发明内容
发明目的
本发明的目的是提出一种适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于载波层叠的倍频调制方法,一方面解决传统混合调制策略固有的功率倒灌问题,另一方面提高高压单元输出电压的等效频率,在该单元开关频率较低的情况下保证逆变器输出电压具有良好的谐波特性,从而提高该多电平逆变器的实用性。
技术方案
本发明的技术方案如下:
(1)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分。逻辑脉冲发生电路由基准正弦信号(vref)、绝对值运算电路(Abs)、三角载波信号(vtra、vtrc)、载波信号(vtrb1、vtrb2)和五个比较器(T1~T5)组成。驱动逻辑运算电路由七个双输入与门(Y1~Y7)、六个双输入或门(Z1~Z6)和八个非门(X1~X8)组成。其中三角载波信号vtrc的峰峰值为E,位于零参考线之上,并且介于电平0和电平E之间,三角载波信号vtra的峰峰值为E,位于零参考线之上,并且介于电平2E和电平3E之间,两者相位相同,频率均为fc1。载波信号vtrb1和载波信号vtrb2的峰峰值为E,位于零参考线之上,并且介于电平E和电平2E之间,两者波形相同,频率均为fc2,相位上相差180°,且其波形特征是:在半个载波周期内为普通的三角波,在另外半个载波周期内为恒值E。同时,频率fc1和fc2有如下关系:fc1>fc2。
(2)在逻辑脉冲发生电路中:基准正弦信号vref接入绝对值运算电路Abs的输入端,绝对值运算电路Abs的输出端为调制信号vm。调制信号vm分别接入比较器T1~T4的正相输入端,三角载波信号vtra接入比较器T1的反相输入端,载波信号vtrb1接入比较器T2的反相输入端,载波信号vtrb2接入比较器T3的反相输入端,三角载波信号vtrc接入比较器T4的反相输入端。基准正弦信号vref接入比较器T5的正相输入端,比较器T5的反相输入端接零参考电位。
(3)在驱动逻辑运算电路中:比较器T5输出的极性脉冲信号D作为开关管Q11的驱动信号,比较器T5输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号;比较器T2输出的逻辑脉冲信号B1接非门X1输入端,比较器T3输出的逻辑脉冲信号B2接非门X2输入端,非门X1和X2的输出信号接或门Z1的两个输入端,或门Z1的输出端和比较器T4输出的逻辑脉冲信号C接与门Y2的两个输入端,与门Y2的输出端和比较器T1输出的逻辑脉冲信号A接或门Z3的两个输入端,或门Z3的输出端经非门X4后和开关管Q12的驱动信号接与门Y4的两个输入端,或门Z3的输出端和极性脉冲信号D接与门Y5的两个输入端,与门Y4的输出端和与门Y5的输出端接或门Z5的两个输入端,或门Z5的输出信号作为开关管Q14的驱动信号,或门Z5的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q13的驱动信号;逻辑脉冲信号B2经非门X2后和逻辑脉冲信号B1接或门Z2的两个输入端,或门Z2的输出端经非门X5后和开关管Q12的驱动信号接与门Y6的两个输入端,或门Z2的输出端和极性脉冲信号D接与门Y7的两个输入端,与门Y6的输出端和与门Y7的输出端接或门Z6的两个输入端,或门Z6的输出信号作为开关管Q21的驱动信号,或门Z6的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号;比较器T3和T5的输出端接与门Y1的两个输入端,比较器T3输出端经非门X2后和开关管Q12的驱动信号接与门Y3的两个输入端,与门Y1的输出端和与门Y3的输出端接或门Z4的两个输入端,或门Z4的输出信号作为开关管Q24的驱动信号,或门Z4的输出端接非门X8后的输出信号作为开关管Q23的驱动信号。
有益效果
本发明的方法可以保证混合级联H桥七电平逆变器高、低压单元输出电压极性始终相同,在全调制比范围内避免传统混合调制方法中存在的功率倒灌问题。同时提高目标单元输出电压的等效频率,在该单元开关频率较低的情况下保证逆变器输出电压具有良好的谐波特性,从而提高该多电平逆变器的实用性。
具体实施方式
本发明提出的适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于载波层叠的倍频调制方法,是对载波层叠调制与载波移相调制的拓展,有效地结合了两者的优点,其调制原理如图3所示。
该调制方法需要两个三角载波信号(vtra、vtrc)和两个载波信号(vtrb1、vtrb2)。第一层三角载波信号vtrc的峰峰值为E,位于零参考线之上,并且介于电平0和电平E之间,第三层三角载波信号vtra的峰峰值为E,位于零参考线之上,并且介于电平2E和电平3E之间,三角载波信号vtrc与三角载波信号vtra的相位相同,频率均为fc1。第二层载波信号由峰峰值为E的载波信号vtrb1和vtrb2组成,两者均介于电平E和电平2E之间,波形相同,频率为fc2,但在相位上相差180°。其波形特征是:在半个载波周期内为普通的三角波,在另外半个载波周期内为恒值E。同时,频率fc1和fc2有如下关系:fc1>fc2。
