JP5239235B2 - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御などに使用される電力変換装置および電力変換方法に関する。

従来の電力変換装置は、スイッチの開閉によって発生する電磁ノイズを低減するために、ＰＷＭ(Pulse-Width Modulation)制御における搬送波周波数を離散的かつ正弦波状に変化させている。これにより、電磁ノイズを広周波数帯域で拡散させることができ、電磁ノイズのピークレベルを低減している。
特開平７−９９７９５号公報

しかしながら、従来技術は搬送波周波数を離散的に変化させているため、電磁ノイズが搬送波の周波数の高次高調波に集中するので、電磁ノイズを十分に低減することができないといった間題があった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、搬送波周波数が離散的に変化する場合に、電磁ノイズをより低減することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置は、１変調周期において、搬送波の周波数を変化させるときに、増加時の周波数と減少時の周波数とが異なるように搬送波の周波数を変化させるようにした。

本発明によれば、１変調周期における搬送波の周波数を異なるようにしたので、搬送波の周波数が高次高調波に集中せず、分散させることができるので、電磁ノイズを低減することができる。

本発明に係る電力変換装置の一例として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１乃至第３の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図１０を参照して説明する。

本発明の実施形態となるインバータシステム１について、図１乃至図５を参照して説明する。

（電力変換装置の制御装置の構成）
以下、図１を参照して、インバータシステム１の構成と動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態となるインバータシステム１の構成を示す図である。インバータシステム１は、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ（以下、モータとする。）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃを含む電流検出部４、制御装置１０、電源ＢおよびコンデンサＣを主な構成要素として備える。また、制御装置１０は、電流指令生成部５、ＰＩＤ(Proportional-Integral-Derivative)制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、搬送波信号生成部７、比較器８ａ、８ｂ、８ｃおよび搬送波周波数生成部９を主な構成要素として備える。

上記ＰＷＭインバータ２は、比較器８ａ、８ｂ、８ｃの出力に従って電池ＢおよびコンデンサＣの電力をモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へと供給するために、６個の開閉手段であるスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備え、これらのスイッチング素子はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。

上記電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃはそれぞれ、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出し、上記電流指令生成部５は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。上記ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が、電流指令生成部５が生成した電流指令値と同じになるようにフィードバック制御している。

搬送波周波数生成部９は、搬送波信号生成部７で生成された搬送波信号の周波数ｆｃ（以下、キャリア周波数ｆｃとする。）を変化させる。そして、搬送波信号生成部７は、キャリア周波数ｆｃを有する三角波状の搬送波信号を比較器８ａ、８ｂ、８ｃに出力する。

比較器８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃの出力値と三角波状の搬送波信号の大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２に入力する。Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として比較器８ａの動作を具体的に説明すれば、比較器８ａは、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状の搬送波信号よりも大きい場合、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態およびオフ状態に制御することにより正の電圧をモータ３のＵ相に印加し、逆にＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状搬送波信号よりも小さい場合には、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態およびオン状態に制御することにより、負の電圧をモータ３のＵ相に印加する。

図２は、図１に示すインバータシステム１の制御ブロック図である。モータ３と、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃからなる電流検出部４と、速度指令値とモータ３の速度検出値からＰＩＤ制御によって電流指令値を算出する速度制御器２１と、当該電流指令値と電流検出部４で検出された電流検出値から電圧指令値を生成する電流制御器２２と、当該電圧指令値に基づいてスイッチング素子をオン／オフさせて、三相交流電力をモータ３に出力するインバータ回路２３とからなる。なお、電流制御器２２は、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃを含み、インバータ回路２３は、搬送波信号生成部７、比較器８ａ、８ｂ、８ｃ、搬送波周波数生成部９およびＰＷＭインバータ２を含む。

