CN113315396B - 一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明为一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法。一种高频高压脉冲充放电电源系统，包括：低压逆变部分、高压整流部分和系统控制部分；所述的低压逆变部分用于输出高频率的交流电压与电流；所述的高压整流部分用于输出高压；所述的控制系统用于完成采样、发波、通信；所述的高压整流部分通过分压器测定输出电压的数据，将数据输送至控制系统进行供电采样。本发明还公开了一种高频高压脉冲充放电电源系统的控制方法。本发明所述的一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法，在不增加外围电路的基础上，降低了实现60kHz等级的谐振逆变器的驱动控制的难度，完成开关管的零电流开通和零电流关断。
Description
技术领域
本发明属于特种电源技术领域，具体涉及一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法。
背景技术
脉冲电源技术是将能量存储起来，再通过快速压缩、转换，以单次脉冲或重复频率的脉冲方式有效释放给负载的一种技术。经过几十年的发展，脉冲功率技术已经成熟，其不仅在在国防研究领域有非常重要的应用，而且在能源、环保、材料等工业领域也拥有广泛的应用前景。其种类主要包括：工频高压脉冲电源、硬开关式高频高压脉冲电源、谐振软开关式高频高压脉冲电源三种。其中，工频高压脉冲电源因变压器体积大、造成系统整体较为笨重，但是随着开关器件频率的提升，应用也变得日渐减小，甚至很多场合中不在使用。
随着开关器件频率的提升，出现了硬开关式高频高压脉冲电源。由于频率的提升，变压器体积得到有效的降低。但是由于器件的硬开通和硬关断，造成开关管开关损耗很大，使器件的使用寿命变短，且系统整体效率下降，当功率等级变大之后，硬开关电路的使用也受到很大的限制。
谐振软开关式高频高压脉冲电源，实现了开关管开通与关断时刻的软开关，使电源损耗大大减小，整个电源效率整体得到有效提升。同时开关管上承受的电压与电流为正弦波，比硬开关电路相比较可以很好地减小电压电流突变造成的影响，使开关管工作更加稳定可靠。谐振软开关式高频高压脉冲电源也分为如下几种：串联谐振变换电路、并联谐振电路以及串并联谐振变换器。其中，串联谐振电路不允许系统空载运行，但是他们有效防止逆变器中的直流分量导致变压器饱和，这点是并联谐振实现不了的。串并联谐振电路结合了两者的优点，但是也会额外增加无源器件。
目前国内外脉冲电源一般均是采用PWM(pulse width modulation)调节方式，所谓的PWM调节方式就是保持控制脉冲信号的周期不变，通过控制信号脉冲的占空比来实现输出的控制。但是对于全桥LC逆变电路，通常采用上下管互补导通的方式进行控制，同时设计死区模块防止上下管直通。
有鉴于此，本发明提出一种新的高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法，结合传统成熟的PWM技术，在不增加外围电路的基础上，设计了一种新型的PWM发生方法，降低了实现60kHz等级的谐振逆变器的驱动控制的难度，完成开关管的零电流开通和零电流关断。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高频高压脉冲充放电电源系统，是一种容量较大、逆变频率高的系统。
为了实现上述目的，所采用的技术方案为：
一种高频高压脉冲充放电电源系统，所述的高频高压脉冲充放电电源系统包括：低压逆变部分、高压整流部分和系统控制部分；
所述的低压逆变部分包括：输入滤波与短路保护电路、功率单元封装部分、单相谐振逆变电路，用于输出高频率的交流电压与电流；
所述的高压整流部分包括：高变比的隔离高频变压器、倍压整流电路，用于输出高压；
