JP2000184731A

JP2000184731A - 電力変換器

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Publication number: JP2000184731A
Application number: JP10360077A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Yamamoto; 康弘山本
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-12-18
Filing date: 1998-12-18
Publication date: 2000-06-30

Abstract

(57)【要約】【課題】キャリアの周波数をランダムに変化させ耳障
りな音を改善するキャリア周波数のランダム変調方式を
改良する。【解決手段】割込信号毎にＮカウントする分周比２１
によりＭ系列信号と呼ばれる疑似ランダム信号発生演算
２２により、１，０の２値がランダムな時間幅で出力さ
れる。これをオフセット成分である０．５を減算２１し
てからローパスフィルタ２４を通すことにより波形がな
まった連続的信号になる。このフィルタ２４のカットオ
フ周波数Δｆ_Rによってランダム信号の周波数帯域も制
限できる。フィルタ後信号は±０．５の振幅をもつの
で、キャリア周波数の変調幅ΔＴ_C／Ｔ_COの係数を乗算
２５し、更にベース周期Ｔ_COに相当する１．０のオフセ
ットを加算２６してキャリア周期変調係数ｋ_TCを作成
し、ＰＷＭ制御回路１０のキャリアをランダム変調し、
耳障りな音を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭ変調方式
を使用した出力電圧制御方式を利用した電力変換器、主
に、交流可変速装置やＣＶＣＦなどのコンバータ（イン
バータ）に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電力を直流と交流との相互変換を行うコ
ンバータの電圧制御方式は、一般にＰＷＭ変調方式が適
用されている。ディジタル演算装置やディジタル回路技
術が発達したことにより、ＰＷＭパターンの演算をＣＰ
Ｕなどで実行したり、ＰＷＭパターンをディジタルタイ
マやディジタルコンパレータ回路を用いて正確に発生で
きるため、複雑なＰＷＭパターンでも簡単に発生できる
ようになっている。

【０００３】図９に従来コンバータのＰＷＭ発生部の構
成例を示す。図中、８は直流の電圧ベクトル指令ｖ₁＊
を３相成分に変換する座標変換部、１０はこの３相成分
をＰＷＭ変調するＰＷＭ回路（ＰＷＭ変換器）、７は周
波数指令ω₁を積分して座標変換部８の回転座標に位相
指令θ₁を出力する積分器である。なお、モータＭはＰ
ＷＭ回路１０により制御される電力変換器（図省略）か
らの出力により駆動される。

【０００４】ディジタル制御では乗算や加算が比較的簡
単に実現できることから、座標変換などを適用すること
も可能になっている。そのため図１０の３相交流成分
（固定座標）ｕ，ｖ，ｗを、出力周波数ω₁に同期して
回転する２軸座標（ｄ，ｑ軸）に変換して取り扱うこと
が多い。

【０００５】図中、ｄｑ軸成分から３相（ｕ，ｖ，ｗ）
成分に変換する座標変換をＣ，また、逆に３相（ｕ，
ｖ，ｗ）成分をｄ，ｑ軸成分に変換する部分をＣ^-1とし
て表している。

【０００６】また、同様に、電流検出成分も３相（ｕ，
ｖ，ｗ）成分をｄ，ｑ軸成分に変換すると直流成分とし
て取り扱うことができるため、電流検出信号もＡ／Ｄ変
換器にてサンプルしてディジタル値に変換したのちｄ，
ｑ軸成分に変換し、電流制御についてもディジタルで演
算が行われている。

【０００７】図１１に上述のＰＷＭ発生ブロックを用い
た電流制御例を示す。図中、３１は直流電流ベクトル指
令ｉ₁＊を出力する電流指令発生器、３２は電流ベクト
ル指令ｉ₁＊と電流検出ｉ₁との偏差を検出する偏差検出
器、３３はこの電流偏差を演算増幅して電圧ベクトル指
令ｖ₁＊を出力する電流制御器、８はこの電圧ベクトル
指令を３相成分に変換する座標変換部、１０はこの３相
成分をＰＷＭ変調するＰＷＭ回路である。

