JP4811102B2 - 電力変換装置の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載されるモータに使用される電力変換装置の制御装置およびその制御方法に関する。

電力変換装置とは、入力電力から所望の形態の電力を生成し、負荷に出力する装置である。例えば、直流電力を基に直流モータを駆動する直流モータ駆動装置は、直流電力からモータを駆動するための電力の形態に変化させることから、電力変換装置の一つと考えられる。直流モータ駆動装置の制御装置の従来技術としては、特許公報・特開平７−９９７９５号に記載のような技術がある。この技術について、概要を説明する。

従来技術のステッピングモータシステムは、４つのスイッチであるＦＥＴをＨブリッジ状に構成し、それらのＦＥＴを開閉させることで、直流電源からステッピングモータに印加される電流の大きさと向きを制御して、所望のモータ回転力を実現するものである。ＦＥＴの開閉は、ＰＷＭ制御により行われる。ＦＥＴの開閉によって、ＥＭＩノイズが発生する。そのＥＭＩノイズは、キャリア信号の所定の周波数のｎ次高調波（ｎ：整数）の周波数に対して、ノイズレベルの高いスペクトル成分を示していた。このＥＭＩノイズはラジオ受信や他の電子機器の動作に対して障害を与える可能性がある。本従来技術においては、そのＥＭＩノイズのレベルを低減するために、ＰＷＭ制御におけるキャリア信号の周波数（以下、キャリア周波数とする。）を時間とともに変化させるようにしている。従来技術では、キャリア周波数を周期的に正弦波状に変化させている。キャリア周波数を時間とともに変化させることで、所定のキャリア周波数のｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、キャリア周波数の時間とともに変化する周波数帯域（例えば、５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）のｎ次周波数帯域（例えば、ｎ・５ｋＨｚ〜ｎ・２０ｋＨｚ）で拡散させることができる。よって、ｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルを低減することができる。このようにしてラジオ受信や他の電子機器への障害を抑制するというものである。
特開平７−９９７９５号公報

上記のステッピングモータシステムにおいては、キャリア周波数を時間とともに変化させることにより、所定のキャリア周波数のｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、キャリア周波数の時間とともに変化する周波数帯域（例えば、５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）のｎ次周波数帯域（例えば、ｎ・５ｋＨｚ〜ｎ・２０ｋＨｚ）で拡散させることができることから、ｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルを低減できるものの、この場合、上記ｎ次周波数帯域（例えば、ｎ・５ｋＨｚ〜ｎ・２０ｋＨｚ）に発生するノイズレベルの合計、すなわち、ＥＭＩノイズのエネルギの合計は変化しない。そのため、ノイズレベルが最も低減された場合のスペクトルは、上記エネルギの合計が上記ｎ次周波数帯域（例えば、ｎ・５ｋＨｚ〜ｎ・２０ｋＨｚ）内で均一に分布した場合である。すなわち、上記ｎ次周波数帯域（例えば、ｎ・５ｋＨｚ〜ｎ・２０ｋＨｚ）内で均一に分布した場合のノイズレベルが、キャリア周波数を時間とともに変化させた場合に、最も低減可能なノイズレベルということになる。これから、上記のステッピングモータシステムでは、キャリア周波数の時間変化によるノイズレベルの低減には限界があるため、所定の周波数帯域に対するノイズレベルを十分に低減できないといった問題があった。

また、高電圧や高電流をスイッチングするような電力変換装置では、非常に高いレベルのＥＭＩノイズが発生されることが想定できるが、このようにもともと発生するノイズレベルが高い場合は、上記周波数帯域で拡散させただけでは、ノイズレベルを十分に低減できず、よって、ラジオ受信や他への障害を抑制することが不可能であるという問題があった。

