JP5205709B2 - 電力変換装置の制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の出力をＰＷＭ（Pulse Width
Modulation）変調することにより、交流電圧を出力する電力変換装置の制御装置および制御方法に関する。

パルス幅変調信号で駆動される機器（例えば、電流制御ステッピングモータ等）は、当該機器に流す電力波形のデューティ比を変えることで機器の動作を制御する構成としている。このようなＰＷＭ制御機器の場合、ＰＷＭによって得られるパルス列でスイッチを開閉制御して、所定の波形を有する電力を負荷に供給し、負荷を制御する。このとき、スイッチの開閉動作により、スイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズは、ＰＷＭのキャリア周波数およびそのｎ次高調波（ｎ：整数）の周波数に対して、ノイズレベルの高いスペクトル成分を有していた。このスイッチングノイズは、例えば、電力変換装置を車載する場合を考えたとき、同じ車両に搭載されている車載ラジオの聴取に対して影響を与え、ラジオの聴取を困難にしたり、耳障りとなる雑音を発生したり、場合によっては車載用の他のディジタル機器の動作に悪影響を及ぼすことも懸念される。

そこで、上記のスイッチングノイズを低減したＰＷＭ制御機器として、ステッピングモータ制御装置が開示されている（特許文献１参照）。これは、上記キャリア周波数に対して、上記キャリア周波数より低い周波数帯域（５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）を有する正弦波で周波数変調をかける。これにより、上記のスイッチングノイズを、上記正弦波が有する周波数帯域（５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）のｎ次周波数帯域（ｎ×５ｋＨｚ〜ｎ×２０ｋＨｚ）で拡散させて、所定の周波数帯域におけるノイズレベルを低減することで他の車載機器への影響を低減しようとするものである。
特開平７−９９７９５号公報

しかしながら、上記のステッピングモータ制御装置では、キャリア周波数を周期的に変化させても、ラジオ聴取に対する影響を必ずしも低減できるわけではないという問題がある。例えば、日本国内におけるＡＭ放送に使用される周波数帯域は、５４５ｋＨｚから１６０５ｋＨｚの帯域である。各局の放送波のチャンネル周波数は９ｋＨｚの倍数の周波数である。また、そのチャンネル周波数の±６ｋＨｚの範囲がチャンネル周波数帯域である。つまり１２ｋＨｚが一つの放送波の帯域となっている。関東地方で受信可能なニッポン放送は１２４２ｋＨｚを受信チャンネルとしており、側帯波を含めた帯域は１２３６ｋＨｚから１２４８ｋＨｚである。ここで、キャリア周波数およびそのｎ次高調波の周波数に発生するスイッチングノイズが、ラジオ聴取に与える影響を考える。例えば、キャリア周波数が２０ｋＨｚである場合、６２次の高調波の周波数は１２４０ｋＨｚである。これはニッポン放送のチャンネルの帯域に入ることから、音声出力に雑音が混入し、その聴取に影響する可能性がある。

上記のステッピングモータ制御装置では、キャリア周波数を５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの正弦波状に変化させて、上記のスイッチングノイズを上記正弦波が有する周波数帯域（５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）のｎ次周波数帯域（ｎ×５ｋＨｚ〜ｎ×２０ｋＨｚ）で拡散させることで、所定の周波数帯域におけるノイズレベルを低減している。その結果、放送の聴取の影響を低減している。しかしながら、この場合、上記のｎ次周波数帯域（ｎ×５ｋＨｚ〜ｎ×２０ｋＨｚ）におけるノイズレベルの合計、すなわち、スイッチングノイズのエネルギの合計は、キャリア周波数を正弦波状に変化させた場合と変化させない場合とで変化しない。そのため、ノイズレベルが最も低減された場合のスペクトルは、上記エネルギの合計が上記ｎ次周波数帯域（ｎ×５ｋＨｚ〜ｎ×２０ｋＨｚ）内で均一に分布した場合である。すなわち、上記ｎ次周波数帯域（ｎ×５ｋＨｚ〜ｎ×２０ｋＨｚ）内で均一に分布した場合のノイズレベルが、キャリア周波数を時間とともに変化させた場合に、最も低減可能なノイズレベルということになる。これから、上記のステッピングモータ制御装置では、キャリア周波数の時間変化のよるノイズレベルの低減には限界があるため、所定の周波数帯域に対するノイズレベルを十分に低減できない場合があるといった問題があった。

また、電力変換装置の扱う電力が高い場合、スイッチングすることで非常に高いレベルのＥＭＩノイズ（スイッチングノイズ）が発生されることが想定できるが、このようにもともと発生するノイズレベルが高い場合は、上記周波数帯域で拡散させただけでは、ノイズレベルを十分に低減できず、よって、ラジオ受信や他への障害を抑制することが不可能であるという問題があった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、所定の周波数帯域に発生するノイズレベルを低減するとともに、ノイズレベルを容易に調整できる電力変換装置の制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置の制御装置では、開閉手段を開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段は、制御信号の周波数を、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２（ｆ１＜ｆ２）内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４（ｆ３＜ｆ４）内で周期的に変化させるとともに、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３（ｆ２＜ｆ３）内で所定の傾き（Δｆ／Δｔ）を有する直線状に変化させ、第３の周波数帯域の整数倍の周波数帯域に発生するノイズレベルを、上記の傾き（Δｆ／Δｔ）によって調整することを特徴としている。

本発明により、所定の周波数帯域に発生するノイズレベルを低減することができる。更に、第３の周波数帯域の整数倍の周波数帯域に発生するノイズレベルを容易に調整することができる。

本発明に係る電力変換装置の制御装置として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータ回路を備える電力変換装置を例として説明する。以下に、本発明の第１乃至第５の実施形態に係る電力変換装置について、図１乃至図１９を参照して説明する。

（第１の実施形態）
本発明に係る第１の実施形態となる電力変換装置を、図１〜８を参照して説明する。
（電力変換装置の制御装置の構成）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の制御装置１を説明する図である。第１の実施形態に係る電力変換装置は、図1に示すようにインバータ回路２、モータ３、電流検出部４および制御装置１を構成要素として備える。また、制御装置１は、電流指令発生部５と、電流制御部７と、ＰＷＭ発生部８と、スイッチング周波数変更手段であるキャリア信号発生部９およびキャリア周波数可変部１０と、を構成要素として備えている。

ここで、電流制御部７は、電流指令発生部５からの電流指令値と電流検出部４からの電流検出値を演算し、電圧指令値をＰＷＭ発生部８に出力する。また、キャリア周波数可変部１０は、キャリア信号（後述する図４参照）の周波数（以下、キャリア周波数とする。）を可変するために出力する電圧波形を生成する。一方、キャリア信号発生部９は、キャリア周波数可変部１０からの上記電圧波形に基づいて、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ：Voltage
Control Oscillatorとする。）を用いることにより、キャリア信号を発生させる。キャリア信号は、キャリア周波数を有する三角波である。

