WO2020250442A1

WO2020250442A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2020250442A1
Application number: PCT/JP2019/023736
Authority: WO
Inventors: 有澤　浩一; 憲嗣岩崎; 貴昭 ▲高▼原; 優矢田中
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2019-06-14
Filing date: 2019-06-14
Publication date: 2020-12-17
Also published as: JP7109669B2; JPWO2020250442A1

Abstract

交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷（２）に出力する電力変換装置（３００）であって、各々が、スイッチング素子（３ａ，３ｂ）およびリアクトル（４ａ，４ｂ）を有し、並列に接続されたコンバータ（１００ａ，１００ｂ）と、交流電源（１）の出力電圧を検出する電圧検出部（７１）と、コンバータ（１００ａ，１００ｂ）から出力される各電圧を併せた出力電圧を検出する電圧検出部（７２）と、コンバータ（１００ａ，１００ｂ）に流れる合計入力電流を検出する電流検出部（７３）と、電圧検出部（７１）、電圧検出部（７２）、および電流検出部（７３）の検出結果に基づいて、コンバータ（１００ａ，１００ｂ）に異なるデューティを割り当て、コンバータ（１００ａ，１００ｂ）を制御する制御部（２００）と、を備える。

Description

電力変換装置

　本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

　従来、交流電力を直流電力に整流すると同時に、出力電圧を交流電圧の振幅よりも高い電圧に昇圧しつつ、交流電力の力率を制御する電力変換装置がある。このような電力変換装置では、大きな出力電力を得るため、リアクトル、スイッチング素子などで構成されるコンバータを複数台並列に接続する方式が一般的に知られている。

　コンバータを複数台並列に接続した場合、各コンバータに搭載されるリアクトルのインダクタンス比率に応じて、各コンバータに流入する電流量が非平衡となる。この電流非平衡を考慮して、冷却器、リアクトルの巻線径、基板配線などを設計することにより、冷却器、リアクトルなどの体積、また基板面積などが増大し、電力変換装置の体積が大型化してしまう。電流非平衡の問題に対し、各コンバータの入力電流をそれぞれ検出し、電流を平衡化制御する方法が一般的である。しかしながら、各コンバータの入力電流を検出する電流検出器をコンバータ数と同数用いる必要があるため、基板の実装面積が増大し、結果的に電力変換装置の体積が大型化してしまう。このような問題に対して、特許文献１には、２つのコンバータの合計入力電流を検出し、検出した合計入力電流に基づいて各コンバータの電流を平衡化制御する電力変換装置についての技術が開示されている。

特開２００６－２７１１０２号公報

　特許文献１では、２台の降圧型ＤＣ（Direct　Current）－ＤＣコンバータの合計出力電流を検出する電流検出器を設け、並列接続された降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータのインピーダンスと電流指令値とに基づいて補正ゲインおよび補正オフセット量を決定し、各降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータの電流を平衡化制御している。しかしながら、特許文献１に記載の技術をＡＣ（Alternating　Current）－ＤＣコンバータに適用した場合、系統などの交流電圧の周波数に同期して逐次変化する交流電流に対し、リアクトルの直流重畳特性、電流指令値の経時変化などに応じて制御演算を行う必要がある。そのため、制御負荷の増大を招く、という問題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、並列接続された２つのコンバータに流れる電流の非平衡を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷に出力する電力変換装置である。電力変換装置は、各々が、直流負荷と並列接続されたスイッチング回路、およびスイッチング回路と交流電源との間に設けられたリアクトルを有し、並列に接続された２以上のコンバータと、交流電源の出力電圧を検出する第１の電圧検出部と、２以上のコンバータから出力される各電圧を併せた出力電圧を検出する第２の電圧検出部と、２以上のコンバータのうち２つのコンバータに流れる合計入力電流を検出する電流検出部と、第１の電圧検出部、第２の電圧検出部、および電流検出部の検出結果に基づいて、各コンバータに異なるデューティを割り当て、２以上のコンバータを制御する制御部と、を備える。

　本発明に係る電力変換装置は、並列接続された２つのコンバータに流れる電流の非平衡を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第１の図実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための図実施の形態１に係る制御部の構成例を示す第１の図実施の形態１に係る基準デューティ演算部の構成例を示す第１の図実施の形態１に係る補正デューティ演算部の構成例を示す第１の図実施の形態１に係るゲート信号演算部の構成例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第２の図実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す第３の図実施の形態１に係る制御部の構成例を示す第２の図実施の形態１に係る基準デューティ演算部の構成例を示す第２の図実施の形態１に係る補正デューティ演算部の構成例を示す第２の図実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態３に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態３に係る制御部の構成例を示す図実施の形態３に係るゲート信号演算部の構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置３００の構成例を示す第１の図である。電力変換装置３００は、交流電源１および直流負荷２に接続される。電力変換装置３００は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷２に出力する。直流負荷２は、例えば、ＬＥＤ（Light　Emitting　Diode）、バッテリなどの直流負荷であってもよいし、出力にモータなどの交流負荷が接続されたインバータなどであってもよいし、出力にＬＥＤ、バッテリなどの直流負荷が接続されたＤＣ－ＤＣコンバータなどであってもよい。なお、交流電源１は、直流電力を出力する直流電源、および直流電力を交流電力に変換するインバータからなる構成であってもよい。

