JP6520336B2

JP6520336B2 - 電力変換装置の制御装置

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Publication number: JP6520336B2
Application number: JP2015082924A
Authority: JP
Inventors: 藤井　幹介; 幹介藤井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2015-04-15
Filing date: 2015-04-15
Publication date: 2019-05-29
Anticipated expiration: 2035-04-15
Also published as: US20160308459A1; US10135352B2; JP2016208557A

Description

本発明は、出力部にフィルタ用のリアクトルを備えた電力変換装置において、電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子の制御信号を得るためのキャリアの生成手段を改良した制御装置に関するものである。

図５は、電力系統１０１と負荷１０９との間に２台の無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂを並列接続して構成した電力変換装置を示している。
無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂは何れも同一の構成であり、以下では、一方の無停電電源装置１００Ａについてその構成及び作用を説明する。

無停電電源装置１００Ａは、整流器により電力系統１０１の交流電力を直流電力に変換してバッテリーを充電し、バッテリーの直流電力をインバータにより交流電力に変換して負荷１０９に供給する。
ここで、整流器は、入力フィルタを構成するコンデンサ１０２及びリアクトル１０３と、電力用の半導体スイッチング素子からなる整流器用変換器１０４と、を備え、インバータは、電力用の半導体スイッチング素子からなるインバータ用変換器１０６と、出力フィルタを構成するリアクトル１０７及びコンデンサ１０８と、を備えている。
整流器用変換器１０４やインバータ用変換器１０６は、通常、単相フルブリッジ回路や三相フルブリッジ回路によって構成されている。

図６は、整流器用変換器１０４及びインバータ用変換器１０６の制御装置を示すブロック図である。なお、図６に示す制御装置において、交流部分については、電力系統１０１及び負荷１０９に対応する整流器用変換器１０４及びインバータ用変換器１０６の相数（単相または三相）に応じて、相ごとに設けられている。

まず、整流器用変換器１０４の制御装置の構成及び動作を説明する。
バッテリー１０５の直流電圧Ｅを電圧検出器２０２により検出し、減算器２０７により、直流電圧目標値Ｅ^＊と直流電圧検出値Ｅとの偏差を演算する。調節器２０８は、上記電圧偏差が零になるように動作し、その出力を乗算器２０９に入力する。また、電圧検出器２０１により交流入力電圧を検出し、その電圧検出値を乗算器２０９にて調節器２０８の出力に乗算することにより、入力電流指令値を求める。

上記の入力電流指令値と電流検出器２０４からの入力電流検出値との偏差を、減算器２１０により演算する。調節器２１１は、上記電流偏差が零になるように動作し、その出力と入力電圧検出値とを加算器２１２にて加算することにより、整流器用電圧指令値λ_ＲＥＣを演算する。

一方、入力電圧検出値と制御装置内部の位相基準とが同期するように動作するＰＬＬ回路２１４を設け、その出力をキャリア演算器２１５に与える。キャリア演算器２１５は、ＰＬＬ回路２１４の出力に基づき、入力電圧検出値に同期して周波数が変化するキャリアを演算する。このキャリアと前記電圧指令値λ_ＲＥＣとを比較器２１３にて比較することにより、論理パルスＰＬＳ_Ｒを求める。更に、デッドタイム生成器２１６では、アーム短絡を保護するためのデッドタイムを論理パルスＰＬＳ_Ｒに付加してパルスＰＬＳ_ＲＥＣを生成し、このパルスＰＬＳ_ＲＥＣを整流器用変換器１０４の半導体スイッチング素子に対するオン・オフ信号として出力する。

図７は、キャリア演算器２１５の構成を示すブロック図である。
キャリア演算器２１５では、発振器１０が出力する固定周波数のパルスをアップダウンカウンタ２０に入力する。また、図６のＰＬＬ回路２１４の出力をキャリア周波数の上限値とし、符号反転部３０を介した上限値の反転値をキャリア周波数の下限値として、アップダウンカウンタ２０に入力する。アップダウンカウンタ２０は、発振器１０の出力パルスを上限値と下限値との間でカウントすることにより、図７に示すような所定周波数のキャリアを演算する。

