JP5061570B2 - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、車両に搭載されるモータに使用される電力変換装置および電力変換方法に関する。

従来、４つのスイッチをＨブリッジ状に構成し、それらのスイッチを開閉させることで、直流電源からモータに印加される電流の大きさと向きをＰＷＭ制御して、所望のモータ回転力を実現する電流駆動ステッピングモータ制御装置が知られている。このステッピングモータ制御装置は、４つのスイッチの開閉によって発生するＥＭＩノイズスペクトルを低減するために、ＰＷＭ制御における搬送波周波数を周期的に正弦波状に変化させている。これにより、ＥＭＩノイズスペクトルにおいて、ＥＭＩノイズを広周波数帯域で拡散させることができ、ＥＭＩノイズスペクトルのピークレベルを低減している。このようにして、ラジオ受信や他の電子機器への障害を抑制するというものである。
特開平７−９９７９５号公報

しかしながら、上記のステッピングモータ制御装置は、デジタル制御により搬送波周波数を周期的に正弦波状に変化させているので、搬送波周波数の値は離散的な値しか取れないといった問題があった。搬送波周波数の値が離散的になると、搬送波周波数の値のｍ次高調波（ｍ：整数）の周波数と、搬送波周波数の他の値のｍｑ次高調波（ｍｑ：整数、ｑ：１、２、・・、ｒ）の周波数とが重畳する。上記ｍ次高調波の周波数と上記ｍｑ次高調波の周波数とが重畳すると、上記ｍ次高調波の周波数に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、上記ｍｑ次高調波の周波数に対するノイズレベルの高いスペクトル成分とが重畳するので、当該重畳した周波数に更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分が形成され、ノイズスペクトルを平坦化できないといった問題があった。

本発明は、こうした問題に鑑みてなされたものであり、所望の周波数帯域におけるノイズスペクトルを平坦化することができる電力変換装置および電力変換方法を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置では、入力される電力を所望の形態に変換する開閉手段を開閉するための制御信号を生成するために出力する搬送波の周波数を、デジタル制御により離散的かつ周期的に時間変化させる搬送波周波数変化手段は、前記搬送波の周波数の値におけるｍ次高調波（ｍ：整数）の周波数と、前記搬送波の周波数の他の値におけるｍｑ次高調波（ｍｑ：整数、ｑ：１、２、・・、ｒ）の周波数とが、所望の周波数帯域内で重畳しないように、前記搬送波の周波数の各値を選択することを特徴としている。

本発明により、搬送波の周波数の値におけるｍ次高調波の周波数と、搬送波の周波数の他の値におけるｍｑ次高調波の周波数とが、所望の周波数帯域内で重畳しないので、所望の周波数帯域におけるノイズスペクトルを平坦化することができる。

本発明に係る電力変換装置の一例として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１乃至第４の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図７を参照して説明する。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態となる電力変換装置１および電力変換装置１に用いられる電力変換方法を、図１乃至図５を参照して説明する。

（電力変換装置の構成）
以下、図１を参照して、インバータシステム１の構成と動作について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態となるインバータシステム１の構成を示す図である。電力変換装置１であるインバータシステム１は、図１に示すように、ＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ（以下、モータとする。）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃを含む電流検出部４、演算装置（以下、ＣＰＵとする。）を内蔵する制御手段である制御装置１０、電池ＢおよびコンデンサＣを主な構成要素として備える。また、制御装置１０は、電流指令生成部５、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、搬送波出力手段であるキャリア信号生成部７、制御信号生成手段である比較器８ａ、８ｂ、８ｃおよび搬送波周波数変化手段であるキャリア周波数生成部９を主な構成要素として備える。上記ＰＷＭインバータ２は、比較器８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って電池ＢおよびコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極をモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する６個の開閉手段であるスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備え、これらのスイッチング素子はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。

上記電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃはそれぞれ、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出し、上記電流指令生成部５は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。上記ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が、電流指令生成部５が生成した電流指令値に従うように、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値をＰＩＤ制御する。

また、キャリア周波数生成部９は、キャリア信号生成部７で生成されたキャリア信号の周波数（以下、キャリア周波数とする。）ｆｃ（後述する図２参照）を変化させる。そして、キャリア信号生成部７は、キャリア周波数ｆｃを有する三角波状のキャリア信号を比較器８ａ、８ｂ、８ｃに出力する。

上記比較器８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃの出力値と三角波状のキャリア信号の大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２に入力する。Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として比較器８ａの動作を具体的に説明すれば、比較器８ａは、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状のキャリア信号よりも大きい場合、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態およびオフ状態に制御することにより正の電圧をモータ３のＵ相に印加し、逆にＰＩＤ制御部の出力値６ａが三角波状のキャリア信号よりも小さい場合には、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態およびオン状態に制御することにより、負の電圧をモータ３のＵ相に印加する。

