连接，所述限幅器输出端与所述调制器输入端连接。
本发明的另一方面涉及一种高压发生器的控制方法，该高压发生器包括：逆变桥，所述逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，且所述第一桥臂或第二桥臂包括至少两个串联分布的开关管；第一谐振支路，所述第一谐振支路串联耦合在所述第一桥臂的输出端；变压器，所述变压器串联耦合在所述第一谐振支路的输出端和所述第二桥臂的输出端之间；第二谐振支路，并联耦合在所述变压器的两端；整流电路，与所述变压器的输出端连接，用于向所述X射线产生装置提供输出电压，该控制方法包括：控制所述逆变桥的桥臂电压与所述逆变桥的输出电流的相位关系来控制所述逆变桥的所述开关管的驱动信号的频率。
根据一示例性实施例，该方法进一步包括：获取所述逆变桥的桥臂电压和输出电流；根据所述逆变桥的桥臂电压和输出电流产生相位信号，根据所述相位信号产生第一控制信号；基于整流电路的输出电压产生第二控制信号；以及根据所述第一控制信号和第二控制信号产生开关管的驱动信号，以驱动所述开关管工作。
根据又一示例性实施例，所述逆变桥的桥臂电压的相位超前所述逆变桥的输出电流的相位。
附图说明
图1示出现有技术的一种基于LC串联谐振的X射线管高压发生器。
图2示出根据图1的现有技术X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。
图3示出现有技术的一种基于LC并联谐振的X射线管高压发生器。
图4示出根据图2的现有技术X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。
图5示出现有技术的一种基于LLC串联谐振的X射线管高压发生器。
图6示出根据图5的现有技术X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。
图7示出现有技术的一种基于LCC串并联谐振的X射线管高压发生器。
图8示出根据图7的现有技术X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。
图9示出根据本公开一方面的一种适应宽输入宽输出的X射线管高压发生器。
图10示出根据图9的X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。
图11是图10中的增益曲线的进一步展开图。
图12示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路主要控制信号波形。
图13示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路重载主要波形。
图14示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路轻载主要波形。
图15示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路重载切轻载主要波形。
图16示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路轻载切重载主要波形。
图17示出根据本公开一方面的另一种适应宽输入宽输出的X射线管高压发生器。
图18示出根据本公开一方面的另一种适应宽输入宽输出的X射线管高压发生器。
图19示出根据本公开一方面的另一种适应宽输入宽输出的X射线管高压发生器。
图20示出根据本公开一方面的控制谐振变换器的方法。
具体实施方式
现在参照附图描述各个方面。在以下描述中，出于解释目的阐述了众多具体细节以提供对一个或多个方面的透彻理解。然而，明显的是，没有这些具体细节也可实践此种(类)方面。
图1–8示出了现有技术的各种X射线管高压发生器及其增益随开关频率的变化曲线。现有技术中，X射线管高压发生器多采用谐振变换器或逆变器进行控制，并且通常采用PWM(Pulse Width Modulation，变脉宽调制)或PFM来控制高压发生器的输出电压。在PWM模式下，开关管工作在硬开关模式下，较大的开关损耗限制了变换器的开关频率，进而限制了高压发生器的体积，进而限制其在CT旋转机架上的应用。在PFM模式下，谐振变换器的逆变桥通常能实现开关管的软开关，这大幅减小开关损耗，并使高压发生器能工作在较高的开关频率。这减小了高压变压器和倍压电容的体积，并提高了高压发生器的功率密度，以便于实现在旋转机架上的应用。然而，在传统的谐振变换器(例如，LC串联谐振、LC并联谐振、LCC串并联谐振、LLC半桥谐振)中，为了实现宽输入宽输出时的控制功能，开关管的开关频率需要在谐振峰左侧或谐振峰右侧宽范围变化。