キャリア信号発生部９は、上記キャリア信号をＰＷＭ発生部８に出力する。ＰＷＭ発生部８は、電流制御部７からの電圧指令値と上記キャリア信号に基づいてＰＷＭ比較して、制御信号であるＯＮ、ＯＦＦ信号をインバータ回路２へ出力する。インバータ回路２は、ＰＷＭ発生部８から出力されたＯＮ、ＯＦＦ信号（ＰＷＭパターン）に基づいて、インバータ回路２に内蔵された開閉手段であるスイッチング素子２３（後述する図５参照）をオン／オフ動作することで、モータ３へ電力を供給している。

図２は、図１に示す電流制御部７を説明する図である。図２に示すように、電流制御部７は、演算部７１と比例制御部７２とを構成要素として備えている。演算部７１は、電流指令発生部５からの電流指令値と電流検出部４からの電流検出値の偏差を演算する。比例制御部７２は、演算部７１の演算結果を比例制御（Ｐ制御）することで電圧指令値をＰＷＭ発生部８に出力する。また、電流検出部４は、座標変換器４１と電流検出器４２を構成要素として備えている。電流検出器４２は、インバータ回路２（図１参照）からモータ３（図１参照）に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する３個の電流センサ４２ａ、４２ｂ、４２ｃ（後述する図５参照）からなる。座標変換器４１は、電流検出器４２によって検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値をｄ軸座標、ｑ軸座標の電流値（電流検出値）に変換する。すなわち、電流検出値は三相／二相の座標変換された電流値である。変換後、電流制御部７の演算部７１に電流検出値を出力する。

図３は、図１に示すＰＷＭ発生部８を説明する図である。図３に示すように、ＰＷＭ発生部８は座標変換部８１と比較器８２を構成要素として備えている。座標変換部８１は、電流制御部７から出力された電圧指令値をｄ軸座標、ｑ軸座標の値からＵ相、Ｖ相、Ｗ相の値に変換する二相／三相の座標変換を行う。比較器８２は、座標変換部８１によって座標変換された電圧指令値とキャリア信号発生部９からのキャリア信号とを比較する。そして、座標変換された電圧指令値とキャリア信号の大小関係に応じて、インバータ回路２へＯＮ、ＯＦＦ信号を出力する。なお、ＯＮ、ＯＦＦ信号の周波数はキャリア周波数と等しくなる。

図４は、図１に示すキャリア信号発生部９から出力されたキャリア信号を説明する図である。図４に示すように、キャリア信号は三角波であり、キャリア周波数が一定の場合、ピークとピークの間隔は一定である（波線）。また、キャリア周波数を時間とともに変化させたものを実線で示す。

図５は、図１に示すインバータ回路２を説明する図である。図５に示すように、インバータ回路２は、電池２１、コンデンサ２２および６個のスイッチング素子２３を構成要素として備えている。６個のスイッチング素子２３はＩＧＢＴ（Insulated
Gate Bipolar Transistor）等の半導体素子により構成されている。電流検出部４は、上述したように、インバータ回路２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する電流検出器４２と、電流検出器４２で検出された電流値を座標変換する座標変換器４１から構成されている。電流検出器４２は、３個の電流センサ４２ａ、４２ｂ、４２ｃを有している。また、６個のスイッチング素子２３はＰＷＭ発生部８（図３参照）の比較器８２（図３参照）のＯＮ、ＯＦＦ信号に従って、電池２１およびコンデンサ２２からなる直流電源の正極または負極を選択し、選択した電極とモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極とを導電し、モータ３へ電力を供給する。
（キャリア周波数の波形について）
図６は、第１の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトルを説明する図である。図６（ａ）はキャリア周波数の１周期分の時間変化を示す図、図６（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。図６（ａ）では、キャリア周波数可変部１０からキャリア信号発生部９へ入力される上記電圧波形に基づいて、ＶＣＯを用いて発生させたキャリア信号のキャリア周波数と時間の関係を示している。第１の実施形態では、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２（ｆ１＜ｆ２）内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４（ｆ３＜ｆ４）内で、キャリア周波数を三角波状に変化させている。

一方、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３（ｆ２＜ｆ３）内では、キャリア周波数を、所定の傾きを有する直線状、すなわち、ほぼ垂直に変化させている。なお、本実施形態では、キャリア周波数が第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へ変化するとき、キャリア周波数の周波数値はｆ１からｆ４に変化している。同様に、キャリア周波数が第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４から第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２へ変化するときは、キャリア周波数の周波数値はｆ４からｆ１に変化している。

図６（ｂ）では、図６（ａ）に示したキャリア周波数のｎ次高調波（ｎ：整数）の周波数スペクトルを示している。図６（ｂ）において、ｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ×ｆ１〜ｎ×ｆ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第１のノイズレベル６１を有する。また、ｎ×ｆ３〜ｎ×ｆ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第２のノイズレベル６２を有する。一方、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域では、第１のノイズレベル６１および第２のノイズレベル６２よりも低い第３のノイズレベル６３を有している。これより、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域のＥＭＩノイズをさらに低減できる。

図７は、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きを変化させた場合の高調波スペクトルを説明する図である。ここで、図７（ａ）は、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きを変化させた場合のキャリア周波数の１周期分の時間変化の波形を示す図、図７（ｂ）は、図７（ａ）の場合のｎ次高調波の周波数スペクトルを示す図である。また、図７（ｃ）は、図７（ａ）に示したキャリア周波数の第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３付近を拡大した図、図７（ｄ）は、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きと第３のノイズレベルの関係を示す図である。

図７（ａ）では、２種類のキャリア周波数の波形３１（実線）および波形３２（点線）を示している。波形３１（実線）は、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４内において所定の周期からなる三角波を有し、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における三角波と、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における三角波とを、周波数値ｆ１からｆ４にほぼ垂直に変化する傾きを有する直線で接続した形状となっている。そして、図６（ａ）で示したキャリア周波数の波形と同じ形状となっている。同様に、波形３２（点線）は、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４内において、波形３１と同じ周期からなる三角波を有し、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における三角波と、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における三角波とを、周波数値ｆ２からｆ３に所定の傾きを有する直線で接続した形状となっている。よって、波形３１と波形３２の主要な相違点は、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における三角波と、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における三角波とを接続する直線の傾き、すなわち、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きが異なる点にある。なお、波形３１の上記直線の傾きが、波形３２の上記直線の傾きより、急峻になっている。

図７（ｂ）では、図７（ａ）に示したキャリア周波数の波形３１および３２のｎ次高調波の周波数スペクトルを示している。波形３１に対するｎ次高調波の周波数スペクトルは実線、波形３２に対するｎ次高調波の周波数スペクトルは点線で示している。図７（ｂ）に示したように、波形３１のｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ×ｆ１〜ｎ×ｆ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第１のノイズレベル６１と、ｎ×ｆ３〜ｎ×ｆ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第２のノイズレベル６２と、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域で、第１のノイズレベル６１および第２のノイズレベル６２よりも低い第３のノイズレベル６３から構成されている。一方、波形３２のｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ×ｆ１〜ｎ×ｆ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第１のノイズレベル６４と、ｎ×ｆ３〜ｎ×ｆ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第２のノイズレベル６５と、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域で、第１のノイズレベル６４および第２のノイズレベル６５よりも低い第３のノイズレベル６６から構成されている。