基准正弦信号vref进行取绝对值运算得到调制信号vm。调制信号vm分别与上述三角载波信号vtra、vtrc和载波信号vtrb1、vtrb2进行比较,当调制信号大于相应的载波信号时输出为高电平,反之输出为零电平,如此可以得到四个逻辑脉冲信号A、B1、B2、C。将基准正弦信号vref直接与零电压进行比较可得其极性脉冲信号D。
在调制信号正半周期内,具体的调制原理如下:
第一层载波区域:该层对应的区间只有最底层三角载波信号vtrc与调制信号vm进行比较,合成总输出为的PWM波形。此时,低压单元输出vLo,高压单元输出vHo,以及级联逆变器的输出vo如下式所示:
当0<vm<vtrc时,级联逆变器输出0电平,此时高压单元与低压单元均输出0电平,开关管Q11,Q13,Q21和Q23导通;当vtrc<vm<E时,级联逆变器输出电平E,此时高压单元仍然输出0电平,开关管Q21和Q23保持开通,低压单元输出电平E,开关管Q11和Q14开通。因此在第一层载波区域,高压单元恒输出0电平且开关管Q21和Q23恒开通,低压单元输出的高频PWM波形,开关管Q11恒开通,开关管Q14驱动信号为高频PWM脉冲,且由调制信号vm与三角载波信号vtrc的比较结果确定。
第二层载波区域:在此区域,一方面要保证两单元输出电压极性相同以避免功率倒灌问题,此时需要两单元互补工作,交替输出高电平,从而合成总输出为的PWM波形;另一方面在不影响输出电压波形质量的前提下,尽量降低高压单元的开关频率。基于此,使调制信号vm与两个载波信号vtrb1和vtrb2分别进行比较,由于载波信号vtrb1和vtrb2幅值、频率相同,相位互差180°,具有载波移相的特点,因此高压单元能够以较低的开关频率,输出较高频率的PWM波形。
当E<vm<vtrb1、vtrb2<vm<2E时,逆变器总输出为电平E,此时低压单元输出电平E,开关管Q11和Q14开通,高压单元输出0电平,开关管Q22和Q24开通。当vtrb1<vm<2E、E<vm<vtrb2时,逆变器总输出为电平E,此时低压单元输出电平E,开关管Q11和Q14开通,高压单元输出0电平,开关管Q21和Q23开通。当vtrb1<vm<2E且vtrb2<vm<2E时,逆变器总输出为电平2E,此时低压单元输出电平0,开关管Q11和Q13开通,高压单元输出2E电平,开关管Q21和Q24开通。此区间内两个功率单元配合工作,交替输出高电平,即低压单元输出电平E时,高压单元输出0电平,低压单元输出0电平时,高压单元输出2E电平,最终输出的高频PWM波形。
其中,当vtrb1<vm<2E时,高压单元开关管Q21开通,当vtrb2<vm<2E时,高压单元开关管Q24开通。如此,当同时满足vtrbt<vm<2E和vtrb2<vm<2E时,开关管Q21和Q24同时开通,高压单元输出电平2E;如满足vtrb1<vm<2E而不满足vtrb2<vm<2E时,开关管Q21开通,开关管Q24关断,高压单元输出0电平;如不满足vtrb1<vm<2E而满足vtrb2<vm<2E时,开关管Q21关断,开关管Q24开通,高压单元输出0电平。结合图3可以清晰地看出,高压单元输出PWM脉冲的频率为其驱动信号频率的两倍,因此有效地提高了高压单元的等效开关频率。
通过以上分析,可以得出低压单元输出vLo,高压单元输出vHo,以及级联逆变器的输出vo如下式所示:
第三层载波区域:该层三角载波信号vtra与调制信号vm进行比较,合成逆变器总输出为的PWM波形。此时,低压单元输出vLo,高压单元输出vHo,以及级联逆变器的输出vo如下式所示:
当2E<vm<vtra时,逆变器总输出为电平2E,此时高压单元输出电平2E,开关管Q21和Q24导通,低压单元输出0电平,开关管Q11和Q13导通;当vtra<vm<3E时,逆变器总输出为电平3E,此时高压单元输出电平2E,开关管Q21和Q24导通,低压单元输出电平E,开关管Q11和Q14开通。因此,在第三层载波区域,高压单元恒输出电平2E,且开关管Q21和Q24恒开通;低压单元输出的高频PWM波形,且开关管Q11恒开通,开关管Q14的驱动信号为高频PWM脉冲,由调制信号vm与三角载波信号vtra的比较结果确定。
表1列出了在基准正弦信号vref正半周期各层载波区域内高、低压单元和级联逆变器的输出情况以及各开关管的工作情况。可以看出,在基准正弦信号vref正半周期内,对于低压单元,开关管Q11恒导通(开关管Q12恒关断),当vtrc<vm<vtrb1或vtrc<vm<vtrb2或vm>vtra时,开关管Q14开通,反之开关管Q13开通;对于高压单元,在第一层载波区域内,开关管Q21保持开通,开关管Q24保持关断,在第三层载波区域内,开关管Q21和开关管Q24均保持开通,在第二层载波区域内,当vm>vtrb1时,开关管Q21开通,当vm>vtrb2时,开关管Q24开通。通过逻辑运算可以得到在基准正弦信号vref正半周期各开关管的数学逻辑表达式为:
表1正半周期各单元输出及相应的开关管状态
表2列出了在基准正弦信号vref负半周期各层载波区域内高、低压单元和级联逆变器的输出情况以及各开关管的工作情况。可以看出,在基准正弦信号vref负半周期内,对于低压单元,开关管Q12恒导通(开关管Q11恒关断),当vtrc<vm<vtrb1或vtrc<vm<vtrb2或vm>vtra时,开关管Q13开通,反之开关管Q14开通;对于高压单元,在第一层载波区域内,开关管Q22保持开通,开关管Q23保持关断,在第三层载波区域内,开关管Q22和开关管Q23均保持开通,在第二层载波区域内,当vm>vtrb1时,开关管Q22开通,当vm>vtrb2时,开关管Q23开通。通过逻辑运算可以得到在基准正弦信号vref负半周期内各开关管的数学逻辑表达式为:
结合以上分析以及基准正弦信号vref、负半周内开关管的驱动规律,可以得到一个调制周期内各开关管逻辑驱动信号的统一数学表达式:
表2负半周期各单元输出及相应的开关管状态
根据此表达式,可以得到上述调制方法的电路实现示意图如图4所示,它由逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分构成。其中,逻辑脉冲发生电路由基准正弦信号(vref)、绝对值运算电路(Abs)、三角载波信号(vtra、vtrc)、载波信号(vtrb1、vtrb2)和五个比较器(T1~T5)组成,其功能是通过调制信号vm和三角载波信号vtra、vtrc以及载波信号vtrb1、vtrb2分别进行比较产生四个逻辑脉冲信号A、B1、B2、C,基准正弦信号vref直接和零电压比较产生其极性脉冲信号D。驱动逻辑运算电路由七个双输入与门(Y1~Y7)、六个双输入或门(Z1~Z6)和八个非门(X1~X8)组成,其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理:
在逻辑脉冲发生电路中:基准正弦信号vref接入绝对值运算电路Abs的输入端,绝对值运算电路Abs的输出端为调制信号vm。调制信号vm分别接入比较器T1~T4的正相输入端,三角载波信号vtra接入比较器T1的反相输入端,载波信号vtrb1接入比较器T2的反相输入端,载波信号vtrb2接入比较器T3的反相输入端,三角载波信号vtrc接入比较器T4的反相输入端。基准正弦信号vref接入比较器T5的正相输入端,比较器T5的反相输入端接零参考电位。
在驱动逻辑运算电路中:比较器T5输出的极性脉冲信号D作为开关管Q11的驱动信号,比较器T5输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q12的驱动信号;比较器T2输出的逻辑脉冲信号B1接非门X1输入端,比较器T3输出的逻辑脉冲信号B2接非门X2输入端,非门X1和X2的输出信号接或门Z1的两个输入端,或门Z1的输出端和比较器T4输出的逻辑脉冲信号C接与门Y2的两个输入端,与门Y2的输出端和比较器T1输出的逻辑脉冲信号A接或门Z3的两个输入端,或门Z3的输出端经非门X4后和开关管Q12的驱动信号接与门Y4的两个输入端,或门Z3的输出端和极性脉冲信号D接与门Y5的两个输入端,与门Y4的输出端和与门Y5的输出端接或门Z5的两个输入端,或门Z5的输出信号作为开关管Q14的驱动信号,或门Z5的输出端接非门X6后的输出信号作为开关管Q13的驱动信号;逻辑脉冲信号B2经非门X2后和逻辑脉冲信号B1接或门Z2的两个输入端,或门Z2的输出端经非门X5后和开关管Q12的驱动信号接与门Y6的两个输入端,或门Z2的输出端和极性脉冲信号D接与门Y7的两个输入端,与门Y6的输出端和与门Y7的输出端接或门Z6的两个输入端,或门Z6的输出信号作为开关管Q21的驱动信号,或门Z6的输出端接非门X7后的输出信号作为开关管Q22的驱动信号;比较器T3和T5的输出端接与门Y1的两个输入端,比较器T3输出端经非门X2后和开关管Q12的驱动信号接与门Y3的两个输入端,与门Y1的输出端和与门Y3的输出端接或门Z4的两个输入端,或门Z4的输出信号作为开关管Q24的驱动信号,或门Z4的输出端接非门X8后的输出信号作为开关管Q23的驱动信号。
图5是应用本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法时,混合级联H桥七电平逆变器上、下级联单元输出电压以及合成后的逆变器总输出电压仿真波形。从图中可以看出两个单元协同工作,合成输出为高频调制的七电平PWM波形。此外,两个单元输出电压极性始终相同,因此不存在功率倒灌问题。
图6为应用本发明所提方法时,高压单元开关管的驱动信号和相应的输出电压波形。可以看出,在电压区间[E,2E]内,高压单元输出电压的等效开关频率为其开关管实际工作频率的两倍,即高压单元实现了倍频调制,因此可以在较低的高压单元开关频率下提高输出电压的波形质量,改善输出电压的谐波特性。