ここで、図２に示す電流制御ループと速度制御ループについて説明する。電流制御ループは、電流指令値と電流検出値に基づき電流制御器２２から出力された電圧指令値に基づいてインバータ回路２３からモータ３へ供給された電流を検出し、電流検出値を電流制御器２２に入力するループである。速度制御ループは、速度指令値と速度検出値に基づき速度制御器２１から出力された電流指令値に基づいて電流制御ループを通じて駆動されたモータ３の回転速度を検出し、速度検出値を速度制御器２１に入力するループである。また、電流制御ループの周期は、搬送波信号生成部７で生成された搬送波信号の周期Ｔｃ（以下、キャリア周期Ｔｃとする。）と一致する。なお、キャリア周期Ｔｃはキャリア周波数ｆｃの逆数である。そのため、後述するキャリア周波数ｆｃの離散的な値の継続時間Ｔ（図３参照）は、キャリア周期Ｔｃ未満にすることはできない。

（キャリア周波数ｆｃの時間変化）
次に、本発明の第１の実施形態に係るキャリア周波数ｆｃの時間変化について説明する。図３はデジタル制御における従来のキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図４は第１の実施形態に係るキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図５はキャリア周波数ｆｃの値の個数を変化させた場合に形成される電磁ノイズの説明図である。なお、図３および図４において、キャリア周波数ｆｃの時間変化を４変調周期分表している。

図３に示すように、キャリア周波数ｆｃを周期的に時間変化させることで、所定のキャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ・ｆｃに発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、キャリア周波数ｆｃの時間変化の周波数帯域（例えば、図３ではｆｃ１〜ｆｃ５）のｍ次周波数帯域（例えば、ｍ・ｆｃ１〜ｍ・ｆｃ５）で拡散させて、ノイズのピークレベルを低減させている。

しかし、デジタル制御におけるキャリア周波数ｆｃの時間変化は、図３に示すように、離散的な値しか用いることができないため、キャリア周波数ｆｃの値の個数が少なくなると、ノイズのエネルギは、上記のｍ次周波数帯域ｍ・ｆｃ１〜ｍ・ｆｃ５で十分に拡散されず、離散的なキャリア周波数ｆｃの値ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４およびｆｃ５のｍ次周波数、すなわち、ｍ・ｆｃ１、ｍ・ｆｃ２、ｍ・ｆｃ３、ｍ・ｆｃ４およびｍ・ｆｃ５に集中し、ノイズのピークレベルを十分に低減させることができない（図５の破線の山部参照）。これは、上記の周波数帯域ｆｃ１〜ｆｃ５のｍ次周波数帯域ｍ・ｆｃ１〜ｍ・ｆｃ５に発生するノイズレベルの合計、すなわち、ノイズのエネルギの合計は、キャリア周波数ｆｃを時間変化させても、させなくても変化しないためである。

一方、図３に示したキャリア周波数ｆｃの時間変化において、離散的なキャリア周波数ｆｃの値ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４およびｆｃ５以外の周波数は用いられていない。そのため、ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４およびｆｃ５以外の周波数の値のｍ次周波数に対するノイズレベルは低くなっている（図５の破線の谷部参照）。

つまり、上記ピークレベルが最も低減されるのは、上記エネルギの合計が上記ｍ次周波数帯域ｍ・ｆｃ１〜ｍ・ｆｃ５内で均一に分布した場合である。すなわち、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１〜ｆｃ５の周波数帯域で連続的に時間変化させた場合のノイズレベル（図５の平均レベル）が、最も低減可能なピークレベルということになる。これから、キャリア周波数ｆｃの時間変化において、離散的なキャリア周波数ｆｃの値の個数を多くすれば、最も低減可能なピークレベルである平均レベルに近づくことができ、ピークレベルを低減することができる。

