JP6551297B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、上，下アームスイッチの直列接続体を備えるインバータに適用されるインバータ制御装置に関する。

この種の制御装置としては、キャリア信号を用いたパルス幅変調処理により、上，下アームスイッチそれぞれのスイッチングパターンを生成するものが知られている。また、例えば下記特許文献１に見られるように、キャリア信号の周波数を一定とせず様々な周波数に変化させる制御装置も知られている。この制御装置によれば、インバータの出力に重畳される高調波成分のスペクトルを拡散できる。これにより、インバータで発生する可聴域のノイズ音を検知されにくくする等、インバータのＮＶＨ特性を改善できる。

制御装置としては、パルス幅変調処理に基づいてスイッチングパターンを生成するもの以外に、上，下アームスイッチそれぞれのスイッチングパターンを定めるパルスパターンに基づいて、スイッチングパターンを生成するものもある。詳しくは、この制御装置は、複数のパルスパターンを予め記憶しているパターン記憶部と、記憶されているパルスパターンに基づいて、スイッチングパターンの指令値である指令パターンを生成するパターン生成部とを備えている。制御装置は、生成した指令パターンに基づいて、上，下アームスイッチを駆動する。

特開２０１５−１０６９７８号公報

ここで、パルスパターンを用いる構成では、パルスパターンが設計された時点で、パルスパターンに含まれる高調波成分のスペクトルが決まる。このため、選択されたパルスパターンによっては、特定の周波数を有する高調波成分が大きくなる。この特定の周波数が、人間の可聴域の周波数であったり、インバータに接続された電気機器の共振周波数近傍であったりすると、電磁ノイズ、振動及び騒音が増大する等、インバータのＮＶＨ特性が悪化するといった問題が生じる。パルスパターンを用いる構成は、パルス幅変調処理のようにキャリア信号の周波数を変化させることができず、インバータのＮＶＨ特性の改善を図ることができないものとなっている。

本発明は、パルスパターンに基づいて上，下アームスイッチを駆動するインバータ制御装置において、インバータのＮＶＨ特性を改善できるインバータ制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、上アームスイッチ（Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ；Ｓ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｐ；ＳＡ，ＳＣ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ；Ｓ１ｕｎ〜Ｓ２ｗｎ；ＳＢ，ＳＤ）の直列接続体を備えるインバータ（２０；６０；８０；１００）に適用されるインバータ制御装置（３０）において、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチそれぞれのスイッチングパターンを定める時系列パターンがパルスパターンとして定義されており、前記各アームスイッチのスイッチング回数の上限を定める同期数の指令値である指令同期数を設定する指令同期数設定部（３０）と、少なくとも前記指令同期数と関係付けられた複数の前記パルスパターンを記憶しているパターン記憶部（３０）と、前記パターン記憶部に記憶されているパルスパターンに基づいて、前記スイッチングパターンの指令値である指令パターンを生成するパターン生成部（３０）と、前記パターン生成部により生成された指令パターンに基づいて、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する駆動部（３０）と、を備えている。この構成において、前記パターン生成部は、同一の前記指令同期数において、前記指令パターンに含まれる高調波成分が時間経過とともに異なる高調波成分に切り替えられるように、記憶されている前記パルスパターンに基づいて前記指令パターンを生成する高調波切替処理を行う。

上記発明では、同一の指令同期数であっても、指令パターンに含まれる高調波成分が時間経過とともに異なる高調波成分に切り替えられるように、パターン記憶部に記憶されているパルスパターンに基づいて指令パターンが生成される。このため、インバータの出力に重畳される高調波成分のスペクトルを拡散できる。これにより、レベルが大きい高調波成分の周波数が特定の周波数に維持され続けることを回避でき、インバータのＮＶＨ特性を改善することができる。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御処理を示すブロック図。 変調器の処理を示すブロック図。 パルスパターンの一例を示す図。 パルスパターンと相電圧スペクトルとの関係を示す図。 指令パターン生成処理の手順を示すフローチャート。 高温時に高調波切替処理が禁止される場合のパルスパターンを示す図。 電気角周波数の急変に伴う変調率の変化態様の一例を示すタイムチャート。 角度比較部から出力される指令パターンを示すタイムチャート。 角度比較部から出力される指令パターンを示すタイムチャート。 第２実施形態に係る角度比較部から出力される指令パターンを示すタイムチャート。 第３実施形態に係る角度比較部から出力される指令パターンを示すタイムチャート。 第４実施形態に係る指令パターン生成処理の手順を示すフローチャート。 同期数切り替えによるスペクトル拡散の実施態様を示すタイムチャート。 各同期数に対応する相電流スペクトルを示す図。 第５実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 変調器の処理を示すブロック図。 同期数切り替えによるスペクトル拡散の実施態様を示すタイムチャート。 各相の同期数に対応する相電流スペクトルを示す図。 第６実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 変調器の処理を示すブロック図。 各巻線群の同期数に対応する相電流スペクトルを示す図。 その他の実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る制御装置は、３相回転電機に接続された３相インバータに適用される。本実施形態において、制御装置及び回転電機は、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載されている。