　電力変換装置３００は、電圧検出部７１，７２と、電流検出部７３と、整流部８０と、コンバータ１００ａ，１００ｂと、平滑コンデンサ６と、制御部２００と、を備える。電圧検出部７１は、交流電源１の出力電圧Ｖａｃを検出する第１の電圧検出部である。電圧検出部７２は、コンバータ１００ａ，１００ｂから出力される各電圧を併せた出力電圧Ｖｄｃを検出する第２の電圧検出部である。電流検出部７３は、整流部８０から出力される電流、すなわちコンバータ１００ａ，１００ｂに流れる合計入力電流ｉａｃを検出する。整流部８０は、ダイオードＤ２１～Ｄ２４からなる全波整流回路である。平滑コンデンサ６は、コンバータ１００ａ，１００ｂから出力される各電圧を併せた出力電圧Ｖｄｃを平滑化する。制御部２００は、電圧検出部７１，７２および電流検出部７３の検出結果に基づいて、コンバータ１００ａ，１００ｂを制御する。

　コンバータ１００ａ，１００ｂは、並列接続された単位コンバータである。コンバータ１００ａは、電圧検出部７２のＰ側端子にカソード端子が接続されたダイオード５ａと、ソース端子が電圧検出部７２のＮ側端子および整流部８０のＮ側端子に接続されたスイッチング素子３ａと、一端が電流検出部７３の一端に接続され、他端がダイオード５ａのアノード端子およびスイッチング素子３ａのドレイン端子に接続されたリアクトル４ａと、を有する。同様に、コンバータ１００ｂは、電圧検出部７２のＰ側端子にカソード端子が接続されたダイオード５ｂと、ソース端子が電圧検出部７２のＮ側端子および整流部８０のＮ側端子に接続されたスイッチング素子３ｂと、一端が電流検出部７３の一端に接続され、他端がダイオード５ｂのアノード端子およびスイッチング素子３ｂのドレイン端子に接続されたリアクトル４ｂと、を有する。スイッチング素子３ａ，３ｂは、直流負荷２と並列接続されたスイッチング回路である。リアクトル４ａ，４ｂは、スイッチング素子３ａ，３ｂと交流電源１との間に設けられたものである。以降の説明において、コンバータ１００ａ，１００ｂを区別しない場合はコンバータ１００と称することがある。また、スイッチング素子３ａ，３ｂを区別しない場合はスイッチング素子３と称することがある。また、リアクトル４ａ，４ｂを区別しない場合はリアクトル４と称することがある。

　図２は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の動作を説明するための図である。図２において、横軸は時間を示す。図２（ａ）は、コンバータ１００ａの入力電流であるリアクトル４ａの電流ｉ＿４ａ、およびコンバータ１００ｂの入力電流であるリアクトル４ｂの電流ｉ＿４ｂを示す。図２（ｂ）は、電流検出部７３で検出された合計入力電流ｉａｃを示す。図２（ｂ）において、ｉａｃ（ｔ１）は時刻ｔ１のときに電流検出部７３で検出された合計入力電流ｉａｃであり、ｉａｃ（ｔ２）は時刻ｔ２のときに電流検出部７３で検出された合計入力電流ｉａｃである。図２（ｃ）は、コンバータ１００ａのスイッチング素子３ａの制御で使用されるキャリア信号Ｃａｒ＿３ａを示す。図２（ｄ）は、コンバータ１００ｂのスイッチング素子３ｂの制御で使用されるキャリア信号Ｃａｒ＿３ｂを示す。図２（ｃ）および図２（ｄ）において、Ｔｓはキャリア信号Ｃａｒ＿３ａ，Ｃａｒ＿３ｂの周期を示し、ｆｓｗはキャリア信号Ｃａｒ＿３ａ，Ｃａｒ＿３ｂの周波数を示す。

　電力変換装置３００では、制御部２００が本実施の形態で特徴的な制御を行わない場合、コンバータ１００ａ，１００ｂ間において、コンバータ１００ａの入力電流であるリアクトル４ａの電流ｉ＿４ａと、コンバータ１００ｂの入力電流であるリアクトル４ｂの電流ｉ＿４ｂとが非平衡となる。電流ｉ＿４ａ，ｉ＿４ｂが非平衡となる要因は、例えば、リアクトル４ａ，４ｂのインダクタンス差、配線などのインピーダンス差、制御部２００の検出タイミングと反映タイミングとの差などである。そのため、電力変換装置３００では、制御部２００が本実施の形態で特徴的な制御を行うことによって、電流ｉ＿４ａ，ｉ＿４ｂの非平衡を抑制する。