次に、図６におけるインバータ用変換器１０６の制御装置の構成及び動作を説明する。
ＰＬＬ回路２１４によって演算した出力電圧目標値Ｖ_Ａ ^＊と、電圧検出器２０３による出力電圧検出値Ｖ_Ａとの偏差を減算器２１７により求め、調節器（出力電圧調節器）２１８に入力する。調節器２１８は、上記電圧偏差が零になるように動作して、その出力を前記出力電圧目標値Ｖ_Ａ ^＊と共に加算器２１９に入力する。

また、電流検出器２０５により検出した自己（図５の無停電電源装置１００Ａ）の出力電流検出値Ｉ_Ａと、並列接続された他装置（図５の無停電電源装置１００Ｂ）の出力電流検出値Ｉ_Ｂとを加算器２２０により加算し、負荷電流を演算する。この負荷電流を電流指令演算器２２２に入力し、装置１台当たりの出力電流指令値に変換する。この出力電流指令値と自己の出力電流検出値との偏差を減算器２２３により求め、調節器（負荷バランス調節器）２２４に入力する。
調節器２２４は、入力された電流偏差を零にするように動作し、その出力を前記加算器２１９に送る。

加算器２１９では、出力電圧目標値Ｖ_Ａ ^＊と調節器２１８，２２４の出力とを加算し、インバータ用電圧指令値λ_ＩＮＶを演算する。この電圧指令値λ_ＩＮＶとキャリアとを比較器２２５にて比較することにより、論理パルスＰＬＳ_Ｉを求める。更に、デッドタイム生成器２２６により論理パルスＰＬＳ_Ｉにデッドタイムを付加してパルスＰＬＳ_ＩＮＶを生成し、このパルスＰＬＳ_ＩＮＶをインバータ用変換器１０６の半導体スイッチング素子に対するオン・オフ信号として出力する。

なお、図８は、図６におけるインバータ変換器１０６側のキャリア、電圧指令値、論理パルス、及び、デッドタイムを設けた出力パルスの説明図であり、これらの各信号の関係は整流器用変換器１０４側についても同様である。

上記のように固定周波数のキャリアにより動作する電力変換装置は、例えば特許文献１に記載されている。この特許文献１では、圧縮機用の誘導電動機を駆動する運転周波数可変の電圧型ＰＷＭインバータのキャリア周波数を、１０［ｋＨｚ］以上に固定している。

しかし、固定周波数のキャリアを用いる電力変換装置では、キャリア周波数（スイッチング周波数）成分が電圧に重畳されるため、例えば出力側の各相（ここでは、整流器用変換器１０４及びインバータ用変換器１０６を三相としている）のリアクトルに、図９に示すような高調波を含む電流が流れる。図１０は、このリアクトル電流を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により解析して得た周波数スペクトルである。
図１０から明らかなように、リアクトル電流はキャリア周波数の整数倍（図１０における破線を参照）付近のスペクトルを持つため、キャリア周波数が１０［ｋＨｚ］以下、例えば５［ｋＨｚ］等の中容量または大容量の電力変換装置では、図１０のピーク部分ｐ’に起因して、リアクトルから耳障りな磁歪音が発生する。

上記の磁歪音を低減させる対策として、例えば特許文献２には、キャリア周波数をランダムに変化させる技術が開示されている。
図１１は、キャリア周波数をランダムに変化させた時（ランダム変調時）の周波数スぺクトルの概念図であり、ランダム変調によってスペクトルのピーク値を低下させることができる。

特開平７−１６７４８０号公報（段落［０００９］、図８等）特開２０００−１８４７３１号公報（段落［００１１］，［００１２］，［００２４］〜［００４１］、図４，図６，図１４等）

図９に示したリアクトル電流のリプル成分は、キャリア周波数を固定した場合、例えばＵ相の位相角０°，９０°，１８０°，２７０°で大きくなる。また、Ｕ相の位相角を基準とすると、Ｖ相では３０°，１２０°，２１０°，３００°、Ｗ相では６０°，１５０°，２４０°，３３０°でリプル成分が大きくなる。なお、図９では、三相全体においてリプル成分が大きくなる位相角を一点鎖線により表してある。