图1示出现有技术的一种基于LC串联谐振的X射线管高压发生器，其谐振腔增益g随开关频率fs的变化曲线如图2所示。在该变换器工作在串并联谐振峰的右侧的情况下，轻载时增益曲线较为平坦。为了实现宽输入宽输出控制，其开关频率fs要在例如fs,min～fs,max之间大范围变化。而在该变换器工作在谐振峰左侧的情况下，不仅其开关频率的变化范围大，而且低频段会落入音频范围内，产生音频噪音。
图3示出现有技术的一种基于LC并联谐振的X射线管高压发生器，其谐振腔增益随频率的变化曲线如图4所示。为了实现宽输入宽输出条控制，不仅其开关频率需要在fs,min～fs,max之间大范围变化，而且还需要避免越过并联谐振峰，否则电路将会失控。
图5示出现有技术的一种基于LLC半桥谐振的X射线管高压发生器，其增益随开关频率的变化曲线如图6所示。该变换器的问题与图1的LC串联谐振方案类似。为了实现高开关频率，减小开关损耗，LLC半桥谐振通常工作在谐振峰右侧。如图中所可见，轻载时增益曲线较为平坦。为了实现宽输入宽输出条控制，其开关频率要在fs,min～fs,max之间大范围变化。
图7示出现有技术的一种基于LCC串并联谐振的X射线管高压发生器，其增益随开关频率的变化曲线如图8所示。在该变换器工作在与谐振频率fr对应的谐振峰左侧的情况下，为了实现宽输入宽输出条控制，其开关频率的变化范围大。不仅如此，低频段会落入音频范围内，产生音频噪音。在该变换器工作在谐振峰右侧的情况下，增益曲线随频率变化较为平缓。为了实现宽输入宽输出控制，其开关频率要在fs,min～fs,max之间大范围变化。通过增大并联谐振电容Cp，可以有效减小开关频率范围，但这会导致重载时谐振腔电流大幅增加，成本和损耗都会显著变大。而轻载时则还需要避免越过并联谐振峰，否则电路将会失控。
综上所述，就基于以上四种谐振变换器的X射线高压发生器而言：当工作在谐振峰左侧，开关频率不够高，会引入音频噪音，同时高压增大X射线高压发生器的体积；当工作在谐振峰右侧，需要开关频率在高频大范围变化，降低了开关管的可靠性，增加了驱动电路的设计难度。
总而言之，在宽输入宽输出要求下，这一领域通常采用的技术方案难以同时满足高功率密度、高可靠性和低开关损耗的要求。
为了解决现有技术的上述问题中的至少一些，本发明的一方面提出一种适用于高压发生器的LCLC串并联谐振变换器及其控制方法，使其在宽输入宽输出条件下，仍可以在一个相对较高但却较窄的开关频率区间内，通过PFM调制控制高压发生器的输出电压，同时保证开关管的软开关(零电压关断)。
在本公开的一示例性实施例中，提出一种适用于宽输入宽输出场合的PFM调制LCLC串并联谐振变换器(包含逆变桥)。该变换器用于高压发生器，并且可通过在LC串联谐振的变压器原边绕组并联一个LC串联回路，来产生一个与输出负载并联的LC串联谐振峰，以限制负载为轻载时开关管的开关频率。
可选地，高压发生器包括：
逆变桥，该逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联连接，且第一桥臂或第二桥臂包括两个或两个以上的串联分布的开关管；
第一谐振支路，第一谐振支路串联连接于第一桥臂；
变压器，包括原边绕组和副边绕组，原边绕组、第一谐振支路串联耦合，且原边绕组连接于第二桥臂；
第二谐振支路，并联耦合于变压器的原边绕组或副边绕组；
整流电路，与变压器的副边绕组连接，用于向X射线产生装置提供输出电压。
实施例一
图9示出本申请实施例高压发生器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该高压发生器可包括逆变桥、谐振腔、变压器、倍压整流电路以及控制电路(电路)，且该高压发生器连接X射线产生装置。