そこで、キャリア周波数ｆｃの値の継続時間Ｔ(図３参照)を短縮し、キャリア周波数ｆｃの値の個数を多くすることが考えられるが、上記の通り、継続時間Ｔは、キャリア周波数ｆｃの逆数であるキャリア周期Ｔｃ未満とすることができない。また、キャリア周波数ｆｃの時間変化の１周期（以下、１変調周期とする。）を長くし、キャリア周波数ｆｃの値の個数を多くすることも考えられるが、変調周期が長くなると、一般的にビートノイズが発生する。例えば、ＡＭラジオ放送の搬送波とキャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ・ｆｃの差が緩慢に変化することにより、ＡＭラジオ放送の搬送波とキャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ・ｆｃの差が、キャリア周波数ｆｃの時間変化に対応した音の変化、つまりビートノイズとして聴こえる。当該ビートノイズは、人の聴覚には気になる音として認識される。

従って、第１の実施形態の電力変換装置では、図４に示すように、１変調周期中において、キャリア周波数を増加させて変化させたときと減少させて変化させた時に、異なる周波数が存在するようにキャリア周波数ｆｃを時間変化させるようにした。

第１の実施形態では、キャリア周波数ｆｃの値として、ｆｃ１〜ｆｃ１０までの１０個の異なった値を用いている。そして、キャリア周波数ｆｃの値ｆｃ１〜ｆｃ１０が１変調周期内で１度だけ用いられている。これから、スイッチング素子の開閉によって発生するノイズにおける、キャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ・ｆｃに対するノイズレベルの高いスペクトル成分を、離散的なキャリア周波数ｆｃの値ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４、ｆｃ５、ｆｃ６、ｆｃ７、ｆｃ８、ｆｃ９およびｆｃ１０のｍ次周波数、すなわち、ｍ・ｆｃ１、ｍ・ｆｃ２、ｍ・ｆｃ３、ｍ・ｆｃ４、ｍ・ｆｃ５、ｍ・ｆｃ６、ｍ・ｆｃ７、ｍ・ｆｃ８、ｍ・ｆｃ９およびｍ・ｆｃ１０に拡散させることができ、ノイズのピークレベルをより低減させることができる（図５の実線の山部参照）。なお、１変調周期で用いられるキャリア周波数ｆｃの逆数の総和は、所定の１変調周期よりも短くなるように選択される。

以上より、第１の実施形態では、キャリア周期を増加及び減少させて変化させた時に、少なくとも異なる周波数が存在するようにキャリア周波数ｆｃを変化させることで、キャリア周波数ｆｃの時間変化の１変調周期を長くすること無く、また継続時間Ｔを短縮させること無く、１変調周期あたりの周波数の値の個数を多くすることが可能となり、ノイズのピークレベルをより低減することができる。

次に、第２の実施形態の電力変換装置について、第１の実施形態の電力変換装置２の制御装置１０と異なる点を中心に図６乃至図７を参照して説明する。なお、第２の実施形態について、第１の実施形態と同様の構成には同じ番号を付し、説明を省略し、第２の実施形態の制御装置が、第１の実施形態の制御装置１０と異なる点は、搬送波周波数生成部９で変化させたキャリア周波数ｆｃの時間変化が異なる点である。

図６は、第２の実施形態に係るキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図である。図６では、第１の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの値として、最小値ｆｃ１から最大値ｆｃ１０まで１０個の異なった値を用いている。第２の実施形態は、第１の実施形態と異なり、キャリア周波数ｆｃの増加時、キャリア周波数ｆｃの値を昇順に並べた配列における奇数番目の周波数値（ｆｃ１、ｆｃ３、ｆｃ５、ｆｃ７およびｆｃ９）を用いて、キャリア周波数ｆｃを最小値ｆｃ１から順番に増加させている。更に、キャリア周波数ｆｃの減少時、偶数番目の周波数値（ｆｃ２、ｆｃ４、ｆｃ６、ｆｃ８およびｆｃ１０）を用いて、キャリア周波数ｆｃを最大値ｆｃ１０から順番に減少させている。このように、キャリア周波数ｆｃを最大値ｆｃ１０と最小値ｆｃ１の間で時間変化させる場合に、急激な変化を抑制することができる。キャリア周波数ｆｃが急激に変化すると、システムによっては制御特性やその他の特性に影響を与える可能性があったが、これにより、キャリア周波数ｆｃの時間変化を全体的に緩やかな変化にすることができ、キャリア周波数ｆｃの時間変化に伴う制御特性をはじめとする他の諸特性、例えば、電流変動（電流リップル）等の影響を抑制することも可能となる。