ここで、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２内における波形３１の三角波の周期と、波形３２の三角波の周期が同じことから、第１のノイズレベル６１と第１のノイズレベル６４は、ほぼ同じレベルである。同様に、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４内における波形３１の三角波の周期と、波形３２の三角波の周期が同じことから、第２のノイズレベル６２と第２のノイズレベル６５も、ほぼ同じレベルである。しかし、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における三角波と、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における三角波とを接続する直線の傾き、すなわち、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きが、波形３１と波形３２で異なっていることから、第３のノイズレベル６３と第３のノイズレベル６６のレベルは異なっている。更に、第３のノイズレベル６３は、第３のノイズレベル６６より低くなっている。すなわち、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きが急峻な波形３１の方が、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の傾きが緩やかな波形３２よりも、第３のノイズレベルを低減できることを示している。

これは、図７（ｃ）および（ｄ）にも示されている。図７（ｃ）において、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へ変化する際、変化する時間Δｔを一定とした場合の波形３１（実線）が変化する周波数をΔｆ₁、波形３２（点線）が変化する周波数をΔｆ₂とすると、Δｆ₁＞Δｆ₂より、波形３１の方が傾き、すなわち、変化率Δｆ／Δｔが大きい。図７（ｄ）に示すキャリア周波数の傾き、すなわち、変化率Δｆ／Δｔと第３のノイズレベルとの関係では、変化率Δｆ／Δｔの比が大きい程、第３のノイズレベルが低くなる。よって、波形３２より波形３１の方が傾き、すなわち、変化率Δｆ／Δｔが大きいことから、波形３１のｎ次高調波の周波数スペクトルの第３のノイズレベル６３は、波形３２のｎ次高調波の周波数スペクトルの第３のノイズレベル６６よりも低くなる。

したがって、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へキャリア周波数を変化させる場合、変化する周波数Δｆを大きく、変化する時間Δｔを小さくとることで、変化率Δｆ／Δｔを大きくすることができ、ｎ次高調波の周波数スペクトルの第１のノイズレベル６１および第２のノイズレベル６２と比較して、第３のノイズレベル６３をより低減することができる。同様に、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４から第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２へキャリア周波数を変化させる場合も、変化する周波数Δｆを大きく、変化する時間Δｔを小さくとることで、変化率Δｆ／Δｔを大きくすることができ、第１のノイズレベル６１および第２のノイズレベル６２と比較して、第３のノイズレベル６３をより低減することができる。すなわち、変化率Δｆ／Δｔを最大、すなわち、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３において、下限値ｆ２における時間と上限値ｆ３における時間を等しくすることで、第３のノイズレベル６３を最小とすることができる。以上より、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３内におけるキャリア周波数の直線の傾き、すなわち、変化率Δｆ／Δｔを調整することで、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域に発生するノイズレベルを低減できるとともに、上記のノイズレベルを容易に調整することができる。
（キャリア周波数可変部１０の構成）
図８は、図１に示すキャリア周波数可変部１０の構成を説明する図である。図８（ａ）は、キャリア周波数可変部１０の構成を示す図、図８（ｂ）は、第１の発振器１１の出力波形を示す図、図８（ｃ）は、第２の発振器１２の出力波形を示す図、図８（ｄ）は、加算器１３の出力波形を示す図である。なお、図８（ｂ）、図８（ｃ）および図８（ｄ）は１周期分を示している。図８（ａ）に示すように、キャリア周波数可変部１０は、第１の発振器１１、第２の発振器１２および加算器１３から構成されている。第１の発振器１１は、図８（ｂ）に示す所定の周期を有し、正負の電圧値からなる三角波を出力する。一方、第２の発振器１２は、図８（ｂ）に示す三角波の周期と等しい周期を有する図８（ｃ）に示す方形波を出力する。加算器１３は、第１の発振器１１からの出力波形と、第２の発振器１２からの出力波形を加算して、図８（ｄ）に示す波形を出力する。第１の発振器１１からの出力波形と、第２の発振器１２からの出力波形は、周期が等しく、各々半周期で対称な形状をしている。キャリア周波数可変部１０の加算器１３は、図８（ｄ）に示す電圧波形をキャリア信号発生部９に出力する。キャリア信号発生部９は、上記電圧波形に基づいて、ＶＣＯを用いて、キャリア信号を発生させる。これより、キャリア信号発生部９から出力されるキャリア信号のキャリア周波数を、上記電圧波形に基づいて、容易に変化させることができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について、第１の実施形態に係る電力変換装置と異なる点を中心に図９乃至１１を参照して説明する。また、第２の実施形態に係る電力変換装置について、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成は、第１の実施形態に係る電力変換装置とほとんど同じである。第２の実施形態に係る電力変換装置が、第１の実施形態と相違する点は、制御装置２００がキャリア周波数可変部２１０を備えていることだけである。よって、第２の実施形態に係る電力変換装置も、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。

図９は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の制御装置２００を説明する図である。図９に示す電力変換装置の制御装置２００は、キャリア周波数可変部２１０を備えている。キャリア周波数可変部２１０は、キャリア信号発生部９に出力する電圧波形を、ディジタル演算を実行して生成する。
（キャリア周波数可変部２００の制御処理）
図１０は、図９に示すキャリア周波数可変部２１０の制御処理を示すフローチャート図、図１１は、図１０に示すフローチャートで作成された波形を説明する図である。ここで、図１０では、キャリア周波数可変部２１０がディジタル演算を実行して、キャリア信号発生部９に出力する電圧波形を生成する場合に、キャリア周波数可変部２１０が実行する制御処理の流れを示している。

以下、キャリア周波数可変部２１０において、キャリア信号発生部９に出力する電圧波形を生成する場合に実行する制御処理について説明する。まず、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２の下限値ｆ１および上限値ｆ２と、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４の下限値ｆ３およびｆ４と、カウント数ｍとを入力する。キャリア周波数可変部２１０は、入力された周波数値ｆ１に対応する電圧値ｖ１を算出する。同様に、周波数値ｆ２、ｆ３およびｆ４に対応する電圧値ｖ２、ｖ３およびｖ４を算出する。次に、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における周波数の変化幅に対応する電圧の変化幅Δｖ_１をΔｖ_１＝２（ｖ２−ｖ１）／ｍより算出する。同様に、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における周波数の変化幅に対応する電圧の変化幅Δｖ_２をΔｖ_２＝２（ｖ４−ｖ３）／ｍより算出する（ステップＳ０）。次に、キャリア周波数可変部２１０は、電圧ｖの初期値に下限値ｆ１に対応する電圧値ｖ１をセットし、カウンタtに1をセットする（ステップＳ１）。キャリア周波数可変部２１０は、電圧ｖが電圧値ｖ２または電圧値ｖ１（ピーク）であるか否かを判別する（ステップＳ２）。上記のとおり、ステップＳ１で電圧ｖは電圧値ｖ１がセットされているので、電圧ｖが電圧値ｖ１であると判別し（ステップＳ２でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦ｍ／２
であるか否か判別する（ステップＳ３）。カウンタｔがｔ≦ｍ／２であると判別した場合（ステップＳ３でＹｅｓ）、電圧ｖを電圧値ｖ１から電圧値ｖ２へ向かって増加するように、電圧変化幅ΔにΔｖ_１をセットし（ステップＳ４）、電圧ｖに電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ７）。