更に、上記リプル成分を含むリアクトル電流をＦＦＴにより解析すると、図１０に示したように、キャリア周波数の整数倍付近にスペクトルが集中する。本来的には、特許文献２に記載されているようなランダム変調を行ってリプル成分を抑制すると共に、スペクトルを拡散すれば、磁歪音の低減が期待できる。
しかし、キャリア周波数をランダムに変化させればスペクトルを拡散することができるが、意図しない周波数でリプル成分が増大する場合があり、これによって装置の効率や信頼性を低下させる恐れがある。

また、図５に示した無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂの並列接続システムのように、複数台の電力変換装置の出力側を、絶縁トランスを介さずに直接接続する場合、各変換装置のキャリアが同期していないと、次のような問題が生じる。
すなわち、キャリアが同期していない場合には、装置１００Ａ側の整流器用変換器１０４→インバータ用変換器１０６→装置１００Ａ，１００Ｂ同士の並列接続部（負荷１０９との接続部）→装置１００Ｂ側のインバータ用変換器→整流器用変換器→装置１００Ａ，１００Ｂ同士の並列接続部（電力系統１０１との接続部）という経路でコモンモード循環電流が流れる。このため、運転損失が増加すると共に、コモンモードインピーダンスの大きさによっては、循環電流が過大になって電力変換装置が破損する恐れもある。

そこで、本発明の解決課題は、リアクトル電流のリプル成分を平準化して周波数スペクトルを複数の周波数に拡散すると共に、そのピーク値を低下させることによって磁歪音を抑制可能とした制御装置を提供することにある。
また、本発明の他の解決課題は、複数台の電力変換装置を並列に接続して使用する場合にも、循環電流を発生させずに負荷への電力供給を可能とした制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、入力電力を半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の形態に変換して出力し、かつ、出力部にフィルタ用のリアクトルを備えた電力変換装置の制御装置において、
前記半導体スイッチング素子をオン・オフする制御信号を生成するための所定周波数のキャリアを演算するキャリア演算器を備え、
前記キャリア演算器は、
前記リアクトルに流れる電流のリプル成分が大きくなる位相角におけるキャリア周波数（以下、高リプルキャリア周波数という）を、前記リプル成分が小さくなる位相角におけるキャリア周波数（以下、低リプルキャリア周波数という）よりも高く設定し、かつ、前記高リプルキャリア周波数と前記低リプルキャリア周波数とが交互に連続して発生するように前記キャリアを演算すると共に、前記電力変換装置の出力電圧の相数に応じてキャリア周波数の上限値と下限値とを変化させ、前記上限値と前記下限値との範囲内で前記高リプルキャリア周波数及び前記低リプルキャリア周波数を演算することを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置の制御装置において、前記電力変換装置が、交流側が電源系統に接続された整流器と、前記整流器の直流側に接続されたバッテリーと、前記バッテリーに直流側が接続され、かつ交流側に負荷が接続されたインバータと、を有する無停電電源装置であることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電力変換装置の制御装置において、前記電力変換装置は、複数台が互いに並列に接続されて使用されるものであり、前記キャリア演算器は、全ての前記電力変換装置のキャリア周波数を同期させるように前記キャリアを演算することを特徴とする。

本発明によれば、リアクトル電流のリプル成分を位相角の全範囲にわたり平準化してリアクトル電流の周波数スペクトルを複数の周波数に拡散し、スペクトルのピーク値を低下させることによって不快な磁歪音を低減することができる。
また、複数台の電力変換装置を並列に接続して使用する場合に、共通の位相基準信号に基づいてキャリア周波数を変化させることにより、各変換装置のキャリアを同期させて循環電流の発生を防止し、変換装置の破損等を防止することも可能である。

本発明の実施形態におけるキャリア演算器の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態におけるＵ相電圧指令値及びキャリア周波数上限値のパターンの説明図である。本発明の実施形態におけるリアクトル電流の波形図である。図３のリアクトル電流の周波数スペクトルを示す図である。並列接続された２台の無停電電源装置を有する電力変換装置のブロック図である。図５における整流器用変換器及びインバータ用変換器の制御装置を示すブロック図である。図６におけるキャリア演算器の構成を示すブロック図である。図６のインバータ用変換器側のキャリア、電圧指令値、論理パルス、及び出力パルスの説明図である。キャリア周波数が固定されている場合のリアクトル電流の波形図である。図９のリアクトル電流の周波数スペクトルを示す図である。ランダム変調時のリアクトル電流の周波数スぺクトルを示す概念図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態の制御装置におけるキャリア演算器２５０の構成を示すブロック図である。なお、制御装置の全体的な構成は図６と同様であり、図６におけるキャリア演算器２１５を図１のキャリア演算器２５０に置き換えることにより、本発明の制御装置が構成されている。
また、制御対象である電力変換装置は、図６に示したように、整流器用変換器１０４と、この変換器１０４にバッテリー１０５を介して接続されたインバータ用変換器１０６とからなり、交流−直流−交流変換が可能な無停電電源装置を構成している。