また、キャリア周波数の時間とともに変化する周波数帯域を更に広くすることにより、所定のキャリア周波数のｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、上記ｎ次周波数帯域で拡散させることができることから、ｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルをより低減できるものの、上記ｎ次周波数帯域を広くしすぎると、所定のキャリア周波数のｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルを上記ｎ次周波数帯域で拡散させたスペクトルと、（ｎ＋１）次高調波の周波数に発生していたノイズレベルを（ｎ＋１）次周波数帯域で拡散させたスペクトルが重畳し、所定の周波数帯域に対するノイズレベルが上昇するといった恐れを完全に否定できないといった問題もあった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域に対するノイズレベルをさらに低減できる電力変換装置の制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置の制御装置では、前記スイッチング周波数変更手段は、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）内および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）内で周期的に変化する波形に基づいて、前記制御信号の周波数を変化させ、前記周波数ｆｃ１およびｆｃ４は、所定の周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに対して、次の不等式ｎ・ｆｃ２≦ｆｓ−Δｆｓ、ｆｓ＋Δｆｓ≦ｎ・ｆｃ３を満たす整数ｎ、ｆｃ２およびｆｃ３に対して、（ｎ−１）・ｆｃ４≦ｎ・ｆｃ２、ｎ・ｆｃ３≦（ｎ＋１）・ｆｃ１を満たすように決定されることを特徴としている。

本発明により、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域に対するノイズレベルをさらに低減できる。

本発明に係る電力変換装置の一例として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第一乃至第五の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図６を参照して説明する。

（第一の実施形態）
以下、図１を参照して、インバータシステム１の構成と動作について説明する。図１はインバータシステムの構成を示す図である。

インバータシステム１は、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ（以下、モータとする。）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃ、制御装置１３、電源ＢおよびコンデンサＣを主な構成要素として備える。また、制御装置１３は、電流指令生成部５、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、比較器８ａ、８ｂ、８ｃ、キャリア周波数可変部１２を主な構成要素として備える。上記ＰＷＭインバータ２は、比較器８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って電池ＢおよびコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極をモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する６個のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備え、これらのスイッチング素子はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。上記電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃはそれぞれ、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出し、上記電流指令生成部５は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。上記ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が電流指令生成部５が生成した電流指令値に従うように、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値をＰＩＤ制御する。

また、キャリア周波数可変部１２は、キャリア信号生成部７および波形生成部９から構成されている。波形生成部９は、後述するキャリア信号の周波数（以下、キャリア周波数とする。）を可変するために出力する電圧波形を生成する。具体的には、図示しない第１の発信器、図示しない第２の発信器および図示しない加算器から構成されている。図示しない第１の発信器は、所定の周波数を持つ三角波を出力する。また、図示しない第２の発信器は、上記三角波よりも小さい周波数を持つ方形波を出力する。第１の発振器の出力と第２の発振器の出力は周期が同じで、それぞれ半周期で対称な形をしている。図示しない加算器は、上記三角波と上記方形波を加算した波形を有する電圧波形を生成し、キャリア信号生成部７に出力する。

キャリア信号生成部７は、波形生成部９から出力された上記電圧波形に基づいて、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage
Control Oscillator）等を用いることにより、キャリア信号を生成する。キャリア信号は、キャリア周波数ｆｃ（後述する図２参照）を有する三角波である。キャリア信号生成部７は、上記キャリア信号を比較器８ａ、８ｂ、８ｃに出力する。

上記比較器８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃの出力値と三角波状のキャリア信号の大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２に入力する。Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として比較器８ａの動作を具体的に説明すれば、比較器８ａは、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状のキャリア信号よりも大きい場合、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態およびオフ状態に制御することにより正の電圧をモータのＵ相に印加し、逆にＰＩＤ制御部の出力値６ａが三角波状キャリア信号よりも小さい場合には、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態およびオン状態に制御することにより、負の電圧をモータのＵ相に印加する。

ここで、本発明において提案するキャリア周波数ｆｃの変化について、説明する。図２は本発明第一の実施形態を示すキャリア周波数ｆｃの時間変化と高調波スペクトルを示す図である。ここで、図２（ａ）はキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図２（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。