その後、ステップＳ２に戻り、電圧ｖが電圧値ｖ２であるか否か判別する。電圧ｖが電圧値ｖ２でないと判別した場合（ステップＳ２でＮｏ）、電圧ｖに、すでにセットされた電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ７）。これにより、電圧ｖが電圧値ｖ１から電圧値ｖ２に到達するまで、ステップＳ２およびステップＳ７を繰り返して、電圧ｖに電圧変化幅Δが加算され続ける。その後、電圧ｖが電圧値ｖ２であると判別した場合（ステップＳ２でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦ｍ／２
であるか否か判別し（ステップＳ３）、カウンタｔがｔ≦ｍ／２でないと判別した場合（ステップＳ３でＮｏ）、カウンタｔがｔ≦
ｍであるか否か判別する（ステップＳ５）。カウンタｔがｔ≦
ｍであると判別した場合（ステップＳ５でＹｅｓ）、電圧ｖを電圧値ｖ２から電圧値ｖ１へ向かって減少するように、電圧変化幅Δに−Δｖ_１をセットし（ステップＳ６）、電圧ｖに電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ７）。

その後、ステップＳ２に戻り、電圧ｖが電圧値ｖ１であるか否か判別する。電圧ｖが電圧値ｖ１でないと判別した場合（ステップＳ２でＮｏ）、電圧ｖに、すでにセットされた電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ７）。これにより、電圧ｖが電圧値ｖ２から電圧値ｖ１に到達するまで、ステップＳ２およびステップＳ７を繰り返して、電圧ｖに電圧変化幅Δが加算され続ける。その後、電圧ｖが電圧値ｖ１であると判別した場合（ステップＳ２でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦ｍ／２
であるか否か判別し（ステップＳ３）、カウンタｔがｔ≦ｍ／２でないと判別した場合（ステップＳ３でＮｏ）、更に、カウンタｔがｔ≦
ｍであるか否か判別し（ステップＳ５）、カウンタｔがｔ≦
ｍでないと判別した場合（ステップＳ５でＮｏ）、電圧ｖに電圧値ｖ４をセットし、カウンタtに1を加算する（ステップＳ８）。電圧ｖが、電圧値ｖ４または電圧値ｖ３（ピーク）であるか否かを判別する（ステップＳ９）。上記のとおり、ステップＳ８で電圧ｖは電圧値ｖ４がセットされているので、電圧ｖが電圧値ｖ４であると判別し（ステップＳ９でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦３ｍ／２
であるか否か判別する（ステップＳ１０）。カウンタｔがｔ≦３ｍ／２であると判別した場合（ステップＳ１０でＹｅｓ）、電圧ｖを電圧値ｖ４から電圧値ｖ３へ向かって減少するように、電圧変化幅Δに−Δｖ_２をセットし（ステップＳ１１）、電圧ｖに電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ１４）。

その後、ステップＳ９に戻り、電圧ｖが電圧値ｖ３であるか否か判別する。電圧ｖが電圧値ｖ３でないと判別した場合（ステップＳ９でＮｏ）、電圧ｖに、すでにセットされた電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ１４）。これにより、電圧ｖが電圧値ｖ４から電圧値ｖ３に到達するまで、ステップＳ９およびステップＳ１４を繰り返して、電圧ｖに電圧変化幅Δが加算され続ける。その後、電圧ｖが電圧値ｖ３であると判別した場合（ステップＳ９でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦３ｍ／２
であるか否か判別し（ステップＳ１０）、カウンタｔがｔ≦３ｍ／２でないと判別した場合（ステップＳ１０でＮｏ）、カウンタｔがｔ≦２
ｍであるか否か判別する（ステップＳ１２）。カウンタｔがｔ≦２
ｍであると判別した場合（ステップＳ１２でＹｅｓ）、電圧ｖを電圧値ｖ３から電圧値ｖ４へ向かって増加するように、電圧変化幅ΔにΔｖ_２をセットし（ステップＳ１３）、電圧ｖに電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ１４）。

その後、ステップＳ９に戻り、電圧ｖが電圧値ｖ４であるか否か判別する。電圧ｖが電圧値ｖ４でないと判別した場合（ステップＳ９でＮｏ）、電圧ｖに、すでにセットされた電圧変化幅Δを加算するとともに、カウンタtに１を加算する（ステップＳ１４）。これにより、電圧ｖが電圧値ｖ３から電圧値ｖ４に到達するまで、ステップＳ９およびステップＳ１４を繰り返して、電圧ｖに電圧変化幅Δが加算され続ける。その後、電圧ｖが電圧値ｖ４であると判別した場合（ステップＳ９でＹｅｓ）、カウンタｔがｔ≦３ｍ／２
であるか否か判別し（ステップＳ１０）、カウンタｔがｔ≦３ｍ／２でないと判別した場合（ステップＳ１０でＮｏ）、更に、カウンタｔがｔ≦２
ｍであるか否か判別し（ステップＳ１２）、カウンタｔがｔ≦２
ｍでないと判別した場合（ステップＳ１２でＮｏ）、電圧ｖに電圧値ｖ１をセットし、カウンタtに1をセットする（ステップＳ１）。