図１に示すように、制御システムは、モータジェネレータ１０、インバータ２０、システムメインリレー２１及び制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、同期機を用いており、より具体的には永久磁石埋込型のものを用いている。

モータジェネレータ１０は、インバータ２０及びシステムメインリレー２１を介して、直流電源としての高圧バッテリ２２に接続されている。高圧バッテリ２２の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、インバータ２０の入力側には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２３が設けられている。ちなみに、高圧バッテリ２２の出力電圧を昇圧してインバータ２０に出力する昇圧コンバータが制御システムに備えられる場合、昇圧コンバータが直流電源に相当する。

インバータ２０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を相数分備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、電気配線としてのＵ相ハーネス１１Ｕを介してモータジェネレータ１０のＵ相巻線１０Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、Ｖ相ハーネス１１Ｖを介してモータジェネレータ１０のＶ相巻線１０Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、Ｗ相ハーネス１１Ｗを介してモータジェネレータ１０のＷ相巻線１０Ｗの第１端が接続されている。各相巻線１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの第２端は、中性点にて接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗは、電気角で互いに１２０°ずれている。

ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側端子であるコレクタには、電気配線としての正極母線Ｌｐが接続されている。正極母線Ｌｐには、高圧バッテリ２２の正極端子が接続されている。正極母線Ｌｐにおいて、平滑コンデンサ２３との接続点よりも高圧バッテリ２２側には、システムメインリレー２１が設けられている。

各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの低電位側端子であるエミッタには、電気配線としての負極母線Ｌｎが接続されている。負極母線Ｌｎには、高圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。

制御システムは、電気負荷ＬＤを備えている。電気負荷ＬＤの正極側は、正極母線Ｌｐにおいてシステムメインリレー２１と平滑コンデンサ２３の高電位側端子との間に接続されている。電気負荷ＬＤの負極側は、負極母線Ｌｎに接続されている。電気負荷ＬＤには、例えば、高圧バッテリ２２の出力電圧を降圧して図示しない低圧バッテリに供給するＤＣＤＣコンバータ、及び車室内空調用の電動コンプレッサが含まれる。なお低圧バッテリは、その出力電圧が高圧バッテリ２２の出力電圧よりも低いものである。

制御システムは、さらに、モータジェネレータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する相電流検出部２４を備えている。本実施形態において、相電流検出部２４は、モータジェネレータ１０のＶ，Ｗ相に流れる電流を検出する。また、制御システムは、平滑コンデンサ２３の端子間電圧をインバータ２０の電源電圧ＶＩＮＶとして検出する電圧検出部２５、及びモータジェネレータ１０の電気角θｅを検出する角度検出部２６を備えている。角度検出部２６としては例えばレゾルバを用いることができる。

制御システムは、インバータ２０の温度を検出する温度検出部２７を備えている。温度検出部２７は、具体的には例えば、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎのうち、インバータ２０の駆動時に温度が最も高くなるスイッチを温度検出対象とするものである。なお、温度検出部２７としては、例えば、感温ダイオード又はサーミスタを用いることができる。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の制御量をその指令値にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。本実施形態において、制御量はトルクであり、その指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。制御装置３０は、インバータ２０を構成する各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ駆動すべく、上記各種検出部の検出値に基づいて、各駆動信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。制御装置３０は、生成した各駆動信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを各スイッチに対応する各駆動回路Ｄｒに対して出力する。ここで、上アーム側の駆動信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム側の駆動信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。

続いて、図２を用いて、制御装置３０の行う駆動信号の生成処理について説明する。

２相変換部３１は、相電流検出部２４により検出されたＶ，Ｗ相電流ＩＶ，ＩＷ、及び角度検出部２６により検出された電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。