図２（ａ）に示すように、キャリア周波数ｆｃは、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）では、三角波状に変化している。また、第三の周波数範囲ｆｃ２〜ｆｃ３（ｆｃ２＜ｆｃ３）では、ほぼ垂直に推移している。図２（ａ）で示すキャリア周波数ｆｃの時間変化の場合、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４で、三角波の波数は２個連続している。図２（ａ）のようなキャリア周波数ｆｃの変化において、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波（ｎ：整数）の周波数スペクトルは図２（ｂ）のようになる。図２（ｂ）において、ｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ・ｆｃ１〜ｎ・ｆｃ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第一のノイズレベル２１を有する。また、ｎ・ｆｃ３〜ｎ・ｆｃ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第二のノイズレベル２２を有する。一方、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域では、第一のノイズレベル２１および第二のノイズレベル２２よりも低い第三のノイズレベル２３を有している。これより、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域のＥＭＩノイズをさらに低減できる。

また（ｎ＋１）次高調波の周波数スペクトルも同様に、（ｎ＋１）・ｆｃ１〜（ｎ＋１）・ｆｃ２までの（ｎ＋１）次周波数帯域でほぼ平坦な第一のノイズレベル２４を有する。また、（ｎ＋１）・ｆｃ３〜（ｎ＋１）・ｆｃ４までの（ｎ＋１）次周波数帯域でほぼ平坦な第二のノイズレベル２５を有する。一方、（ｎ＋１）・ｆｃ２〜（ｎ＋１）・ｆｃ３までの（ｎ＋１）次周波数帯域では、第一のノイズレベル２４および第二のノイズレベル２５よりも低い第三のノイズレベル２６を有している。さらに（ｎ−１）次高調波の周波数スペクトルも同様に、（ｎ−１）・ｆｃ１〜（ｎ−１）・ｆｃ２までの（ｎ−１）次周波数帯域でほぼ平坦な第一のノイズレベル２７を有する。また、（ｎ−１）・ｆｃ３〜（ｎ−１）・ｆｃ４までの（ｎ−１）次周波数帯域でほぼ平坦な第二のノイズレベル２８を有する。一方、（ｎ−１）・ｆｃ２〜（ｎ−１）・ｆｃ３までの（ｎ−１）次周波数帯域では、第一のノイズレベル２７および第二のノイズレベル２８よりも低い第三のノイズレベル２９を有している。

ここで、本発明においては、
（ｎ−１）・ｆｃ４≦ｎ・ｆｃ２ （１．１）
ｎ・ｆｃ３≦（ｎ＋１）・ｆｃ１ （１．２）
が成立するようにｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を決めている。これらの式が成立する場合、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第三のノイズレベル２３を有する周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域に、隣り合う（ｎ−１）次高調波の周波数スペクトルの第二のノイズレベル２８を有する周波数帯域、すなわち、（ｎ−１）・ｆｃ３〜（ｎ−１）・ｆｃ４までのｎ次周波数帯域が重畳しないことになる。同様に、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第三のノイズレベル２３を有する周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域に、隣り合う（ｎ＋１）次高調波の周波数スペクトルの第一のノイズレベル２４を有する周波数帯域、すなわち、（ｎ＋１）・ｆｃ１〜（ｎ＋１）・ｆｃ２までのｎ次周波数帯域が重畳しないことになる。したがって、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数スペクトルのｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域において、第三のノイズレベル２３に第一のノイズレベル２４および第二のノイズレベル２８が重畳することによるノイズレベルの上昇を抑制することが可能となる。