　電力変換装置３００において、電流ｉ＿４ａ，ｉ＿４ｂの非平衡を抑制する制御部２００の構成および動作について説明する。図３は、実施の形態１に係る制御部２００の構成例を示す第１の図である。制御部２００は、入力位相検出部２１０と、ローパスフィルタ２２０と、基準デューティ演算部２３０と、補正デューティ演算部２４０と、ゲート信号演算部２５０と、を備える。

　入力位相検出部２１０は、電圧検出部７１の検出結果に基づいて、交流電源１の位相を検出し、交流電源１と位相が同期した正弦波信号ｓｉｎωｔを生成する。ローパスフィルタ２２０は、電流検出部７３の検出結果からノイズ周波数成分、スイッチング周波数成分などを除去する。基準デューティ演算部２３０は、電圧検出部７２の検出結果、およびローパスフィルタ２２０からの出力に基づいて、出力電圧一定制御および入力電流の高力率制御を行い、基準デューティＤｒｅｆを演算する。補正デューティ演算部２４０は、電流検出部７３の検出結果に基づいて、コンバータ１００ａ，１００ｂ間の電流非平衡を抑制制御し、補正デューティＤｂａｌを演算する。ゲート信号演算部２５０は、基準デューティ演算部２３０の出力である基準デューティＤｒｅｆと、補正デューティ演算部２４０の出力である補正デューティＤｂａｌとに基づいて、スイッチング素子３ａのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ａ、およびスイッチング素子３ｂのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ｂとを演算する。

　図４は、実施の形態１に係る基準デューティ演算部２３０の構成例を示す第１の図である。基準デューティ演算部２３０は、予め規定された平滑コンデンサ６の電圧である出力電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ^＊と電圧検出部７２の検出結果である出力電圧Ｖｄｃとの偏差をＰＩ（Proportional　Integral）制御し、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの合計入力電流ｉａｃの振幅指令値√（２）Ｉａｃ^＊を演算する。なお、√（２）は２の平方根を示す。基準デューティ演算部２３０は、演算によって得られた合計入力電流ｉａｃの振幅指令値√（２）Ｉａｃ^＊と入力位相検出部２１０から出力された正弦波信号ｓｉｎωｔの絶対値｜ｓｉｎωｔ｜とを乗算し、２つの単位コンバータの合計入力電流指令値ｉａｃ^＊を演算する。基準デューティ演算部２３０は、合計入力電流指令値ｉａｃ^＊とローパスフィルタ２２０から出力される検出結果である合計入力電流ｉａｃとの偏差をＰＩ制御し、基準デューティＤｒｅｆを演算する。このように、基準デューティ演算部２３０は、電流検出部７３で検出される合計入力電流ｉａｃに対する目標値である合計入力電流指令値ｉａｃ^＊に基づいて基準デューティＤｒｅｆを演算する。基準デューティ演算部２３０は、電流検出部７３で検出される合計入力電流ｉａｃをコンバータ１００の並列数またはコンバータ１００の並列数の１／２で割った平均電流の目標値に基づいて、基準デューティＤｒｅｆを演算してもよい。

　図５は、実施の形態１に係る補正デューティ演算部２４０の構成例を示す第１の図である。補正デューティ演算部２４０は、時刻ｔ１における合計入力電流ｉａｃの検出結果ｉａｃ（ｔ１）と時刻ｔ２における合計入力電流ｉａｃの検出結果ｉａｃ（ｔ２）との偏差Δｉａｃを演算する。補正デューティ演算部２４０は、交流電流の位相に応じて設定される時刻ｔ１と時刻ｔ２との電流変化量の理論値Δｉａｃ^＊と偏差Δｉａｃとの偏差をＰＩ制御し、補正デューティＤｂａｌを演算する。時刻ｔ１と時刻ｔ２との電流変化量の理論値Δｉａｃ^＊は、規定された目標値である。なお、時刻ｔ１と時刻ｔ２との電流変化量の理論値Δｉａｃ^＊は、交流電源１から出力される交流電流の位相に応じて設定されてもよいし、交流電源１から出力される交流電圧の位相に応じて設定されてもよい。

　図６は、実施の形態１に係るゲート信号演算部２５０の構成例を示す図である。ゲート信号演算部２５０は、基準デューティＤｒｅｆから補正デューティＤｂａｌを減算し、キャリア信号Ｃａｒ＿３ａとの比較によりスイッチング素子３ａのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ａを演算する。また、ゲート信号演算部２５０は、基準デューティＤｒｅｆに補正デューティＤｂａｌを加算し、キャリア信号Ｃａｒ＿３ｂとの比較によりスイッチング素子３ｂのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ｂを演算する。すなわち、ゲート信号演算部２５０は、各コンバータ１００ａ，１００ｂに共通する基準デューティＤｒｅｆに補正デューティＤｂａｌを加減算することによって、各コンバータ１００ａ，１００ｂに異なるデューティを割り当てる。制御部２００は、ゲート信号演算部２５０がコンバータ１００ａ，１００ｂに異なるデューティを割り当てることで、コンバータ１００毎の電流非平衡を抑制制御する。