図１において、ＰＬＬ回路２１４から出力される位相基準信号は正弦波演算器５０に入力されている。正弦波演算器５０では、図６のインバータ用変換器１０６が三相である場合には、図９の３０[°]間隔の一点鎖線から明らかなように、ｋが１２，２４，……等の１２の倍数である正弦波ｓｉｎｋθを演算する。また、インバータ用変換器１０６が単相である場合には、位相角が９０[°]，２７０[°]でリプル成分が増大するため、ｋが２，４，６，……等の２の倍数である正弦波ｓｉｎｋθを演算して出力する。
次に、減算器６０によりｓｉｎｋθから０．５を減算し、その結果にゲイン７０を乗算した値を加算器８０に入力する。ここで、ゲイン７０は、リアクトルによる磁歪音の大きさや制御性能に応じて任意に設定することができる。

加算器８０では、上記ゲイン７０の乗算結果と、ＰＬＬ回路２１４から出力される第１の周波数上限値とを加算し、第２の周波数上限値を求める。ここで、第１の周波数上限値は、図７により説明した従来の周波数上限値、すなわち、キャリア周波数を固定する場合の周波数上限値である。
図１のキャリア演算器２５０内におけるａ部は、第１，第２の周波数上限値を概念的に示したものである。

第２の周波数上限値を、キャリア周波数の補正後の上限値としてアップダウンカウンタ２０に入力し、また、符号反転部３０を介した第２の周波数下限値を、キャリア周波数の補正後の下限値としてアップダウンカウンタ２０に入力する。
アップダウンカウンタ２０は、発振器１０の出力パルスを第２の周波数上限値と第２の周波数下限値との範囲内でカウントする。

この実施形態では、例えばインバータ用変換器１０６が三相である場合には、図２のパターンＡに示すように、リアクトル電流のリプル成分が増大する３０[°]間隔の位相角において第２の周波数上限値を大きく、すなわち第２の周波数下限値との差を大きくしてキャリア周波数を高くし（便宜的に、このキャリア周波数を高リプルキャリア周波数という）、それ以外の位相角では、第２の周波数上限値を小さく、すなわち第２の周波数下限値との差を小さくしてキャリア周波数を低くする（このキャリア周波数を低リプルキャリア周波数という）ようなパターンを得ることができる。なお、図２では、パターンＡに対比させて、インバータ用変換器１０６の電圧指令値の一例としてのＵ相電圧指令値λ_Ｕを表示してある。
図１に示したアップダウンカウンタ２０の出力であるキャリアの模式的波形図において、「Ｍ」は周波数及び周期が中程度の範囲、「Ｈ」は周波数が高く周期が短い範囲、「Ｌ」は周波数が低く周期が長い範囲であり、このようなキャリア周波数の変化（Ｍ→Ｈ→Ｍ→Ｌ→Ｍ）は、例えば図２におけるｂ部によって実現される。

これにより、リアクトル電流のリプル成分が大きくなる位相角、例えばＵ相については位相角０°，９０°，１８０°，２７０°、Ｖ相については３０°，１２０°，２１０°，３００°（Ｕ相の位相角を基準）、Ｗ相については６０°，１５０°，２４０°，３３０°（同じくＵ相の位相角を基準）においてキャリア周波数をそれぞれ高くして高リプルキャリア周波数とし、それ以外の範囲ではキャリア周波数を低くして低リプルキャリア周波数とすることができ、リアクトル電流のリプル成分を各相の位相角の全範囲にわたって平準化することができる。