（キャリア周波数の時間変化）
ここで、本発明の第１の実施形態に係るキャリア周波数ｆｃの時間変化について、説明する。図２は、デジタル制御におけるキャリア周波数ｆｃの正弦波状の時間変化を示す図である。なお、図２では、キャリア周波数ｆｃの正弦波状の時間変化の１周期（以下、１変調周期とする。）を示している。

ここで、一般に、スイッチング素子の開閉によって発生するＥＭＩノイズは、キャリア信号の所定の周波数ｆｃのｍ次高調波（ｍ：整数）の周波数ｍ×ｆｃに対して、ノイズレベルの高いスペクトル成分を有している。そこで、キャリア周波数ｆｃを時間変化させることで、所定のキャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ×ｆｃに発生していたノイズレベルの高いスペクトル成分を、キャリア周波数ｆｃの時間変化の周波数帯域（例えば、図２ではｆｃ１〜ｆｃＮ）のｍ次高調波の周波数帯域（例えば、図２ではｍ×ｆｃ１〜ｍ×ｆｃＮ）で拡散させて、ＥＭＩノイズスペクトルを平坦化し、ピークレベルを低減させている。しかし、デジタル制御におけるキャリア周波数ｆｃの時間変化は、図２に示すように、ｆｃ１、・・、ｆｃＮの離散的な値しか用いることができない。また、キャリア周波数ｆｃを時間変化させても、スイッチング回数／時間の平均値が変化しないことから、上記の周波数帯域ｆｃ１、・・、ｆｃＮのｍ次高調波の周波数ｍ×ｆｃ１、・・、ｍ×ｆｃＮに発生するノイズレベルの合計、すなわち、ＥＭＩノイズのエネルギの合計は変化しない。そのため、上記のＥＭＩノイズのエネルギは、上記のｍ次高調波の周波数帯域ｍ×ｆｃ１〜ｍ×ｆｃＮで十分に拡散されず、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１・・ｆｃＮのｍ次高調波の周波数、すなわち、ｍ×ｆｃ１、・・、ｍ×ｆｃＮに集中する。よって、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１、・・、ｆｃＮのｍ次高調波の周波数ｍ×ｆｃ１、・・、ｍ×ｆｃＮに対するノイズレベルは、キャリア周波数ｆｃを時間変化させない場合に、所定のキャリア周波数ｆｃのｍ次高調波の周波数ｍ×ｆｃに発生していたノイズレベルを離散的な値で分散したレベルに等しくなる。

また、キャリア周波数ｆｃを離散的な値で時間変化させた場合、キャリア周波数ｆｃのある値（例えば、ｆｃ１）のｍ次高調波の周波数（例えば、ｍ１×ｆｃ１）と、キャリア周波数ｆｃの他の値（例えば、ｆｃ２、・・、ｆｃＮ）のｍｑ次高調波（ｍｑ：整数、ｑ：１、２、・・、ｒ）の周波数（例えば、ｍ２×ｆｃ２、・・、ｍＮ×ｆｃＮ）とが重畳する場合もある。上記のｍ次高調波の周波数（例えば、ｍ１×ｆｃ１）と上記ｍｑ次高調波の周波数（例えば、ｍ２×ｆｃ２、・・、ｍＮ×ｆｃＮ）とが重畳すると、上記ｍ次高調波の周波数（例えば、ｍ１×ｆｃ１）に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、上記ｍｑ次高調波の周波数（例えば、ｍ２×ｆｃ２、・・、ｍＮ×ｆｃＮ）に対するノイズレベルの高いスペクトル成分とが重畳し、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分が形成されるので、ノイズスペクトルを平坦化することができない。そこで、本発明の第１の実施形態では、後述するように、キャリア周波数ｆｃを離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３で時間変化させた場合、離散的な値ｆｃ１１（図５参照）のｍ１１次高調波の周波数ｍ１１×ｆｃ１１と、他の値ｆｃ１２（図５参照）のｍ１２次高調波の周波数ｍ１２×ｆｃ１２および他の値ｆｃ１３（図５参照）のｍ１３次高調波の周波数ｍ１３×ｆｃ１３とが、制御装置１０に内蔵されたＣＰＵのクロック周波数Ｆ（図３参照）より低い周波数で重畳しないように、各値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３を選択している。