【０００８】また、４１は電流検出器ＣＴで検出した電
流をサンプラＳＳでサンプリングしＡ／Ｄした３相電流
をｄｑ軸成分に変換して電流偏差検出器３２に出力する
座標変換部、７は周波数指令ω₁を積分して座標変換部
８，４１の回転座標に位相指令を与える積分器である。

【０００９】上記ＰＷＭ変調方式には使用するキャリア
周波数成分が出力電圧に重畳することにより、この周波
数の整数倍近辺に周波数成分をもつ電磁音が発生する問
題がある。特にキャリア周波数が一定の場合には、出力
ＰＷＭパターンの周波数成分も図１３のような単一スペ
クトル状となるため“キーン”といった人間の耳障りな
音質の電磁音が発生する。

【００１０】この電磁音の音質を変化させるために図１
２に示すようにランダム信号発生器１Ａを設け、ＰＷＭ
回路１０のＰＷＭ変調のキャリア周波数をランダムに変
化させるランダム変調と呼ばれる方式が採用されること
がある。

【００１１】このランダム変調方式を適用すると、図１
３のようなキャリア周波数の整数倍を中心に更に電圧信
号成分が側帯波として分布していたスペクトルが、一種
のＦＭ変調効果により、図１４のような連続してある程
度の周波数帯域に広がった分布をする。この結果、音質
も“ザー”といった白色系の音質となり聴感的な音質を
改善することができる。

【００１２】また、ＰＷＭコンバータ（インバータを含
む）にＰＷＭ変調方式を適用すると、ＰＷＭ電流リプル
成分が電極に流出したり、アースに漏れ電流となった
り、また、配線から電波としてラジオノイズを発生した
りして他の機器に対する電磁ノイズ源となる問題もあ
る。これに対してもランダム変調を適用すると、図１３
の単一スペクトルの場合に比べて図１４のように最大ピ
ークのレベルが低減する効果がある。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述のノイズ成分を減
衰させるため、図１５のようにコンバータ（インバー
タ）の入力側や出力側に、ＰＷＭキャリア変調周波数以
上の成分を減衰させるためのノイズフィルタＦ₁，Ｆ₂を
適用することがある。

【００１４】しかし、ランダム変調によって出力のＰＷ
Ｍ波に含まれるスペクトルの幅が広がりすぎると、低い
周波数成分も発生することになり、上記ノイズ対策用の
フィルタＦ₁，Ｆ₂についても低周波まで減衰できるフィ
ルタに変更する必要が生じ、結果的にフィルタを大形化
しなくてはならない。

【００１５】そこで、ランダム変調しても出力ＰＷＭの
スペクトルが低域にまで広がらないような対策が必要に
なる。

【００１６】また、ランダム信号といっても実際にはあ
る程度の周期性を持っていることが多く、その場合には
電圧の周波数指令との関係によってはビートが発生する
ことがある。これらの周波数の高周波成分が近くなる
と、騒音成分に低周波ビート成分が発生して耳障りとな
る。

【００１７】また、このランダム変調を適用したコンバ
ータを用いて電流制御を行う場合、電流のサンプルや制
御演算などをＰＷＭ周期に同期して実行するシステムに
ついては、電流演算周期自体もキャリアと同時に変化し
てしまう。そのため、キャリア周期の短いときと長いと
きとでは電流制御特性が変化する恐れがある。