これから、図１０に示すように、ある区間では電圧ｖを単調に減少（ダウンカウント）、ある区間では単調に増加（アップカウント）させることにより、電圧ｖを三角波状に変化させることができる。このようにして、上記の一連の制御処理を繰り返し実行することによって、図１０に示すような電圧波形を容易に生成することができる。そして、キャリア周波数可変部１０は、キャリア信号発生部９に上記電圧波形を出力し、キャリア信号発生部９において生成されるキャリア信号のキャリア周波数の時間変化の波形を上記電圧波形と整合させることができる。よって、キャリア周波数可変部１０は、キャリア周波数を容易に変化させることができる。また、キャリア信号発生部９において生成されるキャリア信号のキャリア周波数の時間変化の波形において、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へ変化するとき、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２の下限値ｆ１から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４の上限値ｆ４へ変化させることができる。また、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４の上限値ｆ４から第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２の下限値ｆ１へ変化させることができ、ｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、所定の周波数帯域、すなわち、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域に発生するノイズレベルを低減することができるとともに、上記のノイズレベルを容易に調整することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態に係る電力変換装置について、第１の実施形態に係る電力変換装置と異なる点を中心に図１２を参照して説明する。また、第３の実施形態に係る電力変換装置について、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第３の実施形態に係る電力変換装置の構成は、第１の実施形態に係る電力変換装置とほとんど同じである。第３の実施形態に係る電力変換装置が、第１の実施形態と相違する点は、キャリア周波数可変部１０の代わりに、キャリア周波数可変部３１０を備えていることだけである。よって、第３の実施形態に係る電力変換装置も、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。
（キャリア周波数可変部３１０の構成）
以下、第３の実施形態に係る電力変換装置に含まれるキャリア周波数可変部３１０の構成について説明する。図１２は、本発明の第３の実施形態に係るキャリア周波数可変部３１０を説明する図である。図１２（ａ）は、キャリア周波数可変部３１０の構成を示す図、図１２（ｂ）は、第１の周期信号発生器３１１の出力波形を示す図、図１２（ｃ）は、第２の周期信号発生器３１２の出力波形を示す図、図１２（ｄ）は、スイッチ３１３を切り替えるタイミングを示す図、図１２（ｅ）は、スイッチ３１３の出力波形を示す図である。なお、図１２（ｂ）、図１２（ｃ）、図１２（ｄ）および図１２（ｅ）は１周期分を示している。図１２（ａ）に示すように、キャリア周波数可変部３１０は、第１の周期信号発生器３１１、第２の周期信号発生器３１２および切替手段であるスイッチ３１３から構成されている。ここで、第１の周期信号発生器３１１は、図１２（ｂ）に示す所定の周期を有する三角波を出力する。一方、第２の周期信号発生器３１２は、図１２（ｂ）に示す三角波の周期と等しい周期を有し、第１の周期信号発生器３１１の出力波形の上限値よりも高い下限値を備える、図１２（ｃ）に示す三角波を出力する。スイッチ３１３は、第１の周期信号発生器３１１の出力波形と、第２の周期信号発生器３１２の出力波形を切り替えて、図１２（ｅ）に示す電圧波形を生成し、キャリア信号発生部９に出力している。そして、スイッチ３１３を切り替える周期（タイミング）は、図１２（ｄ）に示すように、第１の周期信号発生器３１１および第２の周期信号発生器３１２の周期のｎ倍と等しくしている。このように構成することで、第１の周期信号発生器３１１の出力波形の下限値、すなわち、第２の周期信号発生器３１２の出力波形の上限値に合わせて、スイッチ３１３を切り替えることができる。これより、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へ変化させるとき、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２の下限値ｆ１から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４の上限値ｆ４へ変化するキャリア周波数の波形を容易に実現することができる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態に係る電力変換装置について、第３の実施形態に係る電力変換装置と異なる点を中心に図１３乃至図１５を参照して説明する。また、第４の実施形態に係る電力変換装置について、第１および第３の実施形態に係る電力変換装置と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。第４の実施形態に係る電力変換装置が第３の実施形態と相違する点は、制御装置４００が受信チャンネル検出手段４２０とキャリア周波数可変部４１０を備えていることだけである。よって、第４の実施形態に係る電力変換装置も、第３の実施形態と同様の効果を取得できる。
（キャリア周波数可変部４１０の構成）
図１３は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の制御装置４００を説明する図、図１４は、図１３に示すキャリア周波数可変部４１０の構成を説明する図である。図１３に示す電力変換装置の制御装置４００は、キャリア周波数可変部４１０および受信チャンネル検出手段４２０を備えている。受信チャンネル検出手段４２０は、電力変換装置の近傍にある図示しない受信機の受信チャンネルを検出している。

キャリア周波数可変部４１０は、図１４に示すように第１の周期信号発生器４１１、第２の周期信号発生器４１２、算出部４１３およびスイッチ３１３から構成されている。ここで、第１の周期信号発生器４１１は、第３の実施形態の第１の周期信号発生器３１１とほぼ同様の機能を備えており、同様の三角波を出力する。一方、第２の周期信号発生器４１２は、第３の実施形態の第２の周期信号発生器３１２とほぼ同様の機能を備えており、同様の三角波を出力する。スイッチ３１３は、第３の実施形態と同様に、第１の周期信号発生器４１１の出力波形と第２の周期信号発生器４１２の出力波形を切り替える。これより、キャリア周波数可変部４１０は、図１２（ｅ）と同様の電圧波形をキャリア信号発生器９に出力している。

ここで、日本におけるＡＭラジオ受信機のチャンネル周波数帯域は、だいたい受信チャンネルの周波数±６ｋＨｚである。そこで、受信チャンネル検出手段４２０は、図示しないＡＭラジオ受信機の受信チャンネルを検出する。キャリア周波数可変部４１０の算出部４１３は、受信チャンネル検出手段４２０で検出された受信チャンネルに基づいて、受信チャンネルの周波数±６ｋＨｚ、すなわち、チャンネル周波数帯域を算出する。更に、算出部４１３は、（受信チャンネルの周波数−６ｋＨｚ）÷高調波の次数ｎ（ｎ：整数）を算出し、第１の周期信号発生器４１１の上限値を上記算出した周波数値に対応した電圧値にセットする。また、第１の周期信号発生器４１１の上限値に基づいて、下限値を算出しセットする。同様に、（受信チャンネルの周波数＋６ｋＨｚ）÷高調波の次数ｎを算出し、第２の周期信号発生器４１２の下限値を上記算出した周波数値に対応した電圧値にセットする。また、第２の周期信号発生器４１２の上限値に基づいて、下限値を算出しセットする。その後、キャリア周波数可変部４１０のスイッチ３１３は、第１の周期信号発生器４１１の出力波形と第２の周期信号発生器４１２の出力波形を切り替えて、図１２（ｅ）と同様の電圧波形を生成し、上記電圧波形をキャリア信号発生器９に出力する。キャリア信号発生器９は上記電圧波形に基づいてＶＣＯを用いることにより、キャリア信号を発生させることから、上記電圧波形によってキャリア信号のキャリア周波数の第１乃至第３の周波数帯域ｆ１〜ｆ４を決定することができる。

図１５は、第４の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトルを説明する図である。図１５（ａ）はキャリア周波数の１周期分の時間変化を示す図、図１５（ｂ）は高調波スペクトルを示す図である。図１５（ａ）に示すように、キャリア周波数の第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２の下限値ｆ１、上限値ｆ２、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４の下限値ｆ３、上限値ｆ４より、第1の周波数帯域ｆ１〜ｆ２から第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４へ変化する際、キャリア周波数の周波数値はｆ１からｆ４に変化させている。これにより、図１５（ｂ）において、ｎ次高調波の周波数スペクトルは、ｎ×ｆ１〜ｎ×ｆ２までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第１のノイズレベル４６１を有する。また、ｎ×ｆ３〜ｎ×ｆ４までのｎ次周波数帯域でほぼ平坦な第２のノイズレベル４６２を有する。一方、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域では、第１のノイズレベル４６１および第２のノイズレベル４６２よりも低い第３のノイズレベル４６３を有している。以上より、キャリア周波数可変部４１０は、受信チャンネル検出手段４２０で検出された受信チャンネルに基づいて、キャリア周波数の第１乃至第３の周波数帯域ｆ１〜ｆ４を決定することで、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域、すなわち、チャンネル周波数帯域のノイズレベルを適切に低減することができる。更に、受信チャンネル検出手段４２０によって検出された受信チャンネルが変化しても、変化後のチャンネル周波数帯域がｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域に含まれるように、第１乃至第３の周波数帯域ｆ１〜ｆ４を自動的に決定することができ、受信チャンネルの変化に追従することもできる。