ここでｎ次高調波の周波数スペクトルのｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域に、例えば、放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓのラジオ放送波の帯域が含まれるようにｎ、ｆｃ２、ｆｃ３を決定することで、インバータシステム１の動作により発生するキャリア周波数ｆｃに起因するＥＭＩノイズにより、インバータシステム１の近傍に配置されたラジオ受信機で受信される放送を聴取する場合の障害を抑制させることができる。また、放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓ以外の周波数帯域においては、キャリア周波数ｆｃを時間的に変化させていることから、キャリア周波数ｆｃを一定としている場合に、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数に発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、キャリア周波数ｆｃの時間とともに変化する周波数帯域（ｆｃ１〜ｆｃ４）のｎ次周波数帯域（ｎ・ｆｃ１〜ｎ・ｆｃ４）で拡散させることができる。よって、キャリア周波数ｆｃを一定としている場合よりもノイズレベルを低減させることが可能である。また、放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに、隣り合うキャリア周波数ｆｃの（ｎ＋１）次高調波の周波数スペクトルの第一のノイズレベル２４を有する周波数帯域および（ｎ−１）次高調波の周波数スペクトルの第二のノイズレベル２８を有する周波数帯域が重畳しないので、放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓにおけるノイズレベルの上昇を抑制できる。したがって、その他の受信装置や機器への障害も抑制することが可能となる。以上より、キャリア周波数ｆｃを時間とともに変化させつつ、上記式（１．１）および（１．２）が成立するようにｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を決めることで、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域（ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３）に対するノイズレベルをさらに低減することができる。

（第二の実施形態）
次に、第二の実施形態に係るインバータシステムについて、第一の実施形態に係るインバータシステム１と異なる点を中心に図３を参照して説明する。また、第二の実施形態に係るインバータシステムについて、第一の実施形態に係るインバータシステム１と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図３は、本発明第二の実施形態を示すキャリア周波数ｆｃの時間変化と高調波スペクトルを示す図である。ここで、図３（ａ）はキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図３（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。第二の実施形態に係るインバータシステムの構成は、第一の実施形態に係るインバータシステム１と全く同じである。また、図３（ａ）に示したキャリア周波数ｆｃの波形も、図２（ａ）で示したキャリア周波数ｆｃの波形と同じである。さらに、図３（ｂ）に示したキャリア周波数ｆｃの周波数スペクトルも、図２（ｂ）で示したキャリア周波数ｆｃの周波数スペクトルと酷似している。第二の実施形態に係るインバータシステムが、第一の実施形態と相違する点は、キャリア周波数ｆｃの変化させる範囲の決め方が異なっていることだけである。

ここで、第二の実施形態では、更に、
ｎ・ｆｃ４≒（ｎ＋１）・ｆｃ１ （２）
を満たすようにｆｃ１とｆｃ４を決定している。このようにｆｃ１とｆｃ４を決定すると、ｎ次高調波の周波数スペクトルと（ｎ＋１）次高調波の周波数スペクトルがほぼ隣り合う、すなわちもっとも接近しながらもスペクトルの重畳がほとんどないといったスペクトルが形成される。また、この関係を満たせば、ｎ次高調波の周波数スペクトルと（ｎ−１）次高調波の周波数スペクトルにおけるスペクトルの重畳もほとんどない。このようにすることは、以下の２つの点で有効である。

第一に、ｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第三のノイズレベル２３を有する周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域に（ｎ＋１）次高調波の周波数スペクトルの第一のノイズレベル２４および（ｎ−１）次高調波の周波数スペクトルの第二のノイズレベル２８が重畳しない。これから、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域において、ノイズレベルの上昇を抑制することができる。第二に、キャリア周波数ｆｃを時間的に変化させることで、各次数の高調波の周波数スペクトルの周波数帯域を広げ、ノイズレベルを低減するという観点からすると、各次数の高調波の周波数スペクトルの周波数帯域をより広くすることが有効である。そこで、（２）式を満足するようにｆｃ１とｆｃ４を決めると、ｎ次以下の次数の高調波のスペクトルの重畳を抑制しつつ、スペクトルが含まれない周波数帯域、すなわち隣り合う高調波の周波数スペクトルの間の周波数帯域を最も狭くすることができる。これにより周波数帯域を有効に用いることが可能となり、その分の広い周波数帯域でのノイズレベルの低減が実現できる。

さらに、第一の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの時間変化において、ｆｃ２〜ｆｃ３への推移が、ほぼ垂直になっていることから、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域のＥＭＩノイズをさらに低減できる。

以上より、キャリア周波数ｆｃを時間とともに変化させつつ、上記式（２）が成立するようにｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を決めることで、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域（ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３）に対するノイズレベルをさらに低減することができる。