このため、各相のリアクトル電流の波形は図３のようになり、このリアクトル電流をＦＦＴにより解析して得た周波数スペクトルは図４のようになる。
図３のようにリアクトル電流のリプル成分が平準化された結果、図４によれば、スペクトルのピーク部分ｐを図１０のピーク部分ｐ’よりも低減することができ、リアクトルから発生する不快な磁歪音を従来よりも抑制することができる。特に、図４では５［ｋＨｚ］前後のスペクトルのピーク部分ｐが図１０のピーク部分ｐ’に比べて低下しているので、キャリア周波数が可聴領域となる中容量または大容量の電力変換装置において有効な対策となる。

なお、キャリア周波数の上限値（第２の周波数上限値）を変化させるパターンは、前述したパターンＡ以外に、図２のパターンＢやパターンＣを選択しても良い。
パターンＢは、周波数上限値が直線的に増減するパターンであり、このようなパターンは図１の正弦波演算器５０におけるｓｉｎ１２θの代わりに一次関数を用いれば容易に演算可能である。
また、パターンＣは、各相のリアクトル電流のリプル成分が増大する位相角の前後のみ高くしたパターンであり、このようなパターンはＰＬＬ回路２１４による位相基準信号に基づいて容易に演算可能である。

更に、上記実施形態では、単独の無停電電源装置の制御装置について説明したが、図５に示すように複数台、例えば２台の無停電電源装置１００Ａ，１００Ｂを並列に接続して使用する場合には、ＰＬＬ回路による共通の位相基準信号に基づいてキャリア周波数を変化させることにより、各変換装置のキャリアを同期させて循環電流の発生を防止し、変換装置の破損等の事故を防ぐことができる。

本発明は、キャリア周波数が可聴領域となる中容量または大容量の電力変換装置であって、無停電電源装置に限らず、少なくとも出力部にフィルタ用のリアクトルを有する電力変換装置の制御装置として利用可能である。

１０：発振器
２０：アップダウンカウンタ
３０：符号反転部
４０：ＰＬＬ回路
５０：正弦波演算器
６０：減算器
７０：ゲイン
８０：加算器
１００Ａ，１００Ｂ：無停電電源装置
１０１：電力系統
１０２，１０８：コンデンサ
１０３，１０７：リアクトル
１０４：整流器用変換器
１０５：バッテリー
１０６：インバータ用変換器
１０９：負荷
２０１，２０２，２０３：電圧検出器
２０４，２０５：電流検出器
２０７，２１０，２１７，２２３：減算器
２０８，２１１，２１８，２２４：調節器
２０９：乗算器
２１２，２１９，２２０：加算器
２１３：比較器
２１４：ＰＬＬ回路
２１５，２５０：キャリア演算器
２１６，２２６：デッドタイム生成器
２２１：負荷電流演算器
２２２：電流指令演算器

Claims

入力電力を半導体スイッチング素子のオン・オフにより所望の形態に変換して出力し、かつ、出力部にフィルタ用のリアクトルを備えた電力変換装置の制御装置において、
前記半導体スイッチング素子をオン・オフする制御信号を生成するための所定周波数のキャリアを演算するキャリア演算器を備え、
前記キャリア演算器は、
前記リアクトルに流れる電流のリプル成分が大きくなる位相角におけるキャリア周波数（以下、高リプルキャリア周波数という）を、前記リプル成分が小さくなる位相角におけるキャリア周波数（以下、低リプルキャリア周波数という）よりも高く設定し、かつ、前記高リプルキャリア周波数と前記低リプルキャリア周波数とが交互に連続して発生するように前記キャリアを演算すると共に、前記電力変換装置の出力電圧の相数に応じてキャリア周波数の上限値と下限値とを変化させ、前記上限値と前記下限値との範囲内で前記高リプルキャリア周波数及び前記低リプルキャリア周波数を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
請求項１に記載した電力変換装置の制御装置において、
前記電力変換装置が、交流側が電源系統に接続された整流器と、前記整流器の直流側に接続されたバッテリーと、前記バッテリーに直流側が接続され、かつ交流側に負荷が接続されたインバータと、を有する無停電電源装置であることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
請求項１または２に記載した電力変換装置の制御装置において、
前記電力変換装置は、複数台が互いに並列に接続されて使用されるものであり、前記キャリア演算器は、全ての前記電力変換装置のキャリア周波数を同期させるように前記キャリアを演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。