（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態に係る電力変換装置について、第４の実施形態に係る電力変換装置と異なる点を中心に図１６乃至図１９を参照して説明する。また、第５の実施形態に係る電力変換装置について、第１および第４の実施形態に係る電力変換装置と同様の構造には同じ番号を付し、説明を省略する。第５の実施形態に係る電力変換装置が、第４の実施形態と相違する点は、制御装置５００が周波数可変マップを記録したキャリア周波数可変部５１０を備えていることだけである。よって、第５の実施形態に係る電力変換装置も、第４の実施形態と同様の効果を取得できる。
（キャリア周波数可変部５１０の構成）
図１６は本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の制御装置５００を説明する図である。図１６に示すように、制御装置５００は、周波数可変マップを記録したキャリア周波数可変部５１０を備えている。キャリア周波数可変部５１０は、受信チャンネル検出手段４２０で検出された受信チャンネルに対応する周波数可変マップに基づいて、キャリア周波数を変化させるために出力する電圧波形を生成する。具体的には、キャリア周波数可変部５１０は、図１７に示すように、受信チャンネルに対応した電圧の変化を周波数可変マップとして記録している。

ここで、図１７に示したキャリア周波数可変部５１０に記録された周波数可変マップについて説明する。図１７はキャリア周波数可変部５１０に記録された周波数可変マップを説明する図である。図１７（ａ）は受信チャンネルに対応するマップのデータベースである周波数可変マップを示す図、図１７（ｂ）はカウンタに対応した電圧値のデータベースであるマップを示す図である。まず、図示しないＡＭラジオ受信機の受信チャンネルについて、受信チャンネルの周波数±６ｋＨｚ、すなわち、チャンネル周波数帯域を算出する。受信チャンネルの周波数−６ｋＨｚ÷高調波の次数ｎ（ｎ：整数）を算出し、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３の下限値ｆ２とする。また、受信チャンネルの周波数＋６ｋＨｚ÷高調波の次数ｎを算出し、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３の上限値ｆ３とする。下限値ｆ２および上限値ｆ３に対応する電圧値ｖ２およびｖ３を算出する。更に、下限値ｆ２および上限値ｆ３から周波数値ｆ１およびｆ４を算出し、周波数値ｆ１およびｆ４に対応する電圧値ｖ１およびｖ４を算出する。

次に、図１７に示すカウンタの最大カウント数をＮとして、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２における周波数の変化幅に対応する電圧の変化幅Δｖ_１をΔｖ_１＝２（ｖ２−ｖ１）／Ｎより算出し、第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４における周波数の変化幅に対応する電圧の変化幅Δｖ_２をΔｖ_２＝２（ｖ４−ｖ３）／Ｎより算出する。カウンタを１からＮ／２まで増加させて、ｖ１からｖ２に変化させる場合、ｖ１＋Δｖ_１×Ｎの値を、各カウンタに対応させてデータベース化（例えば、カウンタ１に対してＶ１、すなわち、ｖ１）し、ｖ２からｖ１に変化させる場合、ｖ２−Δｖ_１×Ｎの値を、各カウンタに対応させてデータベース化する。同様に、カウンタをＮ／２からＮまで増加させて、ｖ４からｖ３に変化させる場合、ｖ４−Δｖ_２×Ｎの値を、各カウンタに対応させてデータベース化し、ｖ３からｖ４に変化させる場合、ｖ３＋Δｖ_２×Ｎの値を、各カウンタに対応させてデータベース化（例えば、カウンタＮに対してＶＮ、すなわち、ｖ４）する。以上の一連の動作を全ての受信チャンネルに対して実行し、各カウンタに対応した電圧値のデータベースをマップとして記録する。更に、受信チャンネルと上記マップを対応付けて記録し、周波数可変マップを生成する。

図１８は、図１７に示す周波数可変マップによって生成された電圧波形を説明する図である。図１８に示すように、キャリア周波数可変部５１０は、周波数可変マップを用いて、受信チャンネル検出手段４２０によって検出された図示しないＡＭラジオ受信機の受信チャンネルに対応するマップ、すなわち、各カウンタに対応した電圧値のデータベースを読み込むことで、上記のデータベースの電圧値から、キャリア周波数を変化させるために出力する電圧波形を容易に生成することができる。また、受信チャンネル検出手段４２０で検出された受信チャンネルに基づいて、電圧値ｖ１乃至ｖ４を決定することで、キャリア信号発生部９で生成されたキャリア信号のキャリア周波数の第１乃至第３の周波数帯域ｆ１〜ｆ４が決まるので、ｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域、すなわち、チャンネル周波数帯域のノイズレベルを適切に低減することができる。更に、受信チャンネル検出手段４２０によって検出された受信チャンネルが変化しても、変化後のチャンネル周波数帯域がｎ×ｆ２〜ｎ×ｆ３までのｎ次周波数帯域に含まれるように、電圧値ｖ１乃至ｖ４を自動的に決定することができ、受信チャンネルの変化に追従することもできる。なお、第５の実施形態に係るキャリア周波数可変部５１０では、キャリア周波数を変化させるために出力する電圧波形の１周期分の周波数可変マップを記録している。

図１９は、図１７に示す周波数可変マップによって生成された電圧波形の他の例を説明する図である。図１９では、周波数可変マップと周期信号を組み合わせて、１、Ｎ／２、Ｎ／２＋１、Ｎ以外のカウンタにおける電圧値を擬似的なランダム状に変化させている。これにより、キャリア信号発生部９で生成されたキャリア信号のキャリア周波数のｎ次高調波の周波数スペクトルにおいて、第１のノイズレベルと第２のノイズレベルを均一化するために、キャリア周波数を擬似的にランダムに変化させることができる。よって、キャリア周波数を複雑に変化させる場合でも、上記の電圧波形を容易に生成することができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第５の実施形態では、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４内で、キャリア周波数を三角波状に変化させているが、特にこれに限定されるものでなく、他の周期的な形状でも、同様の効果を取得できる。

また、第１乃至第５の実施形態では、電池２１の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータ３に供給するインバータ回路２を備える電力変換装置について、本発明を適用しているが、特にこれに限定されるものでなく、他の電力変換装置にも適用可能である。同様に、モータ３以外の負荷にも適用できる。また、インバータ回路２以外の電力変換部にも適用できる。