（第三の実施形態）
次に、第三の実施形態に係るインバータシステムについて、第一の実施形態に係るインバータシステム１と異なる点を中心に図４を参照して説明する。また、第三の実施形態に係るインバータシステムについて、第一の実施形態に係るインバータシステム１と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。図４は、本発明第三の実施形態を示すインバータシステム１と受信装置１０の構成を示す図である。第三の実施形態では、第一の実施形態に係るインバータシステム１の近傍に受信装置１０を配置した構成となっている。これから、第一の実施形態と同様の効果を取得することができる。

なお、第三の実施形態において、受信装置１０はＡＭラジオ受信機である。ＡＭラジオ受信機１０は、ＡＭラジオ受信機１０で現在聴取している放送局のチャンネル周波数を、インバータシステム１内に存在するキャリア周波数可変部１２の波形生成部９に対して知らせる機能、すなわち、チャンネル周波数出力部１１を有している。このようにすると、ＡＭラジオ受信機１０で聴取しようとする放送局が変わった場合でも、そのチャンネル周波数に応じて、キャリア周波数ｆｃを時間とともに変化させる場合の変化の範囲を変更することが可能となり、インバータシステム１から発生するキャリア周波数ｆｃに起因するＥＭＩノイズによるＡＭラジオ受信機１０で受信される放送を聴取する場合の障害を、任意のチャンネルにおいて、抑制することが可能となる。

（第四の実施形態）
次に、第四の実施形態に係るインバータシステムについて、第一の実施形態に係るインバータシステム１と異なる点を中心に図５を参照して説明する。図５は、本発明第四の実施形態を示すキャリア周波数ｆｃの時間変化と高調波スペクトルを示す図である。ここで、図５（ａ）はキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図５（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。第四の実施形態に係るインバータシステムの構成は、第一の実施形態に係るインバータシステム１と全く同じである。第四の実施形態に係るインバータシステムが、第一の実施形態と相違する点は、図５（ａ）に示したように、キャリア周波数ｆｃの時間変化、すなわち、波形が異なっていることだけである。

第四の実施形態では、図５（ｂ）に示したように、ｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓを含むｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域がｎ・ｆｃ１〜ｎ・ｆｃ４までのｎ次周波数帯域の中央に存在するのではなく、中央よりも高周波側に偏っている。第一の実施形態と同様に、ｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ・ｆｃ１〜ｎ・ｆｃ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第一のノイズレベル４１を有し、ｎ・ｆｃ３〜ｎ・ｆｃ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第二のノイズレベル４２を有する。一方、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域では、第一のノイズレベル４１および第二のノイズレベル４２よりも低い第三のノイズレベル４３を有している。この場合、
（ｆｃ２−ｆｃ１）：（ｆｃ４−ｆｃ３）＝Ｔ２：Ｔ１ （３）
という関係が成り立つように、Ｔ１とＴ２を決める。ここで、Ｔ１はキャリア周波数ｆｃが第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２を変化する時間であり、Ｔ２はキャリア周波数ｆｃが第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４を変化する時間である。図５では、キャリア周波数ｆｃは、時間Ｔ１およびＴ２で、それぞれ三角波状に変化している。それぞれの三角波の周期をＴｍ１、Ｔｍ２とすると、
Ｔｍ１＝Ｔｍ２ （４）
が成り立つようにする。また（３）式の関係から、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２における三角波の波数と、第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４における三角波の波数の比はＴ１：Ｔ２になる。このようにすることで、ｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第一のノイズレベル４１と第二のノイズレベル４２をほぼ等しくすることが可能となり、引いては、各次数の高調波の周波数スペクトルのノイズレベルを最も低くすることが可能となる。

さらに、第一の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの時間変化において、第三の周波数範囲ｆｃ２〜ｆｃ３の推移が、ほぼ垂直になっていることから、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域のＥＭＩノイズをさらに低減できる。また、上記式（１．１）および（１．２）を成立するようにｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を決めることで、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数スペクトルのｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域において、第三のノイズレベル４３に第一および第二のノイズレベルが重畳することによるノイズレベルの上昇を抑制することが可能となる。これより、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域（ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３）に対するノイズレベルをさらに低減することもできる。