図７は、図６に示すキャリア周波数ｆｃの時間変化を実現するフローチャートである。図７の紙面に向かって左側の図は、図６のキャリア周波数ｆｃの時間変化を形成する制御処理の流れを示し、図７の紙面に向かって右側の図は、制御処理に用いられる周波数マップを示している。

ここで、周波数マップとは、第２の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃの値を昇順に並べた配列である、キャリア周波数ｆｃの時間変化の順番を表す配列番号ｆｃ（０）〜ｆｃ（９）に対応させて上記の周波数値ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４、ｆｃ５、ｆｃ６、ｆｃ７、ｆｃ８、ｆｃ９およびｆｃ１０を予め格納したデータベースである。そして、図７右図に示すように、配列番号ｆｃ（０）〜ｆｃ（９）の順に、キャリア周波数ｆｃの増加時に用いる周波数値ｆｃ１、ｆｃ３、ｆｃ５、ｆｃ７、ｆｃ９、減少時に用いる周波数値ｆｃ１０、ｆｃ８、ｆｃ６、ｆｃ４、ｆｃ２が格納されている。

第２の実施形態のキャリア周波数ｆｃの時間変化を形成する制御処理は、図７左図に示すように、まず、初期のカウンタのカウント値ｋを０に設定する。これにより、キャリア周波数ｆｃの値として、配列番号ｆｃ（０）の周波数値ｆｃ１が設定される（ステップＳ１）。次に、周波数値ｆｃ１を用いてＰＷＭ演算処理を実行する（ステップＳ２）。その後、カウント値ｋを１増加させる（ステップＳ３）。次に、カウント値ｋがキャリア周波数ｆｃの値の個数、すなわち、周波数マップの配列の個数ｎ未満か否か判断する（ステップＳ４）。カウント値ｋが個数ｎ未満であれば（ステップＳ４でＹｅｓ）、キャリア周波数ｆｃの値として、図７右図に示した周波数マップから配列番号ｆｃ（ｋ）に対応する周波数値を読み込む（ステップＳ５）。その後、ステップＳ２の制御処理に戻り、配列番号ｆｃ（ｋ）に対応する周波数値を用いてＰＷＭ演算処理を実行する。以下、ステップＳ２〜ステップＳ５の制御処理を繰り返し実行する。これにより、キャリア周波数ｆｃの値が配列番号ｆｃ（０）に対応する周波数値ｆｃ１から配列番号ｆｃ（９）に対応する周波数値ｆｃ２まで変化する。一方、ステップＳ４の制御処理において、カウント値ｋが周波数マップの配列の個数ｎ以上の場合（ステップＳ４でＮｏ）、ステップＳ１の制御処理に戻り、カウント値ｋを０に設定する。これにより、キャリア周波数ｆｃの値として、配列番号ｆｃ（０）の周波数値ｆｃ１が設定される（ステップＳ１）。このようにして、キャリア周波数ｆｃの増加時および減少時に、キャリア周期Ｔｃ以上で近い値に設定された所定の継続時間Ｔを超過して同一の値が存在しないように、キャリア周波数ｆｃを変化させていることから、１変調周期あたりのキャリア周波数ｆｃの値の個数を多くすることができる、図６に示したキャリア周波数ｆｃの時間変化を自動的に実現することが可能となる。