　このように、制御部２００において、基準デューティ演算部２３０は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂに共通して割り当てる基準デューティＤｒｅｆを演算する。ゲート信号演算部２５０は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂのうち、一方のコンバータ１００に対して基準デューティＤｒｅｆに補正デューティＤｂａｌを加算したデューティを割り当て、他方のコンバータ１００に対して基準デューティＤｒｅｆから補正デューティＤｂａｌを減算したデューティを割り当てる。

　前述の時刻ｔ１と時刻ｔ２との関係について説明する。図２に示したように、スイッチング周期Ｔｓ（＝１／ｆｓｗ）を時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間と、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間に２分割する。ここで、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間および時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間が等しくなるように時刻ｔ２を設定する。時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間を第１の電流検出期間と称し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間を第２の電流検出期間と称することがある。第１の電流検出期間および第２の電流検出期間は、交互に連続する期間である。なお、時刻ｔ３は次のスイッチング周期Ｔｓの時刻ｔ１に相当する。

　制御部２００は、第１の電流検出結果を検出する第１の電流検出を第１の電流検出期間内の第１の検出時刻で行う。制御部２００は、第１の検出時刻からスイッチング素子３のスイッチング周期Ｔｓの半周期後に第２の検出時刻を設ける。制御部２００は、第２の電流検出結果を検出する第２の電流検出を第２の電流検出期間内の第２の検出時刻で行う。なお、制御部２００は、第１の検出時刻からスイッチング素子３のスイッチング周期Ｔｓの半周期前に第２の検出時刻を設けてもよい。ここでは、時刻ｔ１は第１の電流検出期間内の冒頭の第１の検出時刻となり、時刻ｔ２は第２の電流検出期間内の冒頭の第２の検出時刻となる。電力変換装置３００では、電圧検出部７１，７２および電流検出部７３が、時刻ｔ１，ｔ２のときに検出結果を制御部２００に出力してもよいし、制御部２００が、電圧検出部７１，７２および電流検出部７３から定期的に出力される検出結果のうち時刻ｔ１，ｔ２の検出結果のみを有効にしてもよい。

　制御部２００は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂを同一の周波数かつ位相が１８０度ずれたキャリア信号に基づいて制御する。例えば、コンバータ１００ａ，１００ｂの間で位相が１８０度異なるキャリア信号に逆のこぎり波を用いた場合、時刻ｔ１はスイッチング素子３ａのゲート信号演算に用いるキャリア信号Ｃａｒ＿３ａの山となり、時刻ｔ２はスイッチング素子３ｂのゲート信号演算に用いるキャリア信号Ｃａｒ＿３ｂの山となる。これにより、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの合計入力電流ｉａｃに発生するスイッチング周波数ｆｓｗの２倍の周波数成分を有するリプル電流は、時刻ｔ１および時刻ｔ２においてそれぞれ極大値となる。制御部２００は、第１の電流検出および第２の電流検出を合計入力電流ｉａｃに発生するリプルの極大点で行うように制御する。

　すなわち、補正デューティ演算部２４０は、スイッチング周期Ｔｓ中に設定した異なる時刻ｔ１の検出結果ｉａｃ（ｔ１）と時刻ｔ２の検出結果ｉａｃ（ｔ２）との偏差Δｉａｃと、規定された目標値とに基づいて、補正デューティＤｂａｌを演算する。補正デューティ演算部２４０は、第１の電流検出結果と第２の電流検出結果との大小関係に基づいて補正デューティＤｂａｌを決定する。

　電流検出部７３が、第１の電流検出期間および第２の電流検出期間で合計入力電流ｉａｃを検出する場合、制御部２００は、電流検出部７３の検出結果である合計入力電流ｉａｃを、第１の電流検出期間で検出される第１の電流検出結果と、第２の電流検出期間で検出される第２の電流検出結果とに分類する。制御部２００は、第１の電流検出結果と第２の電流検出結果とに基づいて演算される補正デューティＤｂａｌによって各コンバータ１００に異なるデューティを割り当てる。

　上記の制御により、電力変換装置３００は、例えば、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂのうち、一方のコンバータ１００に接続されたリアクトル４のインダクタンスが他方のコンバータ１００に接続されたリアクトル４のインダクタンスよりも大きい場合、リアクトル４のインダクタンスが相対的に大きいコンバータ１００のデューティが、リアクトル４のインダクタンスが相対的に小さいコンバータ１００のデューティよりも大きくなるように制御する。具体的には、制御部２００は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂのうち、リアクトル４のインダクタンスが大きい方のコンバータ１００に割り当てるデューティを、リアクトル４のインダクタンスが小さい方のコンバータ１００に割り当てるデューティよりも大きくする。