所述的控制系统包括：驱动系统、主控制器和上位机调试系统，用于完成采样、发波、通信；
所述的高压整流部分通过分压器测定输出电压的数据，将数据输送至控制系统进行供电采样。
进一步地，所述的隔离高频变压器将单相逆变器输出电压进行放大后，再经过变压器电流减小输送至倍压整流单元；
所述的倍压整流单元采用四倍压整流电路。
进一步地，所述的单相谐振逆变电路用于完成DC-AC转换。
进一步地，所述的主控制器采用5KW数控高频电源主机系统，通过串口通信，选择光纤传输的方式连接上位机调试系统，进行通讯，实现实时的运行状态检测以及控制命令的下达；
所述的主控制器通过光纤传导，连通驱动系统，实现驱动单元与功率部分之间的电气隔离。
再进一步地，所述的驱动系统用于进行PWM驱动信号的传输。
再进一步地，所述的主控制器包括：供电采样通信接口电路、辅助电路、电/光转换接口、串口通信单元、A/D、DPS控制器单元、PWM外设单元、I/O外设单元。
本发明的另一个目的在于提供上述高频高压脉冲充放电电源系统的控制方法，是一种新型的PWM驱动方法，实现了系统开关管的软开关，且通过谐振变换之后，输出电压电流波形不再是传统的方波，而是类似于正弦波，这将很大程度上减小了开关管开通与关断过程中电压电流突变造成的冲击，有效提升了系统的稳定性，且减小了开关损耗。
为了实现上述目的，所采用的技术方案为：
上述的高频高压脉冲充放电电源系统的控制方法，
所述的单相谐振逆变电路中选择谐振电感与谐振电容的式子为：
其中，f为谐振频率，所述的单相谐振逆变电路的输出电压电流频率为60kHz时，Lh1＝Lh2＝1.9uH，Ch1＝Ch2＝3.3uF。
进一步地，所述的DPS控制器单元中设置两个相位相差1/2周期的锯齿波uc1，uc2，在周期开始时刻，所述的uc1，uc2对应的计数器分别从0和DSP周期寄存器的最大值的1/2处开始计数，或者是通过配置DSP时基相位寄存器实现载波相差1/2周期；
确定周期寄存器的周期的式子如下所示，
TxPR1(2)＝2/fs+2Td
式中，TxPR1(2)为周期寄存器的周期值，其由输出电压电流频率fs与死区时间Td共同决定。
进一步地，所述的功率单元封装部分设置有4个开关管，分别为S1、S2、S3、S4，通道1对应开关管S1、S4，通道2对应开关管S2、S3。
再进一步地，DSP动作模块设置如下：计数器的值小于比较器的值时输出高电平，反之为低电平。其中比较器的比较值如下所示，式中CMPR1(2)为比较器的值，其由输出频率fs决定。
CMPR1(2)＝1/(2fs)
当所述的通道1输出为高电平，此时在功率单元封装部分中的S1、S4导通。开关管S2、S3则完全关断；
当所述的通道2输出为高电平，此时此时在功率单元封装部分中的S2、S3导通，开关管S1、S4则完全关断。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
对于输出频率固定的谐振逆变器而言，以这种方式输出PWM可以更好的控制谐振电流波形，同时由于发波方式的独特性，并不用单独配置死区时间，只要合理设计式(2)、式(3)就可以实现输出PWM自带死区时间，并不需单独设计。
除上述发波方式的优越性外，本系统PWM传输过程采用光纤传导，实现了主控与驱动之间完成的电气隔离，不易受到外界干扰。在主电路中采用LC谐振电路，只要当逆变电路以一定的频率输出脉冲信号，便可以得到完美的谐振电流。同时主电路拓扑结构简单，易于搭建、可行性很高。
附图说明
图1是高频高压脉冲充放电电源系统整体系统框图；
图2单相谐振逆变电路驱动波形图；
图3单相逆变器输出电流波形图；
图4驱动信号产生原理示意图。
具体实施方式