作为示例性而非限定性实施例，如图9中所示，逆变桥可以设置为H桥，该H桥可包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4。其中，第一开关管Q1和第二开关管Q2串联组成第一桥臂(超前桥臂)91；第三开关管Q3和第四开关管Q4串联组成第二桥臂(滞后桥臂)92。第一开关管至第四开关管Q1-Q4可以是但不限于例如三极管开关电路、场效应开关电路(MOS管开关电路)、结型或绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)、场效应晶体管(Field Effect Transistor，FET)或金属-氧化物半导体场效应管(metal-oxide semiconductor FET，MOS-FET)等。
作为示例性而非限定性实施例，第一桥臂91可与第二桥臂92并联连接，且第一桥臂91构成阳极逆变桥或高压发生器的阳极电压端，连接X射线产生装置的阳极，第二桥臂92构成阴极逆变桥高压发生器的阴极电压端，连接X射线产生装置的阴极。阳极逆变桥调节高压发生器的阳极产生第一电压，阴极逆变桥调节高压发生器的阴极产生第二电压。第一电压施加在X射线产生装置或X射线管的阳极，第二电压施加在所述X射线管的阴极。在此实施例中，组成第一桥臂91、第二桥臂92的开关管选择IGBT晶体管。
作为示例性而非限定性实施例，对于第一桥臂91，第一开关管Q1与第二开关管Q2串联连接，第一开关管Q1的集电极连接电源Vin的正极，发射极连接第一桥臂中点A，该第一开关管Q1还包括反向二极管D1；第二开关管Q2的集电极连接桥臂中点A，发射极连接电源Vin的负极，第二开关管Q2还包括反向二极管D2。需要说明的是，本实施例中，将桥臂中点A称之为第一桥臂91的输出端，且对桥臂中点A的位置并不作具体显示，即：桥臂中点A并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第一开关管Q1与第二开关管Q2之间连接线上的任一点。
作为示例性而非限定性实施例，对于第二桥臂92，第三开关管Q3与第四开关管Q4串联连接，第三开关管Q3的集电极连接电源Vin的正极，发射极连接桥臂中点B，第三开关管Q3还包括反向二极管D3；第四开关管Q4的集电极连接桥臂中点B，发射极连接电源Vin的负极，第四开关管Q4还包括反向二极管D4。需要说明的是，本实施例中，将桥臂中点B称之为第二桥臂92的输出端，且对桥臂中点B并不作具体限制，即：桥臂中点B并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第三开关管Q3与第四开关管Q4之间连线上的任一点。
组成逆变桥的开关管选择IGBT晶体管，可使得整个高压发生器的开关频率高、损耗小、输出电压稳定。进一步地，本实施例中，在组成逆变桥的IGBT晶体管的两端还分别并联电容Csnub1–Csnub4，进一步地减小开关管的关断损耗。
根据一示例性而非限定性实施例，谐振腔93可设置为由电感和/或电容组成的串联谐振电路或者串并联谐振电路。谐振腔93可包括第一谐振支路931和第二谐振支路932，第一谐振支路931的输入端与第一桥臂91的输出端(桥臂中点A)连接，第一谐振支路931串联耦合在逆变器和变压器之间，第二谐振支路并联耦合在变压器两端。更进一步地，第一谐振支路931的输出端与变压器(原边)的输入端连接，变压器(原边)的输出端连接第二桥臂92的输出端(桥臂中点B)。
第一谐振支路931可决定第一开关频率，即谐振频率fr1。第二谐振支路932的作用是通过在原来的谐振频率fr1之外还引入了一个引入新的谐振频率fr2并产生下谐振峰，来减小宽输入宽输出条件下的开关频率变化范围。与新的谐振频率fr2对应的下谐振峰可通过例如与原边绕组并联LC串联回路(Lp，Cp)来引入
在此实施例中，第一谐振支路931可设置成如图9所示电感器Ls和电容Cs组成的串联谐振支路。第二谐振支路932可设置成如图9所示电感器Lp和电容Cp组成的并联谐振支路。
可选地，变压器可设置成阴、阳极相互独立的变压器，也可设置成阴、阳极集成的变压器。需要说明的是，变压器可具有寄生电感器Llk和寄生电容Cw。
根据一示例性而非限定性实施例，倍压整流电路可包括第一倍压整流电路94、第二倍压整流电路95，且第一倍压整流电路94的输出端电压施加在X射线管的阳极端，第二倍压整流电路95的输出端电压施加在X射线管的阴极端。可选地，与阴极相关联的变压器、与阳极相关联的变压器可采用原边绕组的并联形式，也可采用两个原边绕组串联的形式。