また、第１乃至第５の実施形態では、制御装置は、電流指令発生部５と、電流制御部７と、ＰＷＭ発生部８と、キャリア信号発生部９と、キャリア周波数可変部とを備えているが、特にこれに限定されるものでない。

更に、第１乃至第５の実施形態では、キャリア信号発生部９とキャリア周波数可変部を別個独立の構成としているが、キャリア信号発生部９にキャリア周波数可変部を内蔵することもできる。

また、第１乃至第５の実施形態では、電流制御部７は演算部７１と比例制御部７２を備え、演算部７１の演算結果を比例制御しているが、特にこれに限定されるものでない。

また、第１乃至第５の実施形態では、インバータ回路２と電流検出部４を別個独立の構成としているが、特にこれに限定されるものでなく、インバータ回路２に電流検出部４を内蔵する構成とすることもできる。

また、第１の実施形態に係るキャリア周波数可変部１０では、第１の発振器１１の出力波形の周期と第２の発振器１２の出力波形の周期を等しくしているが、特にこれに限定されるものでない。また、第２の発振器１２の出力波形、すなわち、方形波の立ち上がりタイミングを、第１の発振器１１の出力波形、すなわち、三角波の電圧が０になるタイミングに同期させているが、特にこれに限定されるものでなく、他のタイミングでも良い。しかし、このようにすれば、第３のノイズレベルをより低減することができる。また、第１の発振器１１の出力波形を三角波としているが、特にこれに限定されるものでなく、他の周期の波形でも良い。

また、第２の実施形態に係るキャリア周波数可変部２１０では、ディジタル演算制御処理を実行して生成する電圧波形を、電圧値ｖ１〜ｖ２の範囲および電圧値ｖ３〜ｖ４の範囲で三角波状に変化させているが、特にこれに限定されるものでなく、他の周期の形状に変化させても良い。また、上記電圧波形において、電圧値ｖ１〜ｖ２の範囲から電圧値ｖ３〜ｖ４の範囲に変化する場合、電圧値ｖ１からｖ４に変化させているが、特にこれに限定されるものでない。しかし、このようにすれば、第３のノイズレベルを最も低減することができる。

更に、第２の実施形態に係るキャリア周波数可変部２１０では、ディジタル演算制御処理を実行して電圧波形を生成しているが、特にこれに限定されるものでなく、周波数の波形を生成して、キャリア周波数を時間とともに変化させても良い。

また、第３の実施形態に係るキャリア周波数可変部３１０では、第１の周期信号発生器３１１の三角波の下限値と第２の周期信号発生器３１２の三角波の上限値を同期させているが、特にこれに限定されるものでなく、同期させなくても良い。また、第２の周期信号発生器３１２の三角波の上限値においてスイッチ３１３を切り替えているが、特にこれに限定されるものでなく、他のタイミングにおいてスイッチ３１３を切り替えても良い。しかし、このようにすれば、第３のノイズレベルをより低減することができる。

また、第４の実施形態に係るキャリア周波数可変部４１０では、算出部４１３は、受信チャンネル検出手段４２０で検出された受信チャンネルに基づいて、第１の周期信号発生器４１１の上限値と下限値および第２の周期信号発生器４１２の上限値と下限値を算出しているが、特にこれに限定されるものでなく、算出部４１３を設けなくても良い。この場合、第１の周期信号発生器４１１および第２の周期信号発生器４１２に同様の機能を持たせることで、同様の効果を取得できる。

また、第４の実施形態に係るキャリア周波数可変部４１０は、第３の実施形態と同様に、第１の周期信号発生器４１１、第２の周期信号発生器４１２およびスイッチ３１３を備えているが、特にこれに限定されるものでなく、第１の実施形態と同様に、第１の発振器１１、第２の発振器１２および加算器１３を備えていても良い。

また、第５の実施形態では、周波数可変マップを用いて電圧波形を生成しているが、特にこれに限定されるものでなく、周波数の波形を生成して、キャリア周波数を時間とともに変化させても良い。また、キャリア周波数可変部５１０に周波数可変マップを記録させているが、特にこれに限定されるものでなく、別個独立の構成としても良い。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の制御装置を説明する図 図１に示す電流制御部を説明する図 図１に示すＰＷＭ発生部を説明する図 図１に示すキャリア信号発生部から出力されたキャリア信号を説明する図 図１に示すインバータ回路を説明する図 第１の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトルを説明する図 第３の周波数帯域内におけるキャリア周波数の傾きを変化させた場合の高調波スペクトルを説明する図 図１に示すキャリア周波数可変部の構成を説明する図 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の制御装置を説明する図 図９に示すキャリア周波数可変部の制御処理を示すフローチャート図 図１０に示すフローチャートで作成された波形を説明する図 本発明の第３の実施形態に係るキャリア周波数可変部を説明する図 本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の制御装置を説明する図 図１３に示すキャリア周波数可変部の構成を説明する図 第４の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化と高調波スペクトルを説明する図 本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の制御装置を説明する図 キャリア周波数可変部に記録された周波数可変マップを説明する図 図１７に示す周波数可変マップによって生成された電圧波形を説明する図 図１７に示す周波数可変マップによって生成された電圧波形の他の例を説明する図

符号の説明

１ 制御装置、２ インバータ回路、３ モータ、４ 電流検出部、
５ 電流指令発生部、７ 電流制御部、８ ＰＷＭ発生部、
９ キャリア信号発生部、１０ キャリア周波数可変部、１１ 第１の発振器、
１２ 第２の発振器、１３ 加算器、２１ 電池、２２ コンデンサ、
２３ 開閉手段であるスイッチング素子、３１、３２ 波形、
４１ 座標変換器、４２ 電流検出器、４２ａ、４２ｂ、４２ｃ 電流センサ、６１ 第１のノイズレベル、６２ 第２のノイズレベル、
６３ 第３のノイズレベル、６４ 第１のノイズレベル、
６５ 第２のノイズレベル、６６ 第３のノイズレベル、７１ 演算部、
７２ 比例制御部、８１ 座標変換部、８２ 比較器、
２００ 制御装置、２１０ キャリア周波数可変部、
３１０ キャリア周波数可変部、３１１ 第１の周期信号発生器、
３１２ 第２の周期信号発生器、３１３ 切替手段であるスイッチ、
４００ 制御装置、４１０ キャリア周波数可変部、
４１１ 第１の周期信号発生器、４１２ 第２の周期信号発生器、
４１３ 算出部、４２０ 受信チャンネル検出手段、
４６１ 第１のノイズレベル、４６２ 第２のノイズレベル、
４６３ 第３のノイズレベル、５００ 制御装置、
５１０ キャリア周波数可変部

Claims (21)