（キャリア周波数とクロック周波数との関係）
ここで、キャリア周波数ｆｃとクロック周波数Ｆとの関係について説明する。上記キャリア信号の周期（以下、キャリア周期とする。）Ｔｃは、ＣＰＵのクロック周期Δｔの整数倍になることが知られている。なお、キャリア周期Ｔｃの逆数は、キャリア周波数ｆｃとなる。同様に、クロック周期Δｔの逆数は、クロック周波数Ｆとなる。また、デジタル制御においては、図２に示したように、キャリア周波数ｆｃの時間変化は、離散的な値しか用いることができないので、キャリア周期Ｔｃも同様に離散的な値しか用いることができない。そこで、キャリア周期Ｔｃの離散的な値Ｔｃｉ（ｉ＝１、２、・・、Ｎ）は、クロック周期Δｔを使用して、
Ｔｃ１＝Ｋ１×Δｔ
Ｔｃ２＝Ｋ２×Δｔ
Ｔｃ３＝Ｋ３×Δｔ
・
・
・
ＴｃＮ−１＝ＫＮ−１×Δｔ
ＴｃＮ ＝ＫＮ×Δｔ
で表すことができる。ここで、Ｋｉは整数値である。これより、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃｉは、キャリア周期Ｔｃｉの逆数より、
ｆｃｉ＝１／Ｔｃｉ＝１／（Ｋｉ×Δｔ）
＝（１／Ｋｉ）×（１／Δｔ）
＝（１／Ｋｉ）×Ｆ
で表すことができる。上記の関係式から、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃｉをＫｉ倍した値、すなわち、Ｋｉ次高調波の周波数Ｋｉ×Ｆｃｉは、必ず、ＣＰＵのクロック周波数Ｆに等しくなる。これは、キャリア周波数ｆｃの離散的な各値ｆｃｉをどのような値に選択しても、キャリア周波数ｆｃの離散的な各値ｆｃｉにおけるＫｉ次高調波の周波数Ｋｉ×ｆｃｉ＝Ｆに対するノイズレベルの高いスペクトル成分が、クロック周波数Ｆで必ず重畳することを示している。なお、ＣＰＵのクロック周波数Ｆは、ＣＰＵの性能で一意に決まっており、任意の値に変更することは現実的でない。また、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃｉの選択によっては、離散的な各値ｆｃｉにおけるｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｃｉに対するノイズレベルの高いスペクトル成分が、クロック周波数Ｆより低い周波数で重畳する場合もある。

以下、具体的に説明すると、例えば、ＡＭ帯域（５３１ｋＨｚ〜１６０２ｋＨｚ）に、キャリア周波数ｆｃの離散的な各値ｆｃｉにおけるｍｑ次高調波の周波数ｍｑ×ｆｃｉに対するノイズレベルの高いスペクトル成分を重畳させたくない場合、まず、クロック周波数ＦがＡＭ帯域外となるように、ＣＰＵを選択する必要がある。更に、クロック周波数ＦがＡＭ帯域外、例えば、２ＭＨｚ（Δｔ＝５００ｎｓｅｃ）のＣＰＵを選択しても、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３の３つの値を、
ｆｃ１＝１８．５２ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×１０８）＝１／（Δｔ×Ｋ１）
ｆｃ２＝２０．００ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×１００）＝１／（Δｔ×Ｋ２）
ｆｃ３＝２１．７４ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×９２）＝１／（Δｔ×Ｋ３）
と選択した場合、離散的な値ｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３は、
ｆｃ１＝１／（５００ｎｓｅｃ×４×２７）＝１／（２μｓｅｃ×ｍ１）
ｆｃ２＝１／（５００ｎｓｅｃ×４×２５）＝１／（２μｓｅｃ×ｍ２）
ｆｃ３＝１／（５００ｎｓｅｃ×４×２３）＝１／（２μｓｅｃ×ｍ３）
と表すことができる。すなわち、クロック周期２μｓｅｃ、クロック周波数１／２μｓｅｃ＝５００ｋＨｚのＣＰＵを選択した場合と同様に、離散的な値ｆｃ１におけるｍ１＝２７次高調波の周波数２７×ｆｃ１に対するノイズレベルの高いスペクトル成分、離散的な値ｆｃ２におけるｍ２＝２５次高調波の周波数２５×ｆｃ２に対するノイズレベルの高いスペクトル成分および離散的な値ｆｃ３におけるｍ３＝２３次高調波の周波数２３×ｆｃ３に対するノイズレベルの高いスペクトル成分が、５００ｋＨｚの整数倍の周波数で重畳する。したがって、上記のスペクトル成分が、クロック周波数Ｆ＝２ＭＨｚより低い周波数５００ｋＨｚ、１０００ｋＨｚ、１５００ｋＨｚで重畳する。よって、上記の周波数５００ｋＨｚの整数倍の周波数に、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分が形成される。

図３は、キャリア周波数ｆｃを変化させた場合に形成されるＥＭＩノイズスペクトルの理論的説明図である。図３（ａ）は、上述した具体例において、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１＝１８．５２ｋＨｚ、ｆｃ２＝２０．００ｋＨｚおよびｆｃ３＝２１．７４ｋＨｚで時間変化させた場合に、離散的な値ｆｃ１のみによって発生するノイズスペクトルを示している。図３（ｂ）は、上記の場合に、離散的な値ｆｃ２のみによって発生するノイズスペクトルを、図３（ｃ）は離散的な値ｆｃ３のみによって発生するノイズスペクトルを、図３（ｄ）は離散的な値ｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３によって発生するＥＭＩノイズスペクトルを示している。上述した具体例において、クロック周波数Ｆ＝２ＭＨｚであることから、上述のように、Ｋ１＝１０８、Ｋ２＝１００およびＫ３＝９２となる。また、Ｍはｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３の最大公約数を示している。よって、上記の場合、Ｍ＝４である。