根据一示例性而非限定性实施例，控制电路96可与逆变桥组成控制回路，控制逆变桥中开关器件的通断。在此实施例中，控制电路96包括第一控制支路961、第二控制支路962和PFM调制器963，其中，第一控制支路961与逆变桥连接，用于产生第一控制信号；第二控制支路962可包括电压调节器和限幅器，与X射线产生装置或者整流电路输出端连接，用于产生第二控制信号。第一控制支路961、第二控制支路962的输出端同时连接PFM调制器963，用于向PFM调制器963提供第一控制信号和第二控制信号，以生成驱动开关管的驱动信号。需要说明的是，在此实施例中，驱动信号驱动开关管，表示驱动开关管导通或截止，也可称之为驱动开关管的通断。当然开关管也可称之为开关器件。
第一控制支路961可依次包括过零比较器、相位延迟器、相位比较器、载波生成器。示例性地，第一控制支路961包括：第一过零比较器，该第一过零比较器的输入端与所述第一桥臂的输出端连接；第二过零比较器，该第二过零比较器的输入端与逆变桥的输出端连接；相位延时器，与第一过零比较器串联耦合；相位比较器，该相位延时器的输出端、第二过零比较器的输出端与相位比较器输入端连接；载波生成器，载波生成器输入端与相位比较器输出端连接，载波生成器输出端与调制器输入端连接。
在此实施例中，第一控制支路961包括两路输入，其中一路输入连接逆变桥的第一桥臂91的桥臂中点A，以获取逆变器的输出电流，该输出电流经过第一过零比较器、相位延时器可生成第一中间信号；一路输入接收逆变桥的输出电压，该输出电压为第一桥臂91和第二桥臂92的电压差，该输出电压经过第二过零比较器可生成第二中间信号。进一步地，第一中间信号和第二中间信号经过相位比较器的相位比较运算，可获取相位信号vphase；该相位信号vphase经过载波生成器可产生第一控制信号vtri。需要指出的是，本公开中“逆变桥的输出电压”为第一桥臂91与第二桥臂92之间的“桥臂电压”。
在此实施例中，逆变器的输出电流iLs经过第一过零比较器可获得电流为零时的相位值；逆变桥的输出电压vAB经过第二过零比较器可获得电压为零时的相位值；进一步地，电流为零时的相位值经过相位延时器进行相位延时处理，获取第一中间信号；第一中间信号和电压为零时的相位值经过相位比较器，在第一中间信号的相位之后电压为零时的相位值时产生相位信号vphase。
根据一示例性而非限定性实施例，第二控制支路962的调节器从负载或者变压器的输出端采集电压反馈信号KV_fb(电压指令值)，并根据电压反馈信号输出调制电压。示例性地，第二控制支路包括：加法器，整流电路输出端或X射线产生装置输出端连接加法器输入端；调节器，与加法器输出端连接；限幅器，限幅器输入端与调节器输出端连接，限幅器输出端与调制器输入端连接。
在此实施例中，第二控制支路的控制过程如下：加法器计算电压反馈信号KV_fb与参考值KV_ref的差异，通过相应的运算规律(例如，比例积分运算)得到调制电压(调制波)；调节器具有输入端和输出端，该调节器既可以是包括加法器和比例积分控制电路的PI调节器，也可是其他类型的调节器。进一步地，调制电压经过限幅器可产生第二控制信号vmod。
PFM调制器963同时连接第一控制支路961的输出端和第二控制支路962的输出端，PFM调制器963的输出端可直接输出驱动信号。或者，在PFM调制器963的输出端连接驱动器，驱动器对调制信号进行放大，第一控制信号vtri和第二控制信号vmod经过PFM调制器963可产生调制信号，该调制信号经驱动器产生开关管的驱动信号：第一驱动信号vg1、第二驱动信号vg2、第三驱动信号vg3、第四驱动信号vg4。
根据一示例性实施例，PFM调制器963可包括比较器，第一控制信号vtri近似为斜率固定的周期性锯齿波，第一控制信号vtri从低电平逐渐上升至高电平，且当第一控制信号vtri与第二控制信号vmod的幅值相等时，改变驱动信号的极性，PFM调制器963的电路结构可参考专利CN106358354A。vg1-vg4的极性可根据驱动信号的极性改变，其中PFM调制器963具有两个输出端，一个输出端的驱动信号可对应可对应第一驱动信号vg1和第三驱动信号vg3，另一个输出端的驱动信号可对应可对应第二驱动信号vg2和第四驱动信号vg4。第一驱动信号vg1可被耦合到第一开关管Q1的基极以作为第一开关管Q1的驱动信号；第二驱动信号vg2可被耦合到第二开关管Q2的基极以作为第二开关管Q2的驱动信号；第三驱动信号vg3可被耦合到第三开关管Q3的基极以作为第三开关管Q3的驱动信号；第四驱动信号vg4可被耦合到第四开关管Q4的基极以作为第四开关管Q4的驱动信号。