次に、第３の実施形態の電力変換装置について、第１および第２の実施形態の電力変換装置と異なる点を中心に図８乃至図１０を参照して説明する。なお、第３の実施形態について、第１および第２の実施形態と同様の構成には同じ番号を付す。第３の実施形態の制御装置が、第１の実施形態の制御装置１０と異なるのは、搬送波周波数生成部９で変化させたキャリア周波数ｆｃの時間変化が異なることである。そして、第２の実施形態の制御装置と異なる点は、周波数マップを用いない制御処理を実行している点である。

図８は、第３の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化を示す図である。図８では、第２の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの値として、最小値ｆｃｍｉｎから最大値ｆｃｍａｘまで１０個の異なった値を用いている。上述のように、第３の実施形態の電力変換装置は、周波数マップを用いていないため、キャリア周波数ｆｃの１０個の値は、最小値ｆｃｍｉｎと最大値ｆｃｍａｘから算出される。具体的には、所定の周波数差Δｆｃ０、最小値ｆｃｍｉｎおよび最大値ｆｃｍａｘを予め設定する。キャリア周波数ｆｃを、ｆｃｍｉｎ＋ｉ×２Δｆｃ０（ｉ：１、２、・・）で算出された値ｆｃａに離散的に増加させる。更に、ｆｃａ＝ｆｃｍｉｎ＋ｉ×２Δｆｃ０＞ｆｃｍａｘとなった後、キャリア周波数ｆｃを、ｆｃａ−（ｊ＋１／２）×２Δｆｃ０（ｊ：０、１、・・）で算出された値に離散的に減少させる。なお、周波数差Δｆｃ０は、キャリア周波数ｆｃの値の個数をｎ（ｎ：整数）とすると、Δｆｃ０＝（ｆｃｍａｘ−ｆｃｍｉｎ）／（ｎ−１）となる。よって、ｊ＝０の場合、キャリア周波数ｆｃの値は、最大値ｆｃｍａｘとなる。その後、ｆｃａ−（ｊ＋１／２）×２Δｆｃ０＝ｆｃｍａｘ−ｊ×２Δｆｃ０＜ｆｃｍｉｎとなった場合、キャリア周波数ｆｃの値をｆｃｍｉｎにする。これにより、図８に示したように、キャリア周波数ｆｃを最大値ｆｃｍａｘと最小値ｆｃｍｉｎの間で時間変化させる場合に急激な変化を抑制することができ、第２の実施形態と同様の効果を取得することができる。

図９は、図８に示すキャリア周波数ｆｃの時間変化を実現するフローチャートである。図９に示すように、第３の実施形態では、第２の実施形態と異なり、周波数マップを用いていない。よって、キャリア周波数ｆｃの時間変化を簡単な構成で実現している。第３の実施形態のキャリア周波数ｆｃの時間変化を形成する制御処理は、図９に示すように、キャリア周波数ｆｃの初期値を最小値ｆｃｍｉｎに設定する（ステップＳ１）。また、キャリア周波数ｆｃの初期値と次の値との差Δｆｃを、所定の周波数差Δｆｃ０の２倍の値に設定する（ステップＳ１）。次に、最小値ｆｃｍｉｎを用いてＰＷＭ演算処理を実行する（ステップＳ２）。その後、キャリア周波数ｆｃの値にΔｆｃを加える。上記より、Δｆｃ＝２Δｆｃ０であるため、キャリア周波数ｆｃの値はｆｃｍｉｎ＋２Δｆｃ０となる（ステップＳ３）。次に、キャリア周波数ｆｃの値がｆｃｍｉｎ−Δｆｃ０より大きく、ｆｃｍａｘ＋Δｆｃ０よりも小さい値か否か判断する（ステップＳ４）。キャリア周波数ｆｃの値がｆｃｍｉｎ−Δｆｃ０より大きく、ｆｃｍａｘ＋Δｆｃ０よりも小さい値であれば（ステップＳ４でＹｅｓ）、ステップＳ２に戻り、キャリア周波数ｆｃの値ｆｃｍｉｎ＋２Δｆｃ０を用いてＰＷＭ演算処理を実行する。