これから、図３（ｄ）に示したように、キャリア周波数ｆｃを離散的な値ｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３で時間変化させた場合、離散的な値ｆｃ１における（Ｋ１／Ｍ）＝ｍ１＝２７次高調波の周波数２７×ｆｃ１に対するノイズレベルの高いスペクトル成分、離散的な値ｆｃ２における（Ｋ２／Ｍ）＝ｍ２＝２５次高調波の周波数２５×ｆｃ２に対するノイズレベルの高いスペクトル成分および離散的な値ｆｃ３における（Ｋ３／Ｍ）＝ｍ３＝２３次高調波の周波数２３×ｆｃ３に対するノイズレベルの高いスペクトル成分が、クロック周波数Ｆより低い周波数Ｆ／Ｍ＝５００ｋＨｚで重畳し、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分が形成されることがわかる。これから、上記の各スペクトル成分は、周波数Ｆ／Ｍ＝５００ｋＨｚの整数倍の周波数で重畳し、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分が形成される。一方、周波数Ｆ／Ｍ＝５００ｋＨｚの整数倍の周波数以外の周波数では、上記の各スペクトル成分は重畳せず、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分は形成されていない。なお、上述したように、クロック周波数Ｆ＝Ｋｉ×ｆｃｉである。また、ｋｉとｍｑの関係は、ｍｑ＝ｋｉ／Ｍである。

図４は、図３に示すキャリア周波数ｆｃの離散的な各値ｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３におけるＥＭＩノイズスペクトルを実測した波形を示す図である。図４では、キャリア周波数ｆｃを、図３に示した離散的な値ｆｃ１一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、ｆｃ２一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、ｆｃ３一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３で時間変化させた場合のノイズスペクトル（太線）を示している。図４より、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１一定とした場合、クロック周波数Ｆ／Ｍ＝５００ｋＨｚでノイズレベルの高いスペクトル成分が現れている。同様に、キャリア周波数ｆｃをｆｃ２一定とした場合も、５００ｋＨｚでノイズレベルの高いスペクトル成分が現れている。また、キャリア周波数ｆｃをｆｃ３一定とした場合も、５００ｋＨｚでノイズレベルの高いスペクトル成分が現れている。そのため、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３で時間変化させても、図４に示すように、５００ｋＨｚにおけるノイズレベルは十分に低減しない。ここで、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３で時間変化させた場合のノイズレベルは、ｆｃ１一定とした場合に発生するｍ１次高調波の周波数ｍ１×ｆｃ１に対するノイズレベルと、ｆｃ２一定とした場合に発生するｍ２次高調波の周波数ｍ２×ｆｃ２に対するノイズレベルと、ｆｃ３一定とした場合に発生するｍ３次高調波の周波数ｍ３×ｆｃ３に対するノイズレベルの平均値に近い値になる。

そこで、第１の実施形態では、図５に示すように、キャリア周波数ｆｃを離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３で時間変化させた場合に、離散的な値ｆｃ１１のｍ１１次高調波の周波数ｍ１１×ｆｃ１１と、他の値ｆｃ１２のｍ１２次高調波の周波数ｍ１２×ｆｃ１２および他の値ｆｃ１３のｍ１３次高調波の周波数ｍ１３×ｆｃ１３とが、制御装置１０に内蔵されたＣＰＵのクロック周波数Ｆよりも低い周波数で重畳しないように、各値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３を選択している。以下、各値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３の選択方法について、具体的に説明する。

（キャリア周波数の離散的な値の選択方法）
図５は、第１の実施形態に係る離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３におけるＥＭＩノイズスペクトルを実測した波形を示す図である。第１の実施形態では、上記と同様に、クロック周波数Ｆ＝２ＭＨｚ、クロック周期Δｔ＝５００ｎｓｅｃのＣＰＵについて、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３を
ｆｃ１１＝１８．６９ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×１０７）
ｆｃ１２＝２０．００ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×１００）
ｆｃ１３＝２１．９８ｋＨｚ＝１／（５００ｎｓｅｃ×９１）
と選択しているので、離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３は、
ｆｃ１１＝１／（Δｔ×１０７（素数））＝１／（Δｔ×Ｋ１１）
ｆｃ１２＝１／（Δｔ×４×２５）＝１／（Δｔ×Ｋ１２）
ｆｃ１３＝１／（Δｔ×７×１３）＝１／（Δｔ×Ｋ１３）
と表すことができる。ここで、整数値Ｋ１１＝１０７、Ｋ１２＝４×２５およびＫ３＝７×１３であり、最大公約数Ｍは１である。すなわち、ｍ１１＝Ｋ１１＝１０７、ｍ１２＝Ｋ１２＝１００、ｍ１３＝Ｋ１３＝９１である。このように、第１の実施形態では、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３は、各々最大公約数Ｍが１である各整数値Ｋ１１、Ｋ１２およびＫ１３とクロック周期Δｔとの積の逆数に選択している。これから、キャリア周波数ｆｃを離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３で時間変化させた場合、離散的な値ｆｃ１１におけるｍ１１＝Ｋ１１＝１０７次高調波の周波数１０７×ｆｃ１１＝Ｆに対するノイズレベルの高いスペクトル成分、離散的な値ｆｃ１２におけるｍ１２＝Ｋ１２＝１００次高調波の周波数１００×ｆｃ１２＝Ｆに対するノイズレベルの高いスペクトル成分および離散的な値ｆｃ１３におけるｍ１３＝Ｋ１３＝９１次高調波の周波数９１×ｆｃ１３＝Ｆに対するノイズレベルの高いスペクトル成分は、クロック周波数Ｆの整数倍でのみ重畳することがわかる。