图10示出了根据图9的X射线管高压发生器的增益随开关频率的变化曲线。从图10中的增益曲线可以看出，控制电路96不仅需要保证开关频率fs的范围fs,min～fs,max不会越过随负载变化的并联谐振峰(例如，上谐振峰PB等)，还需要保证开关频率不会超过由Lp、Cp确定的谐振频率fr2。为实现这两个目标，控制电路要结合桥臂电压vAB(两桥臂之间的电压差)和谐振腔输入电流(也可称之为逆变桥的输出电流)iLs的相位关系，来产生PFM调制脉冲，以避免越过并联谐振峰；与此同时，还需要结合调节器输出的限幅值，来限制最高开关频率，避免越过fr2处的下谐振峰PC。
图10中增益曲线的进一步展开图如图11所示，从图中可以看出，在fr2处的下谐振峰附近，谐振腔增益随频率的变化是较为平坦的，从而可以通过限制最高开关频率来避免越过fr2处的下谐振峰。
在图10中，所有增益曲线的上谐振峰定义了该谐振回路的容性阻抗与感性阻抗之间的分界，其中这些上谐振峰左侧为容性区，而右侧则为感性区。通常希望将该谐振回路维持在感性区而不希望其进入容性区。这是因为只有在感性区中才能达成零电压开关(ZVS)，并且在容性区工作意味着谐振腔输入电流iLs相位领先于桥臂中点电压vAB(即，图中A点与B点之间的电压)的相位，这会导致有反向恢复损耗和噪声，并且可能引起高电流尖峰以及甚至器件故障。
本公开的一个示例性实施例通过保证桥臂电压vAB的相位超前于逆变器的输出电流iLs的相位来将该LCLC谐振回路维持在感性区。这可以通过采用过零检测和/或锁相环等机制来实现。例如，图9中下方示出了采用过零检测机制的方案。
图12示出根据本公开一方面的LCLC串并联谐振电路主要控制信号波形。具体而言，图12中示出了vphase、vtri、vmod以及vg1–vg4的波形。如结合图9参考图12所可见，谐振腔电流iLs通过过零比较模块并经过相位延迟模块，藉由相位比较模块与通过过零比较模块的桥臂电压vAB进行相位比较，从而产生相位信号vphase，该相位信号vphase可以是谐振腔电流iLs(第一桥臂输出电流)与桥臂电压vAB的相位差，或者是桥臂电压vAB的相位超前谐振腔电流iLs时的响应信号。根据一示例性实施例，相位延迟量是可以配置的，其大小可以由所需的安全裕度来决定，以避免越过谐振频率随负载变化的上谐振峰。该相位信号vphase被输入到载波生成模块中，经过积分运算或者计数运算从而生成vtri信号。另一方面，控制器将副边的参考电压kV_ref与X射线管的反馈电压kV_fb作比较，并将其差输入调节器模块。结果所得的调制信号vmod在被限幅模块限幅后与vtri一起输入到PFM调制模块中。在PFM调制模块中，将vtri与vmod作比较从而生成驱动信号vg1–vg4。在一个示例性而非限定性的实施例中，当vtri在上升沿与vmod相交时，上述驱动信号vg1–vg4的极性反转，其中vg1可与vg2逻辑相反，vg3可与vg4逻辑相反。这些驱动信号vg1–vg4分别用于驱动四个开关管Q1–4。通过改变驱动四个开关管Q1–4的驱动信号vg1–vg4的频率fs(即，软开关)，便可控制整个高压发生器的输出电压。通过以上控制逻辑的有机组合，可以确保变换器在串并联谐振峰和下谐振峰之间的窄频率范围内工作，从而提高IGBT的可靠性。
图13、14分别给出了LCLC串并联谐振电路在本发明提出的控制方式下的重载和轻载时的主要波形。例如，根据一示例，图13中对应的输出为140kV/350mA，IGBT的工作频率为48kHz。如从图中可以看出，谐振腔电流iLs明显滞后于桥臂电压vAB。这表明变换器工作在谐振峰右侧的感性区。而且Q1管开通前电流iQ1为负，电流经Q1的反并联二极管续流，从而可以实现Q1管的零电压开通(ZVS)。根据另一示例，图14中对应的输出为140kV/10mA，IGBT的工作频率为87kHz。如从图中可以看出，谐振腔电流iLs也明显滞后于桥臂电压vAB。这表明变换器是工作在谐振峰右侧的感性区。而且Q1管开通前电流iQ1也为负，电流经Q1的反并联二极管续流，从而可以实现Q1管的零电压开通。因此，本发明提出的控制方式可以保证无论在重载还是轻载，都可以实现开关管的零电压开通和窄频率范围工作，保证开关管的可靠性和低开关损耗。