为了进一步阐述本发明一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法，达到预期发明目的，以下结合较佳实施例，对依据本发明提出的一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法，其具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。在下述说明中，不同的“一实施例”或“实施例”指的不一定是同一实施例。此外，一或多个实施例中的特定特征、结构或特点可由任何合适形式组合。
下面将结合具体的实施例，对本发明一种高频高压脉冲充放电电源系统及其控制方法做进一步的详细介绍：
在要求容量大、逆变频率高的系统，考虑到IGBT的开关频率，通过谐振电路来完成此项工作的方式已经越来越多。针对在实际工程中对高频谐振逆变电路设计一种合理并且简单的驱动方案也变得尤为重要。本发明设计了一款高频高压脉冲充放电电源系统。
通过谐振逆变器作为DC-AC变换器拓扑，得到频率较高的输出电压与电流波形，然后通过高频高变比隔离变压器以及倍压整流电路实现高输出电压的要求。同时在以DSPXE164控制平台中，设计了一款新型的PWM发波方式，完成了通过调节定时器周期便可以实现自动死区，且在整个逆变过程中，开关管导通时间精确，并不会造成过多的损耗，且能通过简单计算就可以实现输出电压与电流的控制。
本发明的技术方案为：
一种高频高压脉冲充放电电源系统，所述的高频高压脉冲充放电电源系统包括：低压逆变部分、高压整流部分和系统控制部分；
所述的低压逆变部分包括：输入滤波与短路保护电路、功率单元封装部分、单相谐振逆变电路，用于输出高频率的交流电压与电流；
所述的高压整流部分包括：高变比的隔离高频变压器、倍压整流电路，用于输出高压；
所述的控制系统包括：驱动系统、主控制器和上位机调试系统，用于完成采样、发波、通信；
所述的高压整流部分通过分压器测定输出电压的数据，将数据输送至控制系统进行供电采样。
优选地，所述的隔离高频变压器将单相逆变器输出电压进行放大后，再经过变压器电流减小输送至倍压整流单元；所述的倍压整流单元采用四倍压整流电路。
优选地，所述的单相谐振逆变电路用于完成DC-AC转换。
优选地，所述的主控制器采用5KW数控高频电源主机系统，通过串口通信，选择光纤传输的方式连接上位机调试系统，进行通讯，实现实时的运行状态检测以及控制命令的下达；
所述的主控制器通过光纤传导，连通驱动系统，实现驱动单元与功率部分之间的电气隔离。
进一步优选地，所述的驱动系统用于进行PWM驱动信号的传输。
进一步优选地，所述的主控制器包括：供电采样通信接口电路、辅助电路、电/光转换接口、串口通信单元、A/D、DPS控制器单元、PWM外设单元、I/O外设单元。
上述的高频高压脉冲充放电电源系统的控制方法，
所述的单相谐振逆变电路中选择谐振电感与谐振电容的式子为：
其中，f为谐振频率，所述的单相谐振逆变电路的输出电压电流频率为60kHz时，Lh1＝Lh2＝1.9uH，Ch1＝Ch2＝3.3uF。
进一步地，所述的DPS控制器单元中设置两个相位相差1/2周期的锯齿波uc1，uc2，在周期开始时刻，所述的uc1，uc2对应的计数器分别从0和DSP周期寄存器的最大值的1/2处开始计数，或者是通过配置DSP时基相位寄存器实现载波相差1/2周期；
确定周期寄存器的周期的式子如下所示，
TxPR1(2)＝2/fs+2Td
式中，TxPR1(2)为周期寄存器的周期值，其由输出电压电流频率fs与死区时间Td共同决定。
优选地，所述的功率单元封装部分设置有4个开关管，分别为S1、S2、S3、S4，通道1对应开关管S1、S4，通道2对应开关管S2、S3。
进一步优选地，DSP动作模块设置如下：计数器的值小于比较器的值时输出高电平，反之为低电平。其中比较器的比较值如下式所示，式中CMPR1(2)为比较器的值，其由输出频率fs决定。
CMPR1(2)＝1/(2fs)
当所述的通道1输出为高电平，此时在功率单元封装部分中的S1、S4导通。开关管S2、S3则完全关断；
当所述的通道2输出为高电平，此时此时在功率单元封装部分中的S2、S3导通，开关管S1、S4则完全关断。
实施例1.