　これにより、電力変換装置３００は、インダクタンスの非平衡に起因した各コンバータ１００ａ，１００ｂの電流非平衡を抑制制御することが可能となる。なお、電力変換装置３００において、制御部２００は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの各スイッチング素子３ａ，３ｂにゲート信号Ｇａｔｅ＿３ａ，Ｇａｔｅ＿３ｂを出力している。そのため、制御部２００は、電流検出部７３で検出される図２（ｂ）に示すような検出結果である合計入力電流ｉａｃの変化、すなわち傾きから、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂのうちどちらのコンバータ１００のリアクトル４が大きいかを認識することができる。

　なお、制御部２００は、交流電源１の周波数がコンバータ１００ａ，１００ｂのスイッチング周波数ｆｓｗよりも十分小さい場合、交流電流の位相に応じて設定される時刻ｔ１と時刻ｔ２との電流変化量の理論値Δｉａｃ^＊を０として扱うことができる。

　また、制御部２００は、電流検出部７３の検出結果からノイズ周波数成分、スイッチング周波数成分などを除去するローパスフィルタ２２０を備えているが、ノイズ周波数成分の影響が少ない場合などではローパスフィルタ２２０を備えなくてもよい。

　また、制御部２００は、キャリア信号Ｃａｒ＿３ａ，Ｃａｒ＿３ｂを三角波とし、電流検出部７３は、時刻ｔ１，ｔ２において、それぞれリプル電流の中心値を検出してもよい。すなわち、制御部２００は、第１の電流検出および第２の電流検出を、合計入力電流ｉａｃに発生するリプルの中心点で行うように制御してもよい。同様に、制御部２００は、キャリア信号Ｃａｒ＿３ａ，Ｃａｒ＿３ｂをのこぎり波とし、電流検出部７３は、時刻ｔ１，ｔ２において、それぞれリプル電流の極小値を検出してもよい。すなわち、制御部２００は、第１の電流検出および第２の電流検出を、合計入力電流ｉａｃに発生するリプルの極小点で行うように制御してもよい。

　また、入力位相検出部２１０は、整流部８０の出力電圧に基づいて交流電源１と位相が同期した正弦波信号を生成してもよい。この場合、正半波と負半波は区別できないため、入力位相検出部２１０で生成される正弦波信号は｜ｓｉｎωｔ｜となる。

　また、基準デューティ演算部２３０は、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの合計入力電流ｉａｃおよび合計入力電流指令値ｉａｃ^＊にそれぞれ１／２を乗じて、１つのコンバータ１００の入力電流として制御してもよい。

　なお、図１では、電力変換装置３００において、電流検出部７３を整流部８０のＰ側出力端子に接続していたが、電流検出部７３の接続位置はこれに限定されない。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の構成例を示す第２の図である。図７に示す電力変換装置３００では、電流検出部７３が整流部８０のＮ側出力端子に接続されている。他の構成要素は、図１に示す電力変換装置３００と同様である。この場合、制御部２００の構成は、前述のものと同様となる。

　図８は、実施の形態１に係る電力変換装置３００の構成例を示す第３の図である。図８に示す電力変換装置３００では、電流検出部７３が整流部８０の入力側、すなわち電圧検出部７１と整流部８０との間に接続されている。他の構成要素は、図１に示す電力変換装置３００と同様である。この場合、制御部２００の構成は、図９に示す構成となる。図９は、実施の形態１に係る制御部２００の構成例を示す第２の図である。制御部２００は、さらに、電流検出部７３の検出結果である２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの合計入力電流ｉａｃの絶対値を演算する絶対値演算部２６０を備える。また、制御部２００において、入力位相検出部２１０は、電圧検出部７１の検出結果に基づいて、交流電源１の位相を検出し、交流電源１と位相が同期した正弦波信号ｓｉｎωｔの絶対値｜ｓｉｎωｔ｜を生成する。

　図１０は、実施の形態１に係る基準デューティ演算部２３０の構成例を示す第２の図である。基準デューティ演算部２３０は、予め規定された平滑コンデンサ６の電圧である出力電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ^＊と電圧検出部７２の検出結果である出力電圧Ｖｄｃとの偏差をＰＩ制御し、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂの合計入力電流ｉａｃの振幅指令値√（２）Ｉａｃ^＊を演算する。基準デューティ演算部２３０は、演算によって得られた合計入力電流ｉａｃの振幅指令値√（２）Ｉａｃ^＊と入力位相検出部２１０から出力された正弦波信号の絶対値｜ｓｉｎωｔ｜とを乗算し、２つの単位コンバータの合計入力電流指令値｜ｉａｃ^＊｜を演算する。基準デューティ演算部２３０は、合計入力電流指令値｜ｉａｃ^＊｜とローパスフィルタ２２０から出力される検出結果の絶対値｜ｉａｃ｜との偏差をＰＩ制御し、基準デューティＤｒｅｆを演算する。