图15、16给出了LCLC串并联谐振电路在本发明提出的控制方式下的负载切换时的主要波形。具体而言，图15示出了LCLC串并联谐振电路重载切轻载时的主要波形，而图16示出了LCLC串并联谐振电路轻载切重载主要波形。在一示例中，图15中对应的输出从140kV/350mA切换为140kV/10mA，IGBT的工作频率也快速从48kHz切换到87kHz，没有越过fr2处的下谐振峰。在另一示例中，图16中对应的输出从140kV/10mA切换为140kV/350mA，IGBT的工作频率也快速从87kHz切换到48kHz，没有越过随负载变化的串并联谐振峰(例如，图11中的B、F、G等)。
综合图13-16可以确定，该控制方式可以确保LCLC串并联谐振变换器在宽负载范围下，工作在较窄的开关频率范围内，同时保证变换器的可控性和开关管的零电压开通。
实施例二
图17示出本申请实施例二的X射线管高压发生器的电路结构示意图。该X射线管高压发生器包括逆变桥、谐振电路、变压器、倍压整流电路以及控制电路。与如图9所示的实施例一的不同在于，谐振腔93可包括第一谐振支路931和第二谐振支路932，第一谐振支路931的输入端与第一桥臂91的输出端(桥臂中点A)连接，第一谐振支路931串联耦合在逆变器和变压器之间，第二谐振支路并联耦合在变压器两端。更进一步地，第一谐振支路931的输出端(A点)与变压器(原边绕组)的输入端连接，变压器(原边绕组)的输出端连接第二谐振支路932的输出端(桥臂中点B)。第二谐振支路932与变压器副边绕组并联耦合，通过如上设置可以减小LC支路的过流要求。
实施例三
图17示出本申请实施例二的X射线管高压发生器的电路结构示意图。该X射线管高压发生器包括逆变桥、谐振电路、变压器、倍压整流电路以及控制电路。与如图9所示的实施例一的不同在于，第一谐振支路931仅包括串联谐振电容Cs。当然，第二谐振支路932可并联耦合在变压器原边绕组或副边绕组两端。通过上述设置可以在宽输入宽输出要求下实现高频窄区间的开关范围。
实施例四
图17示出本申请实施例二的X射线管高压发生器的电路结构示意图。该X射线管高压发生器包括逆变桥、谐振电路、变压器、倍压整流电路以及控制电路。与如图9所示的实施例一的不同在于，本实施例的第二控制支路962同时包括电压控制外环和电流控制内环。示例性地，第二控制支路962可分别从负载端获取电压反馈信号，从逆变器输出端获取电流反馈信号，根据电流反馈信号和电压反馈信号产生第二控制信号。
第一加法器9621的输入端输入与X射线高压发生器的输出电压关联的电压反馈信号和参考电压，计算电压反馈信号与参考电压的差值；调节器1为电压调节器，用于接收该电压差值，并对该电压差值进行比例积分以输出一部分调制电压；
第二加法器9622的一个输入端连接调节器1的输出端，接收高压发生器的负载电流；第二加法器9622的另一个输入端连接来自高压发生器谐振腔或阳极逆变桥的反馈电流iLS，反馈电流iLS可以经过整流单元9623整流后，乘以比例系数K得到。第二加法器9622计算负载电流与第一反馈电流iLS的差值；调节器2为电流调节器，用于对该差值进行比例积分运算，输出另一部分调制电压。两部分调制电压共同作用于PWM调制器，以产生第二控制信号。本实施例采用了电压电流双闭环控制，不影响模式切换过程，可以改善逆变电路的控制特性。
图20示出根据本公开一方面的控制高压发生器的方法2000。根据一示例性实施例，该高压发生器可包括逆变器，例如逆变桥，该逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，且所述第一桥臂或第二桥臂包括至少两个串联分布的开关管。该高压发生器还可包括第一谐振支路，所述第一谐振支路串联耦合在所述第一桥臂的输出端；变压器，所述变压器串联耦合在所述第一谐振支路的输出端和所述第二桥臂的输出端之间；第二谐振支路，并联耦合在所述变压器的两端；整流电路，与所述变压器的输出端连接，用于向所述X射线产生装置提供输出电压。进一步地，第一谐振支路可决定开关管的第一开关频率，第二谐振支路可决定开关管的第二开关频率，通过控制驱动信号可使开关管工作在第一开关频率和第二开关频率之间。如本领域普通技术人员所可领会，这只是高压发生器的示例性实施例，并且该方法可以适用于根据上文描述的各种实施例的高压发生器或其变体。根据一示例性实施例，该控制方法可包括控制该逆变器(例如，该逆变桥)的输出电压与该逆变器(例如，该逆变桥)的输出电流的相位关系来控制所述逆变桥的所述开关管的驱动信号的频率(2010)。该方法可循环进行。