【００１８】このように、ＰＷＭ変調方式にランダム変
調を適用する際には、いくつかの問題点が存在してい
る。

【００１９】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、ＰＷＭ制御特性を
損なうことなく耳障りな音の発生を抑制できる電力変換
器を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】この発明は、電圧指令か
らディジタル演算によってＰＷＭパターンを発生させる
ＰＷＭ変換器により制御される電力変換器において、Ｐ
ＷＭ設定演算の周期の整数倍の周期でＭ系列信号などの
ランダム信号を発生するランダム信号発生手段と、前記
ランダム信号からオフセット成分を除去するオフセット
補正手段と、前記オフセット補正された信号の周波数帯
域を制限する低減フィルタと、前記フィルタ出力波形に
変調周波幅に相当する係数を乗算する機能と、基本波キ
ャリア周期相当のオフセット成分を加算する機能によっ
てキャリア変調係数を作成するキャリア変調係数作成手
段と、前記キャリア変調係数と基本キャリア周期とを乗
算した周期に従ってＰＷＭキャリアを変調するＰＷＭ演
算・発生回路を有することを特徴とする。

【００２１】また、キャリア発生方式が基準クロックを
カウントする方式で、キャリア変調によってカウント値
が変化する回路の場合には、比較する電圧指令にも前記
キャリア変調係数を乗算して、出力電圧が変化しないよ
うにする。

【００２２】また、出力電圧の周波数または電流指令の
周波数に応じて前記ＰＷＭのランダム信号の周期を切り
換える手段を設け、ランダム信号の周期と出力電圧また
は電流指令の周波数とのビート現象を回避させる。

【００２３】また、電流指令と電流検出との偏差を電流
制御演算して前記電圧ベクトル指令を出力する電流制御
器を有し、前記電流制御器は、その電流制御演算内部の
積分項を前記ＰＷＭキャリア周期変調係数を乗算して補
正する機能を有するものとする。

【００２４】

【発明の実施の形態】実施の形態１（ランダム変調成分
の帯域制限方式）実施の形態１にかかるＰＷＭ変調に適用するランダム信
号の周波数制限方式については図１〜図４を用いて説明
する。キャリア周波数を変調するよりも、その逆数のキ
ャリア周期で取り扱う方が演算上扱いやすいことから、
キャリア変調として周期を操作する。

【００２５】図１は従来１２図のランダム変調ブロック
図を少し詳細に示したものである。図１について、基準
となるＰＷＭキャリア周期指令Ｔｃにランダム信号発生
部１からのランダム性を有する変調係数ｋ_TCを乗算器２
で乗算してキャリア周期指令を変化させる。ＰＷＭキャ
リア演算部３は変化するキャリア指令の周期からＰＷＭ
キャリアを設定しデータをＰＷＭキャリア発生部４へ出
力する。

【００２６】また、周波数指令ω₁にランダム信号発生
器１からの変調係数ｋ_TCを乗算器６で乗算し積分器７に
出力する。座標変換部８は電圧指令ｖ₁＊と積分器７か
らの位相指令θ₁を受けて電圧指令を３相電圧指令に変
換して出力する。この３相の電圧指令ｖ_u＊，ｖ_v＊，ｖ
_w＊に乗算器９₁，９₂，９₃でランダム信号発生部１から
の変調係数ｋ_TCを乗算し、ＰＷＭ変調用のコンパレータ
１７₁，１７₂，１７₃に出力する。

【００２７】図２にＰＷＭキャリア発生部の構成を示
し、図３に図１，図２についての動作タイミングチャー
ト例を示す。ＰＷＭキャリア発生部の構成を動作と共に
説明する。

【００２８】上記ＰＷＭキャリア演算部３からのＰＷＭ
キャリア設定データは初期値キャリア設定レジスタ１
１，最終値キャリア設定レジスタ１３，データ更新制御
部１６に入力する。設定されたＰＷＭキャリアの頂点に
達すると、キャリアカウンタ１２はキャリア設定レジス
タ１１から最新のキャリアカウンタの初期値と最終値を
ロードしてからアップ／ダウンを切り換えてカウントを
継続して上記コンパレータ１７₁，１７₂，１７₃にキャ
リア出力する。