　図１１は、実施の形態１に係る補正デューティ演算部２４０の構成例を示す第２の図である。補正デューティ演算部２４０は、時刻ｔ１における合計入力電流ｉａｃの検出結果の絶対値｜ｉａｃ（ｔ１）｜と時刻ｔ２における合計入力電流ｉａｃの検出結果の絶対値｜ｉａｃ（ｔ２）｜との偏差｜Δｉａｃ｜を演算する。補正デューティ演算部２４０は、交流電流の位相に応じて設定される時刻ｔ１と時刻ｔ２との電流変化量の理論値｜Δｉａｃ^＊｜と偏差｜Δｉａｃ｜との偏差をＰＩ制御し、補正デューティＤｂａｌを演算する。

　このように、図１０および図１１で示した基準デューティ演算部２３０および補正デューティ演算部２４０で用いられる合計入力電流ｉａｃは絶対値となる。これにより、電力変換装置３００は、その他の演算部の構成を上述したものから変更することなく、同様の効果を得ることができる。

　電力変換装置３００が備える制御部２００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置３００が備える制御部２００の動作を示すフローチャートである。制御部２００において、入力位相検出部２１０は、電圧検出部７１の検出結果に基づいて、交流電源１の位相を検出する（ステップＳ１）。入力位相検出部２１０は、交流電源１と位相が同期した正弦波信号ｓｉｎωｔを生成する。基準デューティ演算部２３０は、電圧検出部７２の検出結果、およびローパスフィルタ２２０からの出力に基づいて、出力電圧一定制御および入力電流の高力率制御を行い、基準デューティＤｒｅｆを演算する（ステップＳ２）。補正デューティ演算部２４０は、電流検出部７３の検出結果に基づいて、補正デューティＤｂａｌを演算する（ステップＳ３）。ゲート信号演算部２５０は、基準デューティＤｒｅｆと補正デューティＤｂａｌとに基づいて、スイッチング素子３ａのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ａ、およびスイッチング素子３ｂのゲート信号Ｇａｔｅ＿３ｂとを演算する（ステップＳ４）。

　つづいて、電力変換装置３００が備える制御部２００のハードウェア構成について説明する。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置３００が備える制御部２００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部２００は、プロセッサ９１及びメモリ９２により実現される。

　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置３００は、基準デューティ演算部２３０で生成された基準デューティＤｒｅｆを、補正デューティ演算部２４０で演算された補正デューティＤｂａｌを用いて補正することで各コンバータ１００に対するゲート信号Ｇａｔｅ＿３ａ，Ｇａｔｅ＿３ｂを生成し、制御することとした。これにより、電力変換装置３００は、簡易な制御法によって２つのコンバータ１００間で生じる電流非平衡を抑制制御することができる。結果的に、電力変換装置３００は、電流非平衡を抑制制御することが考慮されていない場合と比較して、体積を小さくすることができる。

実施の形態２．
　実施の形態１では、電力変換装置３００は２つのコンバータ１００を備えていた。実施の形態２では、電力変換装置３００が４つのコンバータ１００を備える場合について説明する。

　図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置３００ａの構成例を示す図である。電力変換装置３００ａは、交流電源１および直流負荷２に接続される。電力変換装置３００ａは、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷２に出力する。電力変換装置３００ａは、電圧検出部７１，７２と、電流検出部７３，７４と、整流部８０と、コンバータ１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄと、平滑コンデンサ６と、制御部２００ａと、を備える。電力変換装置３００ａは、図１に示す実施の形態１の電力変換装置３００に対して、制御部２００を制御部２００ａに置き換え、さらに、電流検出部７４、および２つのコンバータ１００ｃ，１００ｄを１組追加したものである。すなわち、電力変換装置３００ａは、４段インターリーブ回路構成である。制御部２００ａは、実施の形態１で示した制御部２００の構成を２組用いることで、実施の形態１と同様にコンバータ１００ａとコンバータ１００ｂとの間、およびコンバータ１００ｃとコンバータ１００ｄとの間で電流非平衡を抑制制御することができる。コンバータ１００ｃ，１００ｄの構成は、コンバータ１００ａ，１００ｂと同様である。すなわち、コンバータ１００ｃは、ダイオード５ｃと、スイッチング素子３ｃと、リアクトル４ｃと、を有する。同様に、コンバータ１００ｄは、ダイオード５ｄと、スイッチング素子３ｄと、リアクトル４ｄと、を有する。

　このとき、制御部２００ａは、入力位相検出部２１０を共用するなどして、共通の正弦波信号を用いて４つのコンバータ１００を制御しても構わない。

　４つのコンバータ１００間のキャリア信号の位相については、コンバータ１００ａとコンバータ１００ｂとの間で１８０度ずれた状態とし、コンバータ１００ｃとコンバータ１００ｄとの間で１８０度ずれた状態とする。コンバータ１００ａ，１００ｂとコンバータ１００ｃ，１００ｄとの間のキャリア信号の位相関係については任意に設定して構わない。例えば、コンバータ１００ａ，１００ｂとコンバータ１００ｃ，１００ｄとの間のキャリア信号の位相関係について、一致させてもよいし、９０度位相をずらして各コンバータ１００のキャリア信号の位相がそれぞれ９０度ずれた状態としてもよい。すなわち、制御部２００ａは、２つのコンバータ１００ａ，１００ｂ、および２つのコンバータ１００ｃ，１００ｄを、同一の周波数かつ位相が１８０度をコンバータ１００の数、実施の形態２では４で除算した値だけずれたキャリア信号で制御してもよい。