以下、ステップＳ２〜ステップＳ４の制御処理を繰り返し実行する。キャリア周波数ｆｃの値がｆｃｍａｘ＋Δｆｃ０より大きくなった場合（ステップＳ４でＮｏ）、キャリア周波数ｆｃの値をｆｃ−（１／２）Δｆｃ＝ｆｃ−Δｆｃ０に設定する（ステップＳ５）。ここで、（１／２）Δｆｃ＝Δｆｃ０を減ずるのは、Δｆｃ０だけずらすことで、キャリア周波数ｆｃの増加時と減少時で異なる値を用いるためである。次に、キャリア周波数ｆｃの値と次の値との差Δｆｃの符号を反転する（ステップＳ６）。これにより、キャリア周波数ｆｃの時間変化が増加から減少に変わる。その後、ステップＳ２に戻り、このときのキャリア周波数ｆｃの値を用いてＰＷＭ演算処理を実行する。以下、ステップＳ２〜ステップＳ４の制御処理を繰り返し実行する。これにより、キャリア周波数ｆｃの値は２Δｆｃ０ずつ減少する。その後、キャリア周波数ｆｃの値がｆｃｍｉｎ−Δｆｃより小さくなった場合（ステップＳ４でＮｏ）、キャリア周波数ｆｃの値をｆｃ−（１／２）Δｆｃ＝ｆｃ＋Δｆｃ０に設定する（ステップＳ５）。これにより、キャリア周波数ｆｃの値はｆｃｍｉｎに戻ることとなる。次に、キャリア周波数ｆｃの値と次の値との差Δｆｃの符号を反転する（ステップＳ６）。これにより、キャリア周波数ｆｃの時間変化が減少から増加に変わる。

このような構成を有することで、第２の実施形態と異なり、周波数マップを用いていないため、周波数マップ用の記憶媒体、例えば半導体メモリの容量が不要となり、ハード構成を簡素化することができる。更に、キャリア周波数ｆｃの増加時および減少時、所定の周波数差Δｆｃ０の２倍の周波数毎に離散的に変化させ、増加時から減少時または減少時から増加時に切り替わる時だけ、所定の周波数差Δｆｃ０で変化させているので、その都度簡単な計算でキャリア周波数ｆｃの値を容易に自動的に算出することができる。

図１０は、キャリア周波数ｆｃの値の個数の違いによるノイズの実測データを比較する図である。図１０では、キャリア周波数ｆｃの値の個数を５個とした場合および個数を１０個とした場合のノイズの実測データの比較である。ここで、キャリア周波数ｆｃは三角波状に変化させ、キャリア周波数ｆｃの値の個数が５個の場合は、図３に示したように、キャリア周波数ｆｃの増加時および減少時に同一の値を用いた。一方、キャリア周波数ｆｃの値の個数が１０個の場合は、図８に示したように、キャリア周波数ｆｃの増加時および減少時に、キャリア周期Ｔｃ以上で近い値に設定された所定の継続時間Ｔを超過して同一の値が存在しないように、キャリア周波数ｆｃを変化させて、１変調周期あたりのキャリア周波数ｆｃの値の個数を多くしている。よって、図１０に示すように、キャリア周波数ｆｃの値の個数が少ない場合のノイズのピークレベルより、キャリア周波数ｆｃの値の個数が多い場合のノイズのピークレベルの方が低減されている。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第３の実施形態では、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータ３に供給するＰＷＭインバータ２を備えるインバータシステム１を例に説明したが、これに限定されるものではなく、スイッチングにより電力の形態を変換させる他のシステムに適用しても、同様の効果が得られる。例えば、Ｈブリッジ構成にてモータを駆動する構成や、図１１に示されるような、指令値入力１１からの信号に基づいて、キャリア周波数が可変された搬送波信号を出力するＣＰＵ１２と、単体スイッチ１５の開閉を制御するスイッチング信号を単体スイッチ１５に出力するドライブ回路１３と、単体スイッチ１５の開閉動作にて、電圧源＋Ｖから電圧を印加される負荷１４とからなる構成にも適用できる。