【００２９】最終値バッファ１４はキャリア設定レジス
タ１３の最終値をロードして記憶し、比較器１５はキャ
リアアウタ１２からのキャリア出力と最終値バッファ１
４のデータを比較してキャリア頂点到達信号を出力す
る。また、データ更新制御部１６は上記ＰＷＭキャリア
設定データとキャリア頂点到達信号を受け、ＰＷＭの半
周期を最小単位として、その整数信号のタイミングでＣ
ＰＵ（図示省略）に対してＣＰＵ割込信号を出力すると
共にキャリアカウンタ１２に上記アップ／ダウン信号と
ロード信号を出力する。

【００３０】上記ＣＰＵ割込信号をＣＰＵが受け付ける
と、次回のＰＷＭキャリアデータや電圧成分等を演算し
てＰＷＭキャリア発生部４のレジスタ１１，１３にＰＷ
Ｍキャリア設定データを入力する。

【００３１】上記構成により、ＰＷＭ半周期の整数倍毎
の割込毎に、キャリア周期を変化させることができる。
図１，図２では、キャリアカウンタ１２の基準クロック
周波数を一定としており、カウント値の方を可変とする
ことによりキャリア周期を変化させている。

【００３２】この場合には、ＰＷＭ出力の電圧が指令通
りに出力できるように、ＰＷＭキャリアと比較する電圧
指令についもキャリア周期変調係数ｋ_TCと同じ係数を乗
算して補正する必要がある。この補正は上記乗算器
９₁，９₂，９₃で行っている。

【００３３】このＰＷＭ発生回路４自体は図２の回路に
限定されるものではない。また、割込周期も図３ではＰ
ＷＭの半周期毎で描いているが、１周期や１．５周期毎
などとしてもよい。また、電圧指令側では座標変換した
あとにキャリア周期変調係数ｋ_TCを乗算しているが、こ
れを座標変換の前などに移動しても演算上は等価であ
る。

【００３４】図４にランダム信号発生部の構成を示す。
一般的にはソフトウエアでランダム信号を作成するが、
分かり易いように図４のようなブロック図で示してあ
る。ランダム変調信号の作成方法について図４を用いて
説明する。

【００３５】このランダム信号発生部１は上記ＰＷＭキ
ャリア周期に同期して発生する割込信号毎に動作する。

【００３６】分周タイマ２１は割込信号毎にＮカウント
する分周比により、Ｍ系列信号発生部２２のＭ系列信号
の発生期を制御している。このＭ系列信号と呼ばれる類
似ランダム信号発生演算により、１，０の２値がランダ
ムな時間幅で出力される。

【００３７】これを減算器２３でオフセット成分である
０．５を減算してからローパスフィルタ２４を通すこと
により波形がなまった連続的な信号になる。また、この
ローパスフィルタのカットオフ周波数Δｆ_Rによってラ
ンダム信号の周波数帯域も制限することもできる。フィ
ルタ後のランダム信号は最大±０．５の振幅をもつの
で、キャリア周期の変調幅ΔＴ_C／Ｔ_Cの係数を乗算し、
更にベース周期であるＴ_Cに相当する１．０のオフセッ
トを加算してキャリア周期変調係数ｋ_TCを作成してい
る。

【００３８】また、Ｍ系列信号発生部２２を図５のよう
に８ｂｉｔ長の構成としランダム変調信号を作成して、
ランダム信号の周波数帯域がローパスフィルタ２４で制
限されるため、ランダム変調を適用したＰＷＭ出力の周
波数スペクトルの分布も制限することができ、ひいて
は、ノイズフィルタを大形化しなくてもよくなる。

【００３９】実施の形態２（ビート減少の回避方式）上記図４，図５のように、ランダム変調信号としてＭ系
列信号などのアルゴリズムを適用し場合には、やはり周
期性のあるランダム信号になってしまう。例えば８ｂｉ
ｔ長のＭ系列信号では２５５周期で同じ波形が出力され
る。このランダム信号の周期と電圧の周波数指令の周期
とが、それぞれの整数倍に近づいてくると低周波のビー
ト現象が発生し、うなり音などが発生するようになる。