　実施の形態２では、コンバータ１００ａ，１００ｂおよびコンバータ１００ｃ，１００ｄの組み合わせが並列接続されているが、各コンバータ１００の組み合わせを１つのスイッチングモジュールで構成してもよい。この場合、制御部２００ａは、スイッチングモジュール内の２つのコンバータ１００に与えるキャリア信号の位相を１８０度ずらすとともに、スイッチングモジュール間のキャリア信号の位相を１８０度をスイッチングモジュール数で除算した値だけずらして制御する。

　なお、実施の形態１のときと同様、電力変換装置３００ａにおいて、電圧検出部７１、電流検出部７３，７４の接続箇所を変更しても構わない。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置３００ａは、コンバータ１００を２つ以上の複数個、具体的には偶数個備える場合でも、２つのコンバータ１００毎に電流検出部を備え、制御部２００ａが各電流検出部の検出結果を用いて制御することにより、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態１の電力変換装置３００が備える整流部８０と２つのコンバータ１００ａ，１００ｂとを統合した回路構成の電力変換装置について説明する。

　図１５は、実施の形態３に係る電力変換装置３００ｂの構成例を示す図である。電力変換装置３００ｂは、交流電源１および直流負荷２に接続される。電力変換装置３００ｂは、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷２に出力する。電力変換装置３００ｂは、電圧検出部７１，７２と、電流検出部７３と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２と、コンバータ１００ｅ，１００ｆと、平滑コンデンサ６と、制御部２００ｂと、を備える。

　コンバータ１００ｅは、ドレイン端子が電圧検出部７２のＰ側端子に接続されたスイッチング素子３ｅ１と、ソース端子が電圧検出部７２のＮ側端子に接続されたスイッチング素子３ｅ２と、一端が電流検出部７３の一端に接続され、他端がスイッチング素子３ｅ１のソース端子およびスイッチング素子３ｅ２のドレイン端子に接続されたリアクトル４ｅと、を有する。同様に、コンバータ１００ｆは、ドレイン端子が電圧検出部７２のＰ側端子に接続されたスイッチング素子３ｆ１と、ソース端子が電圧検出部７２のＮ側端子に接続されたスイッチング素子３ｆ２と、一端が電流検出部７３の一端に接続され、他端がスイッチング素子３ｆ１のソース端子およびスイッチング素子３ｆ２のドレイン端子に接続されたリアクトル４ｆと、を有する。以降の説明において、スイッチング素子３ｅ１，３ｅ２，３ｆ１，３ｆ２を区別しない場合はスイッチング素子３と称することがある。

　図１６は、実施の形態３に係る制御部２００ｂの構成例を示す図である。制御部２００ｂは、入力位相検出部２１０と、ローパスフィルタ２２０と、基準デューティ演算部２３０と、補正デューティ演算部２４０と、ゲート信号演算部２５０ｂと、絶対値演算部２６０と、を備える。制御部２００ｂでは、実施の形態１の制御部２００と比較して、交流電源１の極性に応じてスイッチング素子３ｅ１，３ｅ２，３ｆ１，３ｆ２のスイッチングパターンを切り替える必要があるため、ゲート信号演算部２５０ｂに交流電源１の出力電圧、すなわち電圧検出部７１の検出結果である出力電圧Ｖａｃが入力されることとなる。制御部２００ｂにおいて、基準デューティ演算部２３０および補正デューティ演算部２４０の構成は、各々、図１０および図１１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。

　図１７は、実施の形態３に係るゲート信号演算部２５０ｂの構成例を示す図である。ゲート信号演算部２５０ｂにおいて、キャリア信号との比較までは実施の形態１のときと同様である。実施の形態３において、ゲート信号演算部２５０ｂは、交流電源１の極性に応じてスイッチング素子３ｅ１，３ｅ２，３ｆ１，３ｆ２のスイッチングパターンを変更するため、交流電源１の極性に基づいて極性判定し、ゲート信号を切り替える。ゲート信号演算部２５０ｂは、例えば、交流電源１の極性に応じた信号を出力する比較器、および４つのマルチプレクサを備える。各マルチプレクサは、比較器から「１」が出力された場合、端子Ａから入力された信号をゲート信号として端子Ｙから出力し、比較器から「０」が出力された場合、端子Ｂから入力された信号をゲート信号として端子Ｙから出力する。なお、実施の形態３では、電力変換装置３００ｂにおいて、上下アームがスイッチング素子３となるため、実施するうえでは、デッドタイムＴｄを設けることとする。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置３００ｂは、全波整流回路およびコンバータ１００を統合した回路構成にした。これにより、電力変換装置３００ｂは、実装面積を小さくでき、さらに体積を小さくすることができる。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　交流電源、２　直流負荷、３ａ～３ｄ，３ｅ１，３ｅ２，３ｆ１，３ｆ２　スイッチング素子、４ａ～４ｆ　リアクトル、５ａ～５ｄ，Ｄ２１～Ｄ２４　ダイオード、６　平滑コンデンサ、７１，７２　電圧検出部、７３，７４　電流検出部、８０　整流部、１００ａ～１００ｆ　コンバータ、２００，２００ａ，２００ｂ　制御部、２１０　入力位相検出部、２２０　ローパスフィルタ、２３０　基準デューティ演算部、２４０　補正デューティ演算部、２５０，２５０ｂ　ゲート信号演算部、２６０　絶対値演算部、３００，３００ａ，３００ｂ　電力変換装置。