また、第２の実施形態では、キャリア周波数ｆｃの増加時、キャリア周波数ｆｃの値を昇順に並べた配列における奇数番目の周波数値（ｆｃ１、ｆｃ３、ｆｃ５、ｆｃ７およびｆｃ９）を用いて、キャリア周波数ｆｃを最小値ｆｃ１から順番に増加させ、キャリア周波数ｆｃの減少時、偶数番目の周波数値（ｆｃ２、ｆｃ４、ｆｃ６、ｆｃ８およびｆｃ１０）を用いて、キャリア周波数ｆｃを最大値ｆｃ１０から順番に減少させているが、これに限定されるものではなく、キャリア周波数ｆｃの増加時、偶数番目の周波数値を用い、キャリア周波数ｆｃの減少時、奇数番目の周波数値を用いても良い。

また、第２の実施形態では、周波数マップの周波数値ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４、ｆｃ５、ｆｃ６、ｆｃ７、ｆｃ８、ｆｃ９およびｆｃ１０の各関係を示していないが、各周波数値の差を等しくしても良い。

また、第３の実施形態では、所定の周波数差Δｆｃ０＝（ｆｃｍａｘ−ｆｃｍｉｎ）／（ｎ−１）としているが、これに限定されるものではなく、任意の値に設定しても良い。

本発明の第１の実施形態となるインバータシステムの構成を示す図 図１に示すインバータシステムの制御ブロック図 デジタル制御における従来のキャリア周波数の時間変化を示す図 第１の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化を示す図 キャリア周波数の値の個数を変化させた場合に形成される電磁ノイズの説明図 第２の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化を示す図 図６に示すキャリア周波数の時間変化を実現するフローチャート 第３の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化を示す図 図８に示すキャリア周波数の時間変化を実現するフローチャート キャリア周波数の値の個数の違いによるノイズの実測データを比較する図 単体スイッチによる負荷駆動の構成を示す図

符号の説明

１：インバータシステム
２：ＰＷＭインバータ
２１：速度制御器
２２：電流制御器
２３：インバータ回路
３：三相ブラシレス直流モータ（モータ）
４：電流検出部
４ａ〜４ｃ：電流センサ
５：電流指令生成部
６ａ〜６ｃ：ＰＩＤ制御部
７：搬送波信号生成部
８ａ〜８ｃ：比較器
９：搬送波周波数生成部
１０：制御装置
Ｂ：電源
Ｃ：コンデンサ

Claims (12)