図５では、キャリア周波数ｆｃを、上記の離散的な値ｆｃ１１一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、ｆｃ１２一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、ｆｃ１３一定とした場合に発生するノイズスペクトル（細線）と、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３で時間変化させた場合のノイズスペクトル（太線）を示している。図５より、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１１一定とした場合、５００ｋＨｚでノイズレベルの高いスペクトル成分が現れている。しかし、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１２一定とした場合に、ノイズレベルの高いスペクトル成分が現れる周波数は５００ｋＨｚではない。同様に、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１３一定とした場合、ノイズレベルの高いスペクトル成分が現れる周波数は５００ｋＨｚではない。そのため、キャリア周波数ｆｃをｆｃ１、ｆｃ２およびｆｃ３で時間変化させた場合、図５に示すように、ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３の高調波の周波数に対するノイズレベルの高いスペクトル成分は異なった周波数に拡散し、ノイズスペクトルは平坦化する。よって、ノイズレベルを低減することができる。

以上より、第１の実施形態では、最大公約数Ｍが１である整数値Ｋ１１、Ｋ１２およびＫ１３とＣＰＵのクロック周期Δｔとの積の逆数に、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ１１、ｆｃ１２およびｆｃ１３を選択しているので、ｆｃ１１におけるｍ１１次高調波の周波数ｍ１１×ｆｃ１１と、ｆｃ１２におけるｍ１２次高調波の周波数ｍ１２×ｆｃ１２と、ｆｃ１３におけるｍ１３次高調波の周波数ｍ１３×ｆｃ１３とが、クロック周波数Ｆよりも低い周波数で重畳することがないことから、離散的な値ｆｃ１１におけるｍ１１次高調波の周波数ｍ１１×ｆｃ１１に対するノイズレベルの高いスペクトル成分、離散的な値ｆｃ１２におけるｍ１２次高調波の周波数ｍ１２×ｆｃ１２に対するノイズレベルの高いスペクトル成分および離散的な値ｆｃ１３におけるｍ１３次高調波の周波数ｍ１３×ｆｃ１３に対するノイズレベルの高いスペクトル成分が、クロック周波数Ｆより低い周波数で重畳せず、更に高いノイズレベルを有するスペクトル成分の形成が抑制されるので、クロック周波数Ｆより低い周波数帯域におけるノイズスペクトルを平坦化することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態となる電力変換装置および電力変換装置に用いられる電力変換方法について、第１の実施形態の電力変換装置１および電力変換方法と異なる点を中心に図６を参照して説明する。また、第２の実施形態について、第１の実施形態と同様の構成には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第２の実施形態の電力変換装置の構成は、第１の実施形態の電力変換装置１とほぼ同じである。第２の実施形態が、第１の実施形態と異なる点は、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎの選択方法が異なるだけである。

第２の実施形態では、キャリア周波数ｆｃの離散的な値として、ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを用いている。そして、各値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎは、クロック周期Δｔ＝５００ｎｓｅｃとすると、
ｆｃ２１＝１７．７０ｋＨｚ＝１／（Δｔ×１１３）＝１／（Δｔ×Ｋ２１）
ｆｃ２２＝１９．８０ｋＨｚ＝１／（Δｔ×１０１）＝１／（Δｔ×Ｋ２２）
・
・
・
ｆｃ２Ｎ＝２２．４７ｋＨｚ＝１／（Δｔ×８９）＝１／（Δｔ×Ｋ２Ｎ）
と選択している。ここで、Ｋ２１＝１１３、Ｋ２２＝１０１、・・、Ｋ２Ｎ＝８９は素数である。すなわち、各整数値Ｋ２１、・・、Ｋ２Ｎの最大公約数Ｍは１となる。このように、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを選択することで、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。