（第五の実施形態）
次に、第五の実施形態に係るインバータシステムについて、第四の実施形態に係るインバータシステムと異なる点を中心に図６を参照して説明する。図６は、本発明第五の実施形態を示すキャリア周波数ｆｃの時間変化と高調波スペクトルを示す図である。ここで、図６（ａ）はキャリア周波数ｆｃの時間変化を示す図、図６（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。第五の実施形態に係るインバータシステムの構成は、第四の実施形態に係るインバータシステム、すなわち、第一の実施形態に係るインバータシステム１と全く同じである。第五の実施形態に係るインバータシステムが、第四の実施形態と相違する点は、図６（ａ）に示したように、キャリア周波数ｆｃの時間変化、すなわち、波形が三角波状ではなく、一定時間毎にランダムに選択された周波数値を階段状に変化させた形状になっていることだけである。

ただし、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４内では単位時間（Ｔ１＋Ｔ２）において均一な分布になるように、キャリア周波数ｆｃの値を決めている。例えば図６（ａ）では、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２の周波数帯域幅と第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４の周波数帯域幅の比が５：３となっている。第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２における周波数値を、上記周波数帯域幅の比に合わせて、５つ有している。キャリア周波数ｆｃを５つの周波数値から一定時間毎にランダムに選択して、選択された周波数値に階段状に変化させている。このとき、すでに一度選択された周波数値は選択されないようにしている。同様に、第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４における周波数値を、上記周波数帯域幅の比に合わせて、３つ有している。キャリア周波数ｆｃを３つの周波数値から一定時間毎にランダムに選択して、選択された周波数値に階段状に変化させている。同様に、すでに一度選択された周波数値は選択されないようにしている。この場合、Ｔ１とＴ２の比を５：３とすることで、キャリア周波数ｆｃの分布が均一になる。このようにすることで、第四の実施形態の場合と同様に、ｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第一のノイズレベル４１と第二のノイズレベル４２をほぼ等しくすることが可能となり、引いては、各次数の高調波の周波数スペクトルのノイズレベルを最も低くすることが可能となる。

さらに、第四の実施形態と同様に、キャリア周波数ｆｃの時間変化において、第三の周波数範囲ｆｃ２〜ｆｃ３の推移が、ほぼ垂直になっていることから、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域のＥＭＩノイズをさらに低減できる。また、上記式（１．１）および（１．２）を成立するようにｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を決めることで、キャリア周波数ｆｃのｎ次高調波の周波数スペクトルのｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３までのｎ次周波数帯域において、第三のノイズレベル４３に第一および第二のノイズレベルが重畳することによるノイズレベルの上昇を抑制することが可能となる。これより、広い周波数帯域におけるノイズレベルを低減しつつ、所定の周波数帯域（ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３）に対するノイズレベルをさらに低減することができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第一乃至第五の実施形態では、本発明をインバータシステムに適用しているが、特にこれに限定されるものでなく、他の電力変換装置の制御装置にも適用可能である。例えば、従来技術で説明したようなＨブリッジ構成のスイッチにより直流モータを駆動する場合をはじめ、その他、スイッチの開閉により入力電力の形態を変化させて出力電力を形成する、種々の電力変換装置の制御装置への適用が可能である。

また、ｎ・ｆｃ２〜ｎ・ｆｃ３のｎ次周波数帯域と放送周波数帯域ｆｓ±Δｆｓとを同じにしているが、特にこれに限定されるものでなく、異なっていても良い。

また、第一乃至第五の実施形態におけるインバータシステム１は、ＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃ、制御装置１３、電源ＢおよびコンデンサＣを備えているが、特にこれに限定されるものでない。同様に、制御装置１３は、電流指令生成部５、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、比較器８ａ、８ｂ、８ｃ、キャリア周波数可変部１２を備えているが、特にこれに限定されるものでない。また、キャリア周波数可変部１２は、キャリア信号生成部７と波形生成部９を備えているが、特にこれに限定されるものでなく、波形生成部９を別個独立の構成としても良い。