1. 指令値を出力する指令値出力部と、
   搬送波を生成する搬送波生成部と、
   前記搬送波の周波数を離散的かつ周期的に増加及び減少させて変化させる周波数変化部と、
   前記指令値と前記搬送波とを比較し、当該比較結果に応じた制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記制御信号に基づいた出力値を出力する出力部と、を傭える電力変換装置であって、
   前記周波数変化部は、前記搬送波の周波数を増加させて変化させるときと周波数を減少させて変化させるときとを周期的に時間変化させ、その１変調周期において、増加時の周波数と減少時の周波数とが異なるように前記周波数を変化させることを特徴とする電力変換装置。
2. 講求項１記載の電力変換装置であって、
   前記周波数変化部は、
   前記搬送波の周波数を増加させて変化させるときに、前記搬送波の周波数の値を昇順に並べた配列における奇数番目の前記搬送波の周波数の値になるように変化させ、
   前記搬送波の周波数を減少させて変化させるときに、前記配列における偶数番目の前記搬送波の周波数となるように変化させる電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記周波数変化部は、
   前記搬送波の周波数を増加させて変化させるときに、前記搬送波の周波数の値を昇順に並べた配列における偶数番目の前記搬送波の周波数の値になるように変化させ、
   前記搬送波の周波数を減少させて変化させるときに、前記配列における奇数番目の前記搬送波の周波数となるように変化させる電力変換装置。
4. 請求項２または請求項３記載の電力変換装置であって、
   前記周波数変化部は、前記搬送波の周波数を変化させるときに、順番に変化させる電力変換装置。
5. 請求項４記載の電力変換装置であって、
   前記配列に含まれる全ての前記搬送波の周波数の値は、隣接する前記搬送波の周波数の差が等しい電力変換装置。
6. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記周波数変化部は、
   前記搬送波の周波数の最小値をｆｃｍｉｎと、最大値をｆｃｍａｘと、所定の周波数差を△ｆｃ０と、任意の整数をｉ（ｉ＝１、２、・・）、ｊ（ｊ＝１、２、・・）とした場合、
   前記搬送波の周波数の増加時、ｆｃｍｉｎ＋ｉ×２△ｆｃ０で算出された値ｆｃａに離散的に増加させた後、
   前記値ｆｃａが最大値ｆｃｍａｘを超過した場合、前記搬送波の周波数の値を最大値ｆｃｍａｘにした後、ｆｃｍａｘ−ｊ×２△ｆｃ０で算出された値に離散的に減少させる電力変換装置。
7. 指令値を出力するステップと、
   搬送波を生成するステップと、
   搬送波の周波数を周期的に増加及び減少させて変化させるステップと、
   指令値と搬送波とを比較し、当該比較結果に応じた制御信号を生成するステップと、
   制御信号に基づいて、所定出力値を出力するステップと、を備える電力変換方法であって、
   搬送波の周波数を増加させて変化させるときと周波数を減少させて変化させるときとを周期的に時間変化させ、その１変調周期において、増加時の周波数と減少時の周波数とが異なるように搬送波の周波数を変化させることを特徴とする電力変換方法。
8. 請求項７記載の電力変換方法であって、
   前記搬送波の周波数を増加させて変化させるときに、前記搬送波の周波数の値を昇順に並べた配列における奇数番目の前記搬送波の周波数の値になるように変化させるステップと、
   前記搬送波の周波数を減少させて変化させるときに、前記配列における偶数番目の前記搬送波の周波数となるように変化させるステップと、を有する電力変換方法。
9. 請求項７記載の電力変換方法であって、
   前記搬送波の周波数を増加させて変化させるときに、前記搬送波の周波数の値を昇順に並べた配列における偶数番目の前記搬送波の周波数の値になるように変化させるステップと、
   前記搬送波の周波数を減少させて変化させるときに、前記配列における奇数番目の前記搬送波の周波数となるように変化させるステップと、を有する電力変換方法。
10. 請求項８または請求項９記載の電力変換方法であって、
    増加又は減少させて前記搬送波の周波数を変化させるときに、順番に変化させる電力変換方法。
11. 請求項１０記載の電力変換装置であって、
    前記配列に含まれる全ての前記搬送波の周波数の値は、隣接する前記搬送波の周波数の差が等しい電力変換方法。
12. 請求項７記載の電力変換方法であって、
    前記搬送波の周波数の最小値をｆｃｍｉｎと、最大値をｆｃｍａｘと、所定の周波数差を△ｆｃ０と、任意の整数をｉ（ｉ＝１、２、・・）、ｊ（ｊ＝１、２、・・）とした場合、
    前記搬送波の周波数の増加時、ｆｃｍｉｎ＋ｉ×２△ｆｃ０で算出された値ｆｃａに離散的に増加させた後、
    前記値ｆｃａが最大値ｆｃｍａｘを超過した場合、前記搬送波の周波数の値を最大値ｆｃｍａｘにした後、ｆｃｍａｘ−ｊ×２△ｆｃ０で算出された値に離散的に減少させる電力変換方法。

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