根据本公开的电路及其控制方式，由于于负载并联的谐振峰处增益过渡较为平滑，通过简单的限频电路即可保证变换器不会越过并联支路的谐振峰。当负载较重时，通过控制桥臂电压vAB与谐振腔输入电流iLs之间的相位关系来间接控制开关频率，以实现重载输出，同时保证不会越过串并联谐振峰。此时，变换器始终工作在感性区，可以保证开关管的零电压开通，通过在开关管两端并联电容，又可以大幅减小关断损耗。因此，本发明可以保证即使在宽输入宽输出条件下，仍可以通过PFM调制来控制输出电压，保证开关管工作在较高但却较窄的频率区间，同时实现开关管的软开关，从而提高IGBT工作的可靠性和高压发生器的功率密度。
本领域普通技术人员应理解，本公开的有益效果并非由任何单个实施例来全部实现。各种组合、修改和替换均为本领域普通技术人员在本公开的基础上所明了。
此外，术语“或”旨在表示包含性“或”而非排他性“或”。即，除非另外指明或从上下文能清楚地看出，否则短语“X”采用“A”或“B”旨在表示任何自然的可兼排列。即，短语“X”采用“A”或“B”藉由以下实例中任何实例得到满足：X采用A；X采用B；或X采用A和B两者。属于“连接”与“耦合”可表示相同含义，表示两器件的电气连接。“逆变器”与“变换器”可都表示有逆变桥组成的电路或者电气组件。“谐振腔输入电流”可用“第一桥臂输出电流”、“逆变器输出电流”表示。另外，本申请和所附权利要求书中所用的冠词“一”和“某”一般应当被理解成表示“一个或多个”，除非另外声明或者可从上下文中清楚看出是指单数形式。
各个方面或特征将以可包括数个设备、组件、模块、及类似物的系统的形式来呈现。应理解和领会，各种系统可包括附加设备、组件、模块等，和/或可以并不包括结合附图所讨论的全部设备、组件、模块等。也可以使用这些办法的组合。
结合本文所公开的实施例描述的各种说明性逻辑、逻辑块、模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文所描述功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协同的一个或多个微处理器、或任何其它此类配置。此外，至少一个处理器可包括可作用于执行以上描述的一个或多个步骤和/或动作的一个或多个模块。例如，以上结合各个方法描述的实施例可以通过处理器和耦合到处理器的存储器来实现，其中该处理器可被配置成执行前述任何方法的任何步骤或其任何组合。
此外，结合本文中所公开的方面描述的方法或算法的步骤和/或动作可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。例如，以上结合各个方法描述的实施例可以通过存储有计算机程序代码的计算机可读介质来实现，其中该计算机程序代码在由处理器/计算机执行时执行前述任何方法的任何步骤或其任何组合。
本公开中通篇描述的各种方面的要素为本领域普通技术人员当前或今后所知的所有结构上和功能上的等效方案通过引述被明确纳入于此，且意在被权利要求书所涵盖。此外，本文所公开的任何内容都并非旨在贡献给公众——无论这样的公开是否在权利要求书中被显式地叙述。

Claims (7)

1.一种高压发生器，能用于连接X射线产生装置，所述高压发生器包括：
逆变桥，所述逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，且所述第一桥臂或第二桥臂包括至少两个串联分布的开关管；
第一谐振支路，所述第一谐振支路的输入端与所述第一桥臂的输出端耦合，所述第一谐振支路引入上谐振峰；
变压器，所述变压器的原边的一端与所述第一谐振支路的输出端耦合，并且所述变压器的原边的另一端与所述第二桥臂耦合；
第二谐振支路，并联耦合在所述变压器的原边或副边的两端，并且所述第二谐振支路的输入端与所述变压器的原边或副边的一端耦合，所述第二谐振支路的输出端 与所述变压器的原边或副边的另一端耦合，且所述第二谐振支路包括 串联连接的电容和电感器，所述第二谐振支路引入下谐振峰，其中所述开关管的开关频率被配置成确保所述高压发生器在所述上谐振峰与所述下谐振峰之间的窄频率范围内工作；以及
整流电路，与所述变压器连接，用于向所述X射线产生装置提供输出电压，其中
所述高压发生器还包括控制电路，所述控制电路包括第一控制支路、第二控制支路和调制器，且所述第一控制支路、第二控制支路均连接到所述调制器；