1. 内蔵する開閉手段の開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記開閉手段を開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段を備え、
   前記スイッチング周波数変更手段は、前記制御信号の前記周波数を、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２（ｆ１＜ｆ２）内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４（ｆ３＜ｆ４）内で周期的に変化させるとともに、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３（ｆ２＜ｆ３）内で所定の傾き（Δｆ／Δｔ）を有する直線状に変化させ、
   前記第３の周波数帯域の整数倍の周波数帯域に発生するノイズレベルを、前記傾き（Δｆ／Δｔ）によって調整することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 前記第３の周波数帯域における単位時間当たりの前記周波数の変化率（ｆ３−ｆ２）／Δｔが最大となるようΔｔを小さくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記電力変換装置の近傍にある受信機の受信チャンネルを検出する受信チャンネル検出手段を備え、
   前記スイッチング周波数変更手段は、前記受信チャンネルに基づいて、前記第１の周波数帯域乃至前記第３の周波数帯域を決定することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記スイッチング周波数変更手段は、キャリア周波数可変手段およびキャリア信号発生手段から構成され、
   前記キャリア信号発生手段は、前記キャリア周波数可変手段からの電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記キャリア周波数可変手段は、所定の周期を有し、正負の電圧値からなる波形を出力する第１の発振器と、
   前記第１の発振器の出力波形の周期と等しい周期を有する方形波を出力する第２の発振器と、
   前記第１の発振器の出力波形と前記第２の発振器の出力波形を加算して、前記電圧波形を生成する加算器とを備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記第１の発振器の出力波形は、三角波であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記キャリア周波数可変手段は、所定の周期を有し、正の下限値を備える三角波を出力する第１の周期信号発生器と、
   前記第１の周期信号発生器の三角波の周期と等しい周期を有し、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値より大きい下限値を備える三角波を出力する第２の周期信号発生器と、
   前記第１の周期信号発生器の三角波と前記第２の周期信号発生器の三角波を切り替えて、前記電圧波形を生成する切替手段とを備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記キャリア周波数可変手段は、ディジタル演算制御処理によって、前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 前記スイッチング周波数変更手段は、キャリア周波数可変手段およびキャリア信号発生手段から構成され、
   前記キャリア信号発生手段は、前記キャリア周波数可変手段からの電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成し、
   前記キャリア周波数可変手段は、所定の周期を有し、正の下限値を備える三角波を出力する第１の周期信号発生器と、
   前記第１の周期信号発生器の三角波の周期と等しい周期を有し、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値より大きい下限値を備える三角波を出力する第２の周期信号発生器と、
   前記第１の周期信号発生器の三角波と前記第２の周期信号発生器の三角波を切り替えて、前記電圧波形を生成する切替手段と、
   前記受信チャンネルに基づいて、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値および下限値と、前記第２の周期信号発生器の上限値および下限値を算出する算出手段を備えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
10. 前記スイッチング周波数変更手段は、周波数可変マップを記録したキャリア周波数可変手段と、キャリア信号発生手段とから構成され、
    前記キャリア信号発生手段は、前記キャリア周波数可変手段からの電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成し、
    前記周波数可変マップは、カウンタに対応付けて記録された所定の電圧値を、前記受信チャンネル毎に記録したデータベースであり、
    前記キャリア周波数可変手段は、前記周波数可変マップを用いて、前記受信チャンネルに基づく前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置の制御装置。
11. 前記周波数可変マップは、前記所定の電圧値を前記カウンタ毎にランダムに変化させて記録したデータベースであることを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置の制御装置。
12. 内蔵する開閉手段の開閉により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
    前記開閉手段を開閉するための制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段により、前記制御信号の前記周波数を、第１の周波数帯域ｆ１〜ｆ２（ｆ１＜ｆ２）内および第２の周波数帯域ｆ３〜ｆ４（ｆ３＜ｆ４）内で周期的に変化させるとともに、第３の周波数帯域ｆ２〜ｆ３（ｆ２＜ｆ３）内で所定の傾き（Δｆ／Δｔ）を有する直線状に変化させて、
    前記第３の周波数帯域の整数倍の周波数帯域に発生するノイズレベルを、前記傾き（Δｆ／Δｔ）によって調整することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
13. 前記第３の周波数帯域における単位時間当たりの前記周波数の変化率（ｆ３−ｆ２）／Δｔが最大となるようΔｔを小さくすることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置の制御方法。
14. 前記スイッチング周波数変更手段により、前記電力変換装置の近傍にある受信機の受信チャンネルに基づいて、前記第１の周波数帯域乃至前記第３の周波数帯域を決定することを特徴とする請求項１２または１３に記載の電力変換装置の制御方法。
15. 前記スイッチング周波数変更手段に含まれたキャリア信号発生手段により、前記スイッチング周波数変更手段に含まれた前記キャリア周波数可変手段からの電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれかに記載の電力変換装置の制御方法。
16. 前記キャリア周波数可変手段の第１の発振器により、所定の周期を有し、正負の電圧値からなる三角波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の第２の発振器により、前記第１の発振器の出力波形の周期と等しい周期を有する方形波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の加算器により、前記第１の発振器の出力波形と前記第２の発振器の出力波形を加算して、前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置の制御方法。
17. 前記キャリア周波数可変手段の第１の周期信号発生器により、所定の周期を有し、正の下限値を備える三角波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の第２の周期信号発生器により、前記第１の周期信号発生器の三角波の周期と等しい周期を有し、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値より大きい下限値を備える三角波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の切替手段により、前記第１の周期信号発生器の三角波と前記第２の周期信号発生器の三角波を切り替えて、前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置の制御方法。
18. 前記キャリア周波数可変手段により、ディジタル演算制御処理によって、前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置の制御方法。
19. 前記スイッチング周波数変更手段に含まれたキャリア信号発生手段により、前記スイッチング周波数変更手段に含まれた前記キャリア周波数可変手段からの電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成し、
    前記キャリア周波数可変手段の第１の周期信号発生器により、所定の周期を有し、正の下限値を備える三角波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の第２の周期信号発生器により、前記第１の周期信号発生器の三角波の周期と等しい周期を有し、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値より大きい下限値を備える三角波を出力し、
    前記キャリア周波数可変手段の切替手段により、前記第１の周期信号発生器の三角波と前記第２の周期信号発生器の三角波を切り替えて、前記電圧波形を生成し、
    前記キャリア周波数可変手段の算出手段により、前記受信チャンネルに基づいて、前記第１の周期信号発生器の三角波の上限値および下限値と、前記第２の周期信号発生器の上限値および下限値を算出することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置の制御方法。
20. 前記スイッチング周波数変更手段に含まれたキャリア信号発生手段により、前記スイッチング周波数変更手段に含まれたキャリア信号発生手段からの前記電圧波形に基づいて、前記周波数を有する前記制御信号を生成し、
    前記キャリア周波数可変手段により、カウンタに対応付けて記録された所定の電圧値を、前記受信チャンネル毎に記録したデータベースである周波数可変マップを用いて、前記受信チャンネルに基づく前記電圧波形を生成することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置の制御方法。
21. 前記キャリア周波数可変手段により、前記周波数可変マップの前記所定の電圧値を前記カウンタ毎にランダムに変化させて記録することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置の制御方法。
    
    

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