本设计系统如图1所示，其主要包含低压逆变部分、高压整流部分以及系统控制部分。低压逆变部分主要由输入滤波与短路保护故障、单相谐振逆变电路组成，输入滤波和保护电路保证系统输入的稳定性以及安全性，单相LC谐振逆变单元，完成DC-AC转换，且输出电压电流频率为60kHz，由此通过式(1)选择谐振电感与谐振电容的值为：Lh1＝Lh2＝1.9uH，Ch1＝Ch2＝3.3uF。
式中，f为谐振频率。高压整流部分主要由高变比的隔离高频变压器以及四倍压整流电路组成，变压器主要将单相逆变器输出电压与电流进行放大，然后输送至倍压整流单元，倍压整流单元采用四倍压整流电路，在实验过程中，为了考虑高压部分的绝缘及散热，将变压器以及倍压整流电路都浸泡在变压器油中，起到了更好的绝缘、散热以及消弧的作用。系统控制部分主要完成完成采样、发波、通信等功能，
主控制器采用英飞凌的XE164，并通过串口通信且选择光纤传输的方式连接上位机，进行通讯，实现实时的运行状态检测以及控制命令的下达。为实现驱动单元与功率部分之间的电气隔离，通过光纤进行PWM驱动信号的传输。
单相LC谐振逆变电路各开关管驱动信号如图2所示，在图2所示的驱动信号作用下，得到图3所示的输出波形。从图2、3中可以看出，开关管S1、S4的驱动波形相同，S2、S3的驱动波形相同。在一个驱动周期Ts中，首先开关管S1、S4开通，且当输出电流与电压出现过零点时，即导通时间为Lh1、Ch1谐振周期的1/2，开关管关断，剩下1/2周期通过续流二极管D1、D4形成电流流通路径。为此设计了如图4所示的发波方法：
首先在DSP控制器中设置两个相位相差1/2周期的锯齿波uc1，uc2，其波形如图4所示，要完成此操作，在周期开始时刻uc1，uc2对应的计数器分别从0和DSP周期寄存器的最大值的1/2处开始计数，或者是通过配置DSP时基相位寄存器实现载波相差1/2周期。通过式(2)确定周期寄存器的周期，式(2)中TxPR1(2)为周期寄存器的周期值，其由输出电压电流频率fs与死去时间Td共同决定。
TxPR1(2)＝2/fs+2Td (2)
DSP动作模块设置如下：计数器的值小于比较器的值时输出高电平，反之为低电平。其中比较器的比较值如式(3)所示，式(3)中CMPR1(2)为比较器的值，其由输出频率fs决定。
CMPR1(2)＝1/(2fs) (3)
当通道1输出为高电平，此时在IGBT功率单元模块中的1、4管导通。通道2所对应的开关管2、3则完全关断，由于在确定PWM载波周期时考虑了死区时间，所以不需要单独配置死区模块来改变死区时间，这样就可以更简单的实现PWM设计。当通道2输出为高电平，此时IGBT功率单元模块中的2、3管导通。通道1所对应的开关管1、4则完全关断。
实施例2.
步骤1：选择20uH与两个100uF的电容，构成LC滤波电路，保证为后级逆变电路提供稳定的直流电，且串联熔断器，保证系统的安全性。
步骤2：确定单相谐振逆变电路输出频率为60kHz，通过式(1)选取合理的谐振电容和谐振电感，本设计中选取3.3uF的谐振电容与1.9uH的谐振电感。
步骤3：通过式(2)确定定时器输出频率，且设计相位寄存器，使得定时器1与定时器2所对应的载波信号uc1、uc2互差1/2定时器周期，由此产生输出载波。通过式(3)确定比较值，通过载波与比较器中的比较值进行比较产生如图(2)所示的驱动信号。
步骤4：通过光纤传输将步骤3中输出的PWM信号传输至驱动单元，驱动单元将光纤传输过来的光信号转换为电信号，然后将驱动信号进行放大后作用到开关管S1、S2、S3、S4的栅极，完成DC-AC的转换。
步骤5：将步骤4所输出的交流电压与电流接入到高频高变比隔离变压器的原边，然后将变压器输出电压接入至四倍压整流电路中，提高输出电压。
步骤6：通过电阻分压方式检测高压输出的电压值，在没有到达给定值之前，逆变器继续工作，为输出直流母线电容不断提供能能量，使输出电压不断提高，等检测到输出电压到达给定值之后，禁止控制器发波，然后为负载进行放电。
步骤7：为防止谐振电感、单相逆变的开关管温度过高，通过风冷方式进行针对性的降温。