図６は、第２の実施形態に係る離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎにおけるキャリア周波数ｆｃの時間変化を実現するフローチャートである。図６（ａ）は、第２の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを自動的に算出し、当該離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを用いたキャリア周波数ｆｃの時間変化を実現する制御処理の流れを示し、図６（ｂ）は、図６（ａ）に用いられる素数マップを示している。ここで、素数マップとは、第２の実施形態におけるキャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを算出する制御処理に用いられる整数値Ｋ１、・・、Ｋ２Ｎを並べた配列を含むデータベースである。そして、当該データベースは、キャリア周波数ｆｃの時間変化の順番を表す配列番号ｆｃ（０）〜ｆｃ（Ｎ−１）に対応させて上記の配列の整数値Ｋ１、・・、Ｋ２Ｎが予め格納されている。

第２の実施形態のキャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎにおけるキャリア周波数ｆｃの時間変化を実現する制御処理は、図６（ａ）に示すように、まず、初期のカウンタのカウント値ｊを０に設定する。これにより、整数値ｋの値として、配列番号ｆｃ（０）の整数値Ｋ２１が設定される（ステップＳ１）。次に、整数値ｋを用いて離散的な値ｆｃ２１が算出される（ステップＳ２）。離散的な値ｆｃ２１を用いてＰＷＭ演算処理を実行する（ステップＳ３）。その後、カウント値ｊを１増加させる（ステップＳ４）。次に、カウント値ｊがキャリア周波数ｆｃの離散的な値の個数、すなわち、素数マップの配列の個数Ｎを超過したか否か判断する（ステップＳ５）。カウント値ｊが個数Ｎを超過していなければ（ステップＳ５でＮｏ）、整数値ｋの値として、図６（ｂ）に示した素数マップから配列番号ｆｃ（ｊ）に対応する整数値を読み込む（ステップＳ６）。その後、ステップＳ２の制御処理に戻り、配列番号ｆｃ（ｊ）に対応する整数値を用いて、離散的な値が算出される。以下、ステップＳ２〜ステップＳ６の制御処理を繰り返し実行する。これにより、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎが、配列番号ｆｃ（０）に対応する整数値Ｋ２１から配列番号ｆｃ（Ｎ−１）に対応する整数値Ｋ２Ｎに基づいて算出される。一方、ステップＳ５の制御処理において、カウント値ｊが素数マップの配列の個数Ｎを超過した場合（ステップＳ５でＹｅｓ）、ステップＳ１の制御処理に戻り、カウント値ｊを０に設定する。これにより、整数値ｋの値として、配列番号ｆｃ（０）の整数値Ｋ２１が設定される（ステップＳ１）。このようにして、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ２１、・・、ｆｃ２Ｎを、素数マップに配列された整数値Ｋ２１、・・、Ｋ２Ｎとから容易に自動的に算出することが可能となる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態となる電力変換装置および電力変換装置に用いられる電力変換方法について、第１の実施形態の電力変換装置１および電力変換方法と異なる点を中心に図７を参照して説明する。また、第３の実施形態について、第１の実施形態と同様の構成には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第３の実施形態の電力変換装置の構成は、第１の実施形態の電力変換装置１とほぼ同じである。第３の実施形態が、第１の実施形態と異なる点は、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３の選択方法が異なるだけである。

図７は、第３の実施形態に係る離散的な値ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３におけるＥＭＩノイズスペクトルを示す図である。図７に示すように、第３の実施形態では、クロック周波数Ｆ＝５ＭＨｚより低い周波数の全域のノイズスペクトルを平坦化するわけでなく、所望の周波数帯域２〜３ＭＨｚのみノイズスペクトルを平坦化している。ここで、第３の実施形態のキャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３は、クロック周期Δｔ＝２００ｎｓｅｃであることから、
ｆｃ３１＝１５．０２ｋＨｚ＝１／（Δｔ×３３３）＝１／（Δｔ×３×１１１）
ｆｃ３２＝１９．８４ｋＨｚ＝１／（Δｔ×２５２）＝１／（Δｔ×３×８４）
ｆｃ３３＝２４．８８ｋＨｚ＝１／（Δｔ×２０１）＝１／（Δｔ×３×６７）
と選択している。すなわち、離散的な値ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３は、
ｆｃ３１＝１／（Δｔ×Ｋ３１）＝１／（Δｔ×Ｍ×ｍ３１）
ｆｃ３２＝１／（Δｔ×Ｋ３２）＝１／（Δｔ×Ｍ×ｍ３２）
ｆｃ３３＝１／（Δｔ×Ｋ３３）＝１／（Δｔ×Ｍ×ｍ３３）
と表すことができる。上記より、各整数値Ｋ３１、Ｋ３２およびＫ３３の最大公約数Ｍは３となる。これから、クロック周波数Ｆ＝５ＭＨｚより低い周波数Ｆ／Ｍ＝５ＭＨｚ／３＝１．６６７ＭＨｚの整数倍の周波数で、ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３のｍｑ次高調波の周波数が重畳する。すなわち、クロック周波数Ｆ未満の周波数範囲では、ｍ３１次高調波の周波数ｍ３１×ｆｃ３１（＝１．６６７ＭＨｚ）に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、ｍ３２次高調波の周波数ｍ３２×ｆｃ３２に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、ｍ３３次高調波の周波数ｍ３３×ｆｃ３３に対するノイズレベルの高いスペクトル成分とが重畳する。また、２×ｍ３１次高調波の周波数２×ｍ３１×ｆｃ３１（＝３．３３３ＭＨｚ）に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、２×ｍ３２次高調波の周波数２×ｍ３２×ｆｃ３２に対するノイズレベルの高いスペクトル成分と、２×ｍ３３次高調波の周波数２×ｍ３３×ｆｃ３３に対するノイズレベルの高いスペクトル成分とが重畳する。しかし、ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３のｍｑ次高調波の周波数が重畳する周波数１．６６７ＭＨｚおよび３．３３３ＭＨｚは、第３の実施形態において所望する周波数帯域２〜３ＭＨｚ範囲に含まれないので、第１の実施形態と同様に、所望の周波数帯域２〜３ＭＨｚにおけるノイズスペクトルを平坦化することができる。このような場合には、クロック周波数Ｆより低い周波数Ｆ／Ｍの整数倍の周波数で、ｆｃ３１、ｆｃ３２およびｆｃ３３のｍｑ次高調波の周波数が重畳しても問題とならない。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態となる電力変換装置および電力変換装置に用いられる電力変換方法について、第１の実施形態の電力変換装置１および電力変換方法と異なる点を中心に説明する。また、第４の実施形態について、第１の実施形態と同様の構成には同じ番号を付し、説明を省略する。なお、第４の実施形態の電力変換装置の構成は、第１の実施形態の電力変換装置１とほぼ同じである。第４の実施形態が、第１の実施形態と異なる点は、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎの選択方法が異なるだけである。