【００４０】実施の形態２にかかるビート現象回避方式
について図６を用いて説明する。１は上記図４，図５で
説明したランダム信号発生部、１９はランダム信号発生
部１の分周タイマ２１に分周比設定を与える分周比設定
演算部で、出力周波数、即ち周波数指令ω₁の周期を監
視しながらＭ系列信号の更新周期を設定している分周比
をビートがでないように切り換える。これによりランダ
ム変調の周期の方を変化させることができるため上記ビ
ート現象を回避することができる。

【００４１】このようにランダム信号の更新周期を変更
しても、ランダム信号を後段のフィルタで周波数帯域を
制限し、さらに変調周期幅をΔＴ_Cの乗算部分で決定す
る構成としているため、ＰＷＭ変調後のスペクトルはほ
ぼ同一にすることができ電磁音の音質も変化が少なくな
る。

【００４２】実施の形態３（ランダム変調を適用したＰ
ＷＭ方式の場合のＡＣＲ演算補正方法）実施の形態３にかかる電流制御方式を図７，図８を用い
て説明する。図中、図１，図６と同一構成部分には同一
符号を付してある。

【００４３】図７について、電流指令発生器３１からの
電流ベクトル指令ｉ₁＊と電流検出ｉ₁との偏差は電流制
御部３３で電流制御演算され、電圧ベクトル指令ｖ₁＊
を座標変換部８に出力するが、この電流制御器３３のゲ
インおよび電圧ベクトル指令ｖ₁＊はランダム信号発生
部１から出力するキャリア周期変調信号ｋ_TCにより補正
される。

【００４４】上記電流制御演算は図３のＰＷＭ割込信号
によって起動され、ＰＷＭ回路の設定データを演算する
前に実行するような、ＰＷＭと同期してＡＣＲ演算を行
なっている。そのため、電流制御演算周期も変調の影響
を受けるがＰＩ制御の場合には、演算周期の影響を受け
るのは積分項だけなので、電流制御部３３を図８のよう
に補正する。

【００４５】図８について、電流制御部３３は電流偏差
をゲイン回路３４でＫ_P倍し、ＰＩ演算部３５でＰＩ演
算する。このＰＩ演算出力に乗算器３６でランダム信号
発生部１からのキャリア周期変調信号ｋ_TCを乗算し、そ
の出力に加算器３７で１シフト遅延回路３８からの前回
値を加算し、上記ゲイン回路３４の出力に加算器３９で
加算して補正する。

【００４６】この変更理由は、電流制御の積分演算を連
続系で示すと、

【００４７】

【数１】

【００４８】これを、離散系に近似して、今回値
［ｎ］、前回値［ｎ−１］の記号で表すと、

【００４９】

【数２】

【００５０】ここで、変調前の基準となるサンプル周期
をＴ_S［ｎ］とすると積分係数は次式となる。

【００５１】

【数３】

【００５２】この結果、積分項は基準となる積分係数ｋ
_Tioに、キャリア周期変調係数ｋ_TCを乗算すればよく、
図８のようなブロック図になる。

【００５３】このように、電流制御部分にも補正を加え
ることにより、ランダム変調を適用してもあたかも変調
が無かったときと同様な応答特性を実現することができ
る。

【００５４】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００５５】（１）ＰＷＭキャリア周波数をランダム変
調すると、ＰＷＭ出力電圧の周波数スペクトルを単一ス
ペクトルからある幅を持ち連続して分布したスペクトル
に変化させることができるが、この際、ランダム信号発
生部に適切なフィルタを追加することにより、ＰＷＭ出
力に含まれる周波数成分が広範囲に広がることを防止で
きる。

【００５６】（２）そのため、ランダム変調を適用した
効果により電磁騒音が人間の聴感的に耳障りな単一スペ
クトル音からホワイトノイズ的な音色に変更させなが
ら、更に、ノイズ防止用のフィルタの大形化も防止する
ことができる。

【００５７】（３）さらに、Ｍ系列信号などの周期性を
持つランダム信号発生源を用いた場合には、出力電圧の
周波数によってはビートによるうなり音を発生するが、
これをＭ系列信号を更新するタイミングを制御している
割込周期の分周比を切り換えることにより、ビート音の
発生を避けることができる。