また、波形生成部９は、図示しない第１の発信器の出力波形と図示しない第２の発信器の出力波形を図示しない加算器で加算した電圧波形をキャリア信号生成部７に出力しているが、特にこれに限定されるものでなく、ディジタル演算で、上記の電圧波形を生成しても良い。

また、第一乃至第四の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃは、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４において、三角波状に変化しているが、特にこれに限定されるものでない。

また、第四の実施形態および第五の実施形態では、上記式（１．１）および（１．２）が成立するように周波数ｆｃ１〜ｆｃ４を決めているが、特にこれに限定されるものでなく、代わりに、上記式（２）が成立するように周波数ｆｃ１〜ｆｃ４を決めても良い。

インバータシステムの構成 本発明第一の実施形態を示すキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトル 本発明第二の実施形態を示すキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトル 本発明第三の実施形態を示すインバータシステムと受信装置の構成 本発明第四の実施形態を示すキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトル 本発明第五の実施形態を示すキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトル

符号の説明

１ インバータシステム、２ ＰＷＭインバータ、
３ 三相ブラシレス直流モータ、４ａ、４ｂ、４ｃ 電流センサ、
５ 電流指令生成部、６ａ、６ｂ、６ｃ ＰＩＤ制御部、
７ キャリア信号生成部、８ａ、８ｂ、８ｃ 比較器、９ 波形生成部、
１０ 受信装置であるＡＭラジオ受信機、１１ チャンネル周波数出力部、
１２ スイッチング周波数変更手段であるキャリア周波数可変部、
１３ 制御装置、２１、２４、２７、４１ 第一のノイズレベル、
２２、２５、２８、４２ 第二のノイズレベル、
２３、２６、２９、４３ 第三のノイズレベル、
Ｂ 電池、Ｃ コンデンサ、
ｆｃ、ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３、ｆｃ４ キャリア周波数、
ｆｓ±Δｆｓ 所定の周波数帯域である放送周波数帯域、
Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ− スイッチング素子、
Ｔ１、Ｔ２ 時間、Ｔｍ１、Ｔｍ２ 周期

Claims (16)