第４の実施形態では、クロック周波数Ｆ＝２ＭＨｚ、クロック周期Δｔ＝５００ｎｓｅｃにおいて、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎの範囲が１５ｋＨｚ以上２５ｋＨｚ以下と規定されている。この場合、離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎは、最大値ｆｃｍａｘ＝２５ｋＨｚおよび最小値ｆｃｍｉｎ＝１５ｋＨｚの範囲で選択される必要がある。そこで、最大値ｆｃｍａｘおよび最小値ｆｃｍｉｎは、
ｆｃｍａｘ＝１５．００ｋＨｚ＝１／（Δｔ×１３３．３）
＝（１／ｂ）×（１／Δｔ）＝（１／１３３．３）×（１／Δｔ）
ｆｃｍｉｎ＝２５．００ｋＨｚ＝１／（Δｔ×８０）
＝（１／ａ）×（１／Δｔ）＝（１／８０）×（１／Δｔ）
と表すことができる。これから、各整数値Ｋｉは８０以上１３３．３以下の範囲で選択する必要がある。よって、第４の実施形態では、離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎを、８０以上１３３．３以下の範囲で、最大公約数Ｍが１となるように選択された整数値Ｋｉから算出している。これから、第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を取得できる。更に、キャリア周波数ｆｃの離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎの範囲が限定された場合でも、離散的な値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎを容易に選択することができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１乃至第４の実施形態では、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電流をモータ３に供給するＰＷＭインバータ２を備えるインバータシステム１を例に説明したが、特にこれに限定されるものではなく、スイッチングにより電力の形態を変換させる他のシステムに適用しても、同様の効果が得られる。例えば、従来技術に示されたＨブリッジ構成にてモータを駆動する構成や、図８に示す指令値入力１１からの信号に基づいて、キャリア周波数が可変されたキャリア信号を出力するＣＰＵ１２と、単体スイッチ１５の開閉を制御するスイッチング信号を単体スイッチ１５に出力するドライブ回路１３と、単体スイッチ１５の開閉動作にて、電圧源＋Ｖから電圧が印加される負荷１４とからなる構成にも適用できる。

また、第１および第３の実施形態では、キャリア周波数ｆｃの離散的な値として、３つの値を説示したが、特にこれに限定されるものではなく、第２および第４の実施形態のように、複数個の離散的な値を有するキャリア周波数ｆｃにも適用可能である。

また、第１乃至第４の実施形態では、１変調周期内を正弦波状に時間変化するキャリア周波数ｆｃの離散的な値を、当該値のｍｑ次高調波の周波数が重畳しないように選択しているが、キャリア周波数ｆｃの時間変化は正弦波状に限定されるものでなく、例えば、図９に示す三角波状、図１０に示す鋸波状、図１１に示す矩形波状、図１２に示す周期波形状をはじめ、さまざまな波形に適用できる。

また、第４の実施形態では、クロック周波数Ｆより低い周波数帯域で、離散的な各値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎのｍｑ次高調波の周波数が重畳しないように、第１の実施形態と同様に最大公約数Ｍが１となる整数値Ｋｉから、離散的な各値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎを算出しているが、特にこれに限定されるものではなく、第２の実施形態に示したように素数マップを用いても良い。また、第３の実施形態に示したように所望の周波数帯域内に、離散的な各値ｆｃ４１、・・、ｆｃ４Ｎのｍｑ次高調波の周波数が重畳しないように、当該各値を選択しても良い。