【００５８】（４）また、ランダム変調部に帯域制限フ
ィルタを追加する構成としているため、このＭ系列の更
新周期が変化してもＰＷＭ変調後の電圧出力の周波数ス
ペクトルの変化が少なくなっている。

【００５９】（５）また、このランダム変調をＰＷＭ周
期と同期して電流制御演算を行う電流制御系に適用した
場合に、電流制御系の演算に補正を行うことにより、キ
ャリア周期が変化しても常に同一の電流制御応答を実現
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかるＰＷＭ発生部の構成を示
すブロック回路図。

【図２】実施の形態１にかかるＰＷＭキャリア発生回路
の構成を示すブロック回路図。

【図３】実施の形態１にかかるＰＷＭ発生部の動作を説
明するダイナミック図。

【図４】実施の形態１にかかるランダム信号発生部の構
成を示すブロック回路図。

【図５】同ランダム信号発生部におけるＭ系列信号発生
部の構成を示すブロック図。

【図６】実施の形態２にかかるＰＷＭ演算ブロック図。

【図７】実施の形態３にかかるランダム変調を適用した
電流制御ブロック図。

【図８】同、電流制御部の構成を示すブロック図。

【図９】従来例にかかるＰＷＭ演算ブロック図。

【図１０】座標を定義するベクトル図。

【図１１】従来例にかかる電流制御ブロック図。

【図１２】従来例にかかるランダム変調を適用したＰＷ
Ｍ演算ブロック図。

【図１３】ランダム変調が適用されない場合のＰＷＭ出
力電圧の周波数スベクトル図。

【図１４】ランダム変調時のＰＷＭ出力電圧の周波数ス
ペクトル図。

【図１５】従来例にかかるノイズフィルタを適用したＰ
ＷＭ演算ブロック図。

【符号の説明】

１…ランダム信号発生部３…ＰＷＭキャリア演算部４…ＰＷＭキャリア発生部８…座標変換部１０…ＰＷＭ回路，ＰＷＭ変換器２１…分周タイマ２２…Ｍ系列信号発生部３３…電流制御部。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電圧指令からディジタル演算によってＰ
ＷＭパターンを発生させるＰＷＭ変換器により制御され
る電力変換器において、ＰＷＭ設定演算の周期の整数倍の周期でＭ系列信号など
のランダム信号を発生するランダム信号発生手段と、前記ランダム信号からオフセット成分を除去するオフセ
ット補正手段と、前記オフセット補正された信号の周波数帯域を制限する
低減フィルタと、前記フィルタ出力波形に変調周波幅に相当する係数を乗
算する機能と、基本波キャリア周期相当のオフセット成
分を加算する機能によってキャリア変調係数を作成する
キャリア変調係数作成手段と、前記キャリア変調係数と基本キャリア周期とを乗算した
周期に従ってＰＷＭキャリアを変調するＰＷＭ演算・発
生回路を有することを特徴とする電力変換器。
【請求項２】請求項１において、キャリア発生方式が基準クロックをカウントする方式
で、キャリア変調によってカウント値が変化する回路の
場合には、比較する電圧指令にも前記キャリア変調係数
を乗算して、出力電圧が変化しないようにしたことを特
徴とするに電力変換器。
【請求項３】請求項１又は２において、出力電圧の周波数または電流指令の周波数に応じて前記
ＰＷＭのランダム信号の周期を切り換える手段を設け、ランダム信号の周期と出力電圧または電流指令の周波数
とのビート現象を回避することを特徴とする電力変換
器。
【請求項４】請求項１又は２又は３において電流指令と電流検出との偏差を電流制御演算して前記電
圧ベクトル指令を出力する電流制御器を有し、前記電流制御器は、その電流制御演算内部の積分項に前
記ＰＷＭキャリア周期変調係数を乗算して補正する機能
を有することを特徴とする電力変換器。