步骤8：通过上位机系统，实时监测各物理量以及运行状态，并为DSP控制器下发运行、停止、以及实时的各控制参数等关键信息。
本发明设计的高频高压脉冲充放电电源系统，首先通过单相LC高频谐振逆变器，输出高频率的交流电压与电流，然后通过高变比的隔离高频变压器以及倍压整流电路实现输出高压的功能。且为了简单有效的实现系统功能且保证开关管软开关，设计了一种新型的PWM驱动方法，实现了系统开关管的软开关，且通过谐振变换之后，输出电压电流波形不再是传统的方波，而是类似于正弦波，这将很大程度上减小了开关管开通与关断过程中电压电流突变造成的冲击，有效提升了系统的稳定性，且减小了开关损耗。
以上所述，仅是本发明实施例的较佳实施例而已，并非对本发明实施例作任何形式上的限制，依据本发明实施例的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明实施例技术方案的范围内。
Claims (5)
1.一种高频高压脉冲充放电电源系统，其特征在于，所述的高频高压脉冲充放电电源系统包括：低压逆变部分、高压整流部分和系统控制部分；
所述的低压逆变部分包括：输入滤波与短路保护电路、功率单元封装部分、双电感、双电容的单相谐振逆变电路，用于输出高频率的交流电压与电流；
所述的高压整流部分包括：高变比的隔离高频变压器、四倍压整流电路，用于输出高压；
所述的系统控制部分包括：驱动系统、主控制器和上位机调试系统，用于完成采样、发波、通信；
所述的高压整流部分通过分压器测定输出电压的数据，将数据输送至控制系统进行供电采样;
所述的主控制器包括：供电采样通信接口电路、辅助电路、电/光转换接口、串口通信单元、A/D、DSP控制器单元、PWM外设单元、I/O外设单元;
所述的单相谐振逆变电路中选择谐振电感与谐振电容的式子为：
其中，f为谐振频率，所述的单相谐振逆变电路的输出电压电流频率为60kHz时，L h1=L h2=1.9uH，C h1=C h2=3.3uF；
所述的DSP控制器单元中设置两个相位相差1/2周期的锯齿波uc1，uc2，在周期开始时刻，所述的uc1，uc2对应的计数器分别从0和DSP周期寄存器的最大值的1/2处开始计数，或者是通过配置DSP时基相位寄存器实现载波相差1/2周期；
确定周期寄存器的周期的式子如下所示，
TxPR1(2)=2/fs+2Td
式中，TxPR1(2)为周期寄存器的周期值，其由输出电压电流频率fs与死区时间Td共同决定;
所述的功率单元封装部分设置有4个开关管，分别为S1、S2、S3、S4，通道1对应开关管S1、S4，通道2对应开关管S2、S3；
所述的DSP动作模块设置如下：计数器的值小于比较器的值时输出高电平，反之为低电平；其中比较器的比较值如下所示，式中CM PR1(2)为比较器的值，其由输出频率fs决定；
CM PR1(2)=1/(2f s)
当所述的通道1输出为高电平，此时在功率单元封装部分中的S1、S4导通，开关管S2、S3则完全关断；
当所述的通道2输出为高电平，此时在功率单元封装部分中的S2、S3导通，开关管S1、S4则完全关断。
2.根据权利要求1所述的高频高压脉冲充放电电源系统，其特征在于，
所述的隔离高频变压器将单相逆变器输出电压进行放大后，再经过变压器电流减小输送至倍压整流单元。
3.根据权利要求1所述的高频高压脉冲充放电电源系统，其特征在于，
所述的单相谐振逆变电路用于完成DC-AC转换。
4.根据权利要求1所述的高频高压脉冲充放电电源系统，其特征在于，
所述的主控制器采用5KW数控高频电源主机系统，通过串口通信，选择光纤传输的方式连接上位机调试系统，进行通讯，实现实时的运行状态检测以及控制命令的下达；
所述的主控制器通过光纤传导，连通驱动系统，实现驱动单元与功率部分之间的电气隔离。
5.根据权利要求4所述的高频高压脉冲充放电电源系统，其特征在于，
所述的驱动系统用于进行PWM驱动信号的传输。
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