Claims

　交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流負荷に出力する電力変換装置であって、
　各々が、前記直流負荷と並列接続されたスイッチング回路、および前記スイッチング回路と前記交流電源との間に設けられたリアクトルを有し、並列に接続された２以上のコンバータと、
　前記交流電源の出力電圧を検出する第１の電圧検出部と、
　前記２以上のコンバータから出力される各電圧を併せた出力電圧を検出する第２の電圧検出部と、
　前記２以上のコンバータのうち２つのコンバータに流れる合計入力電流を検出する電流検出部と、
　前記第１の電圧検出部、前記第２の電圧検出部、および前記電流検出部の検出結果に基づいて、各コンバータに異なるデューティを割り当て、前記２以上のコンバータを制御する制御部と、
　を備える電力変換装置。
　前記制御部は、各コンバータに異なるデューティを割り当てることで、コンバータ毎の電流非平衡を抑制制御する、
　請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記２つのコンバータのうち、リアクトルのインダクタンスが大きい方のコンバータに割り当てるデューティを、リアクトルのインダクタンスが小さい方のコンバータに割り当てるデューティよりも大きくする、
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記電流検出部が、交互に連続する期間である第１の電流検出期間および第２の電流検出期間において前記合計入力電流を検出する場合、
　前記制御部は、前記電流検出部の検出結果を、前記第１の電流検出期間で検出される第１の電流検出結果と、前記第２の電流検出期間で検出される第２の電流検出結果とに分類し、前記第１の電流検出結果と前記第２の電流検出結果とに基づいて演算される補正デューティによって各コンバータに異なるデューティを割り当てる、
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出結果と前記第２の電流検出結果との大小関係に基づいて前記補正デューティを決定する、
　請求項４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出結果と前記第２の電流検出結果との偏差と、規定された目標値とに基づいて前記補正デューティを演算する、
　請求項５に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記交流電源から出力される交流電圧または交流電流の位相に応じて前記目標値を設定する、
　請求項６に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記２つのコンバータに共通して割り当てる基準デューティを演算し、前記２つのコンバータのうち、一方のコンバータに対して前記基準デューティに前記補正デューティを加算したデューティを割り当て、他方のコンバータに対して前記基準デューティから前記補正デューティを減算したデューティを割り当てる、
　請求項５に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記電流検出部で検出される合計入力電流に対する目標値に基づいて前記基準デューティを演算する、
　請求項８に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記電流検出部で検出される合計入力電流を前記コンバータの並列数または前記コンバータの並列数の１／２で割った平均電流の目標値に基づいて前記基準デューティを演算する、
　請求項８に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記２つのコンバータを同一の周波数かつ位相が１８０度ずれたキャリア信号に基づいて制御する、
　請求項４に記載の電力変換装置。
　前記２つのコンバータが２以上並列に接続され、前記２つのコンバータが１つのスイッチングモジュールで構成される場合、
　前記制御部は、前記スイッチングモジュール内の前記２つのコンバータに与えるキャリア信号の位相を１８０度ずらすとともに、前記スイッチングモジュール間のキャリア信号の位相を１８０度をスイッチングモジュール数で除算した値だけずらして制御する、
　請求項１１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記２つのコンバータを同一の周波数かつ位相が１８０度をコンバータ数で除算した値だけずれたキャリア信号で制御する、
　請求項４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出結果を検出する第１の電流検出を前記第１の電流検出期間内の第１の検出時刻で行い、前記第１の検出時刻から前記スイッチング回路のスイッチング周期の半周期後または半周期前に第２の検出時刻を設け、前記第２の電流検出結果を検出する第２の電流検出を前記第２の電流検出期間内の前記第２の検出時刻で行う、
　請求項４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出および前記第２の電流検出を前記合計入力電流に発生するリプルの極大点で行うように制御する、
　請求項１４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出および前記第２の電流検出を前記合計入力電流に発生するリプルの中心点で行うように制御する、
　請求項１４に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、前記第１の電流検出および前記第２の電流検出を前記合計入力電流に発生するリプルの極小点で行うように制御する、
　請求項１４に記載の電力変換装置。