本発明の第１の実施形態となるインバータシステムの構成を示す図 デジタル制御におけるキャリア周波数の正弦波状の時間変化を示す図 キャリア周波数を変化させた場合に形成されるＥＭＩノイズスペクトルの理論的説明図 図３に示すキャリア周波数の離散的な各値におけるＥＭＩノイズスペクトルを実測した波形を示す図 第１の実施形態に係る離散的な値におけるＥＭＩノイズスペクトルを実測した波形を示す図 第２の実施形態に係る離散的な値におけるキャリア周波数の時間変化を実現するフローチャート 第３の実施形態に係る離散的な値におけるＥＭＩノイズスペクトルを示す図 単体スイッチによる負荷駆動の構成を示す図 デジタル制御におけるキャリア周波数の三角波状の時間変化を示す図 デジタル制御におけるキャリア周波数の鋸状の時間変化を示す図 デジタル制御におけるキャリア周波数の矩形波状の時間変化を示す図 デジタル制御におけるキャリア周波数の周期波形の時間変化を示す図

符号の説明

１ 電力変換装置であるインバータシステム、２ ＰＷＭインバータ、
３ 三相ブラシレス直流モータ、４ 電流検出部、
４ａ、４ｂ、４ｃ 電流センサ、５ 電流指令生成部、
６ａ、６ｂ、６ｃ ＰＩＤ制御部、
７ 搬送波出力手段であるキャリア信号生成部、
８ａ、８ｂ、８ｃ 制御信号生成手段である比較器、
９ 搬送波周波数変化手段であるキャリア周波数生成部、
１０ 制御手段である制御装置、
１１ 指令値入力、１２ ＣＰＵ、１３ ドライブ回路、１４ 負荷、
１５ スイッチ、
Ｂ 電池、Ｃ コンデンサ、ｆｃ、キャリア周波数、ＧＮＤ 接地、
Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ− 開閉手段であるスイッチング素子、
＋Ｖ 電圧源、

Claims (5)

1. 入力される電力を所望の形態に変換する開閉手段と、当該開閉手段の開閉動作をデジタル制御する制御手段とを備える電力変換装置であって、
   前記制御手段は、前記開閉手段を開閉するための制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記制御信号生成手段に搬送波を出力する搬送波出力手段と、
   前記搬送波の周波数を、離散的かつ周期的に時間変化させる搬送波周波数変化手段とを備え、
   前記搬送波周波数変化手段は、前記搬送波の周波数の値におけるｍ次高調波（ｍ：整数）の周波数と、前記搬送波の周波数の他の値におけるｍｑ次高調波（ｍｑ：整数、ｑ：１、２、・・、ｒ）の周波数とが、所望の周波数帯域内で重畳しないように、前記搬送波の周波数の各値を選択し、
   前記所望の周波数帯域は、前記制御手段のクロック周波数より低い周波数の帯域であり、
   前記搬送波の周波数の各値は、各々最大公約数が１である各整数値と前記制御手段のクロック周期との積の逆数であることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記各整数値は、素数であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記搬送波の周波数の最大値をｆｃｍａｘと、最小値をｆｃｍｉｎと、前記制御手段のクロック周期をΔｔと、任意の整数値をａおよびｂとすると、前記最大値および前記最小値は、
   ｆｃｍｉｎ＝（１／ａ）×（１／Δｔ）
   ｆｃｍａｘ＝（１／ｂ）×（１／Δｔ）
   から算出され、
   前記搬送波の周波数の各値は、前記整数値ａおよびｂの範囲内の整数値と前記クロック周期との積の逆数であることを特徴とする請求項１又は２のいずれかに記載の電力変換装置。
4. 開閉手段によって入力される電力を所望の形態に変換し、
   制御手段によって前記開閉手段の開閉動作をデジタル制御する電力変換方法であって、
   前記制御手段の制御信号生成手段により、前記開閉手段を開閉するための制御信号を生成し、
   前記制御手段の搬送波出力手段により、前記制御信号生成手段に搬送波を出力し、
   前記制御手段の搬送波周波数変化手段により、前記搬送波の周波数を離散的かつ周期的に時間変化させるとともに、前記搬送波の周波数の値におけるｍ次高調波（ｍ：整数）の周波数と、前記搬送波の周波数の他の値におけるｍｑ次高調波（ｍｑ：整数、ｑ：１、２、・・、ｒ）の周波数とが、所望の周波数帯域内で重畳しないように、前記搬送波の周波数の各値を選択し、
   前記所望の周波数帯域は、前記制御手段のクロック周波数より低い周波数の帯域であり、
   前記搬送波の周波数の各値は、各々最大公約数が１である各整数値と前記制御手段のクロック周期との積の逆数である
   ことを特徴とする電力変換方法。
5. 前記各整数値は、素数であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換方法。
   

Images