1. 内蔵するスイッチの開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記スイッチを開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段を備え、
   前記スイッチング周波数変更手段は、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）内および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）内で周期的に変化する波形に基づいて、前記制御信号の周波数を変化させ、
   前記周波数ｆｃ１およびｆｃ４は、所定の周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに対して、次の不等式
   ｎ・ｆｃ２≦ｆｓ−Δｆｓ
   ｆｓ＋Δｆｓ≦ｎ・ｆｃ３
   を満たす整数ｎ、ｆｃ２およびｆｃ３に対して、
   （ｎ−１）・ｆｃ４≦ｎ・ｆｃ２
   ｎ・ｆｃ３≦（ｎ＋１）・ｆｃ１
   を満たすように決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 内蔵するスイッチの開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記スイッチを開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段を備え、
   前記スイッチング周波数変更手段は、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）内および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）内で周期的に変化する波形に基づいて、前記制御信号の周波数を変化させ、
   前記周波数ｆｃ１およびｆｃ４は、所定の周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに対して、次の不等式
   ｎ・ｆｃ２≦ｆｓ−Δｆｓ
   ｆｓ＋Δｆｓ≦ｎ・ｆｃ３
   を満たす整数ｎ、ｆｃ２およびｆｃ３に対して、
   ｎ・ｆｃ４≒（ｎ＋１）・ｆｃ１
   を満たすように決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 前記電力変換装置の近傍に受信装置が配置され、
   前記受信装置は、受信するチャンネルの周波数を選択する受信チャンネル選択手段と、
   前記スイッチング周波数変更手段に前記チャンネルの周波数を出力するチャンネル周波数出力手段とを有し、
   前記スイッチング周波数変更手段は、前記チャンネルの周波数を前記周波数ｆｓとみなして、前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を変更する手段を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 第三の周波数範囲ｆｃ２〜ｆｃ３（ｆｃ２＜ｆｃ３）における前記波形は、所定の傾きを有する直線状に変化することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記スイッチング周波数変更手段は、一定時間毎にランダムに選択した周波数値を階段状に変化させて、前記波形を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４は、前記第一の周波数範囲に属する時間と第二の周波数範囲に属する時間との比がａ：ｂの場合、次式
   （ｆｃ２−ｆｃ１）：（ｆｃ４−ｆｃ３）＝ｂ：ａ
   が成り立つように、決定されることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記波形は、第一の周波数範囲内および第二の周波数範囲内で三角波状に一定周期で変化することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４は、前記第一の周波数範囲を推移する三角波の波数と第二の周波数範囲を推移する三角波の波数の比がｃ：ｄの場合、次式
   （ｆｃ２−ｆｃ１）：（ｆｃ４−ｆｃ３）＝ｃ：ｄ
   が成り立つように、決定されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 内蔵するスイッチの開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
   前記スイッチを開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段により、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）内および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）内で周期的に変化する波形に基づいて、前記制御信号の周波数を変化させ、
   前記周波数ｆｃ１およびｆｃ４を、所定の周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに対して、次の不等式
   ｎ・ｆｃ２≦ｆｓ−Δｆｓ
   ｆｓ＋Δｆｓ≦ｎ・ｆｃ３
   を満たす整数ｎ、ｆｃ２およびｆｃ３に対して、
   （ｎ−１）・ｆｃ４≦ｎ・ｆｃ２
   ｎ・ｆｃ３≦（ｎ＋１）・ｆｃ１
   を満たすように決定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
10. 内蔵するスイッチの開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
    前記スイッチを開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段により、第一の周波数範囲ｆｃ１〜ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）内および第二の周波数範囲ｆｃ３〜ｆｃ４（ｆｃ３＜ｆｃ４）内で周期的に変化する波形に基づいて、前記制御信号の周波数を変化させ、
    前記周波数ｆｃ１およびｆｃ４を、所定の周波数帯域ｆｓ±Δｆｓに対して、次の不等式
    ｎ・ｆｃ２≦ｆｓ−Δｆｓ
    ｆｓ＋Δｆｓ≦ｎ・ｆｃ３
    を満たす整数ｎ、ｆｃ２およびｆｃ３に対して、
    ｎ・ｆｃ４≒（ｎ＋１）・ｆｃ１
    を満たすように決定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
11. 前記電力変換装置の近傍に配置された前記受信装置は、受信するチャンネルの周波数を選択させて、前記スイッチング周波数変更手段に前記チャンネルの周波数を出力し、
    前記スイッチング周波数変更手段は、前記チャンネルの周波数を前記周波数ｆｓとみなして、前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を変更することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の電力変換装置の制御方法。
12. 第三の周波数範囲ｆｃ２〜ｆｃ３（ｆｃ２＜ｆｃ３）における前記波形を、所定の傾きを有する直線状に変化させることを特徴とする請求項９乃至１１のいずれかに記載の電力変換装置の制御方法。
13. 前記スイッチング周波数変更手段は、一定時間毎にランダムに選択した周波数値を階段状に変化させて、前記波形を生成することを特徴とする請求項９乃至１２のいずれかに記載の電力変換装置の制御方法。
14. 前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を、前記第一の周波数範囲に属する時間と第二の周波数範囲に属する時間との比がａ：ｂの場合、次式
    （ｆｃ２−ｆｃ１）：（ｆｃ４−ｆｃ３）＝ｂ：ａ
    が成り立つように、決定することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置の制御方法。
15. 前記波形は、第一の周波数範囲内および第二の周波数範囲内で三角波状に一定周期で変化することを特徴とする請求項９乃至１２のいずれかに記載の電力変換装置の制御方法。
16. 前記周波数ｆｃ１、ｆｃ２、ｆｃ３およびｆｃ４を、前記第一の周波数範囲を推移する三角波の波数と第二の周波数範囲を推移する三角波の波数の比がｃ：ｄの場合、次式
    （ｆｃ２−ｆｃ１）：（ｆｃ４−ｆｃ３）＝ｃ：ｄ
    が成り立つように、決定することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置の制御方法。
    

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