所述第一控制支路用于获取所述逆变桥的输出电流、所述逆变桥的桥臂电压，且根据所述逆变桥的输出电流和桥臂电压产生第一控制信号；
所述第二控制支路用于从整流电路或X射线产生装置获取电压反馈信号，且根据所述电压反馈信号产生第二控制信号，其中
所述第一控制支路包括：
第一过零比较器，所述第一过零比较器的输入端与所述第一桥臂的输出端连接；
第二过零比较器，所述第二过零比较器的输入端与所述逆变桥的输出端连接；
相位延时器，与所述第一过零比较器串联耦合；
相位比较器，所述相位延时器的输出端、所述第二过零比较器的输出端与所述相位比较器的输入端连接；以及
载波生成器，所述载波生成器的输入端与所述相位比较器输出端连接，所述载波生成器的输出端与所述调制器输入端连接。
2.如权利要求1所述的高压发生器，其特征在于，所述第一谐振支路包括电容或/和电感器组成的串联谐振支路。
3.如权利要求1所述的高压发生器，其特征在于，所述开关管为IGBT晶体管。
4.如权利要求3所述的高压发生器，其特征在于，所述第二控制支路包括：
加法器，所述整流电路输出端或所述X射线产生装置输出端连接所述加法器输入端；
调节器，与所述加法器输出端连接；
限幅器，所述限幅器输入端与所述调节器输出端连接，所述限幅器输出端与所述调制器输入端连接。
5.一种高压发生器的控制方法，所述高压发生器包括：
逆变桥，包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂并联连接，且所述第一桥臂或第二桥臂包括两个或两个以上的串联分布的开关管；
第一谐振支路，所述第一谐振支路的输入端 与所述第一桥臂的输出端 耦合，所述第一谐振支路引入上谐振峰；
变压器，包括原边绕组和副边绕组，所述变压器的原边的一端与所述第一谐振支路的输出端耦合，并且所述变压器的原边的另一端与所述第二桥臂耦合；
第二谐振支路，并联耦合于所述变压器的原边绕组或副边绕组，并且所述第二谐振支路的输入端与所述变压器的原边或副边的一端耦合，所述第二谐振支路的输出端 与所述变压器的原边或副边的另一端耦合，且所述第二谐振支路包括串联连接的电容和电感器，所述第二谐振支路引入下谐振峰，其中所述开关管的开关频率被配置成确保所述高压发生器在所述上谐振峰与所述下谐振峰之间的窄频率范围内工作；
整流电路，与所述变压器的副边绕组连接，用于向X射线产生装置提供输出电压，其中
所述高压发生器还包括控制电路，所述控制电路包括第一控制支路、第二控制支路和调制器，且所述第一控制支路、第二控制支路均连接到所述调制器；
所述第一控制支路用于获取所述逆变桥的输出电流、所述逆变桥的桥臂电压，且根据所述逆变桥的输出电流和桥臂电压产生第一控制信号；
所述第二控制支路用于从整流电路或X射线产生装置获取电压反馈信号，且根据所述电压反馈信号产生第二控制信号，其中
所述第一控制支路包括：
第一过零比较器，所述第一过零比较器的输入端与所述第一桥臂的输出端连接；
第二过零比较器，所述第二过零比较器的输入端与所述逆变桥的输出端连接；
相位延时器，与所述第一过零比较器串联耦合；
相位比较器，所述相位延时器的输出端、所述第二过零比较器的输出端与所述相位比较器的输入端连接；以及
载波生成器，所述载波生成器的输入端与所述相位比较器输出端连接，所述载波生成器的输出端与所述调制器输入端连接；
所述控制方法包括通过所述控制电路中的所述调制器产生所述开关管的驱动信号：
控制所述逆变桥的桥臂电压与所述逆变桥的输出电流的相位关系，以控制所述逆变桥的所述开关管的驱动信号的频率。
6.如权利要求5所述的高压发生器的控制方法，其特征在于，所述控制所述逆变桥的桥臂电压与所述逆变桥的输出电流的相位关系，以控制所述逆变桥的所述开关管的驱动信号的频率包括：
获取所述逆变桥的输出电流、所述逆变桥的桥臂电压；
根据所述桥臂电压和输出电流产生相位信号，根据所述相位信号产生第一控制信号；
获取整流电路的输出电压，并基于整流电路的输出电压产生第二控制信号；以及
根据所述第一控制信号和第二控制信号产生开关管的驱动信号，以驱动所述开关管工作。
7.如权利要求5所述的高压发生器的控制方法，其特征在于，所述逆变桥的桥臂电压的相位超前所述逆变桥的输出电流的相位。
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