トルク推定部３２は、２相変換部３１から出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出されてもよいし、モデル式を用いて算出されてもよい。

トルク偏差算出部３３は、指令トルクＴｒｑ＊から推定トルクＴｅを減算することにより、トルク偏差ΔＴを算出する。

位相算出部３４は、トルク偏差算出部３３によって算出されたトルク偏差ΔＴに基づいて、推定トルクＴｅを指令トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、指令電圧位相δを算出する。指令電圧位相δは、インバータ２０の出力電圧ベクトルの電圧位相の指令値である。本実施形態では、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって指令電圧位相δを算出する。

なお、出力電圧ベクトルは、ｄｑ座標系における出力電圧ベクトルのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとによって定義される。また本実施形態において、電圧位相は、ｑ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。

電流設定部３５は、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、指令トルクＴｒｑ＊を実現するためのｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を算出する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御（Maximum torque per ampere control）を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として算出する。

電流偏差算出部３６は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することにより、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することにより、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。また、電流偏差算出部３６は、算出した各電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを元に出力すべき電圧ベクトルの電圧振幅と相関関係をもつパラメータの偏差量を算出する。

電圧設定部３７は、電流偏差算出部３６により算出した電圧振幅と相関関係をもつパラメータの偏差量に基づいて、出力電圧ベクトルの電圧振幅の指令値である指令電圧振幅Ｖｒを算出する。ここで電圧振幅は、ｄ軸電圧Ｖｄの２乗値とｑ軸電圧Ｖｑの２乗値との和の平方根として定義される。本実施形態では、上記フィードバック制御として、比例積分制御を用いて、指令電圧振幅Ｖｒを算出する。

変調器３８は、指令電圧位相δ、指令電圧振幅Ｖｒ、電圧検出部２５により検出された電源電圧ＶＩＮＶ、及び電気角θｅに基づいて、上記駆動信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎの元になる信号であるＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。なお、変調器３８の詳細については、後に詳述する。本実施形態において、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷは、位相が電気角で１２０°ずつずれている。

信号生成部３９は、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、上記駆動信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。

続いて、図３を用いて変調器３８について説明する。本実施形態において、変調器３８は、パルスパターン制御によりＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。

速度算出部３８ａは、電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ１０の電気角周波数ｆｅを算出する。電気角周波数ｆｅは、インバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分の周波数である。

指令同期数設定部３８ｂは、電気角周波数ｆｅ及び同期数テーブルに基づいて、指令同期数Ｎｔを設定する。この設定処理は、キャリア信号の１周期の整数倍と１電気角周期とを一致させる同期式三角波比較ＰＷＭ制御の考え方を用いてパルスパターンを生成しているためになされるものである。同期数テーブルは、複数の電気角周波数領域のそれぞれと指令同期数Ｎｔとが予め関係付けられた情報である。本実施形態では、各電気角周波数領域と関係付けられた指令同期数Ｎｔとして、「３，６，９，１２，１５，…」というように３の倍数が用いられる。各指令同期数３，６，９，１２，１５，…と関係付けられた電気角周波数領域の上限閾値ｆ３，ｆ６，ｆ９，ｆ１２，ｆ１５…は、ｆ（Ｎｔ）＝ｆｃｍａｘ／Ｎｔに設定されている。なお、ｆｃｍａｘは、キャリア信号の上限周波数を示す。

変調率算出部３８ｃは、指令電圧振幅Ｖｒ及び電源電圧ＶＩＮＶに基づいて、変調率Ｍｒを算出する。ここで変調率Ｍとは、指令電圧振幅Ｖｒを電源電圧ＶＩＮＶで規格化した値のことである。本実施形態では、下式（ｅｑ１）により変調率Ｍｒを算出する。変調率Ｍｒは、インバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分の振幅に相当する情報である。

パターン生成部３８ｄは、電気角周波数ｆｅ、指令同期数Ｎｔ及び変調率Ｍｒに基づいて、スイッチングパターンの指令値である指令パターンを生成する。指令パターンは、パターン記憶部３８ｅに記憶されているパルスパターンに基づいて生成される。パルスパターンは、指令同期数Ｎｔ及び変調率Ｍｒと関係付けられて予めパターン記憶部３８ｅに記憶されている。パターン記憶部３８ｅは、メモリにて構成されている。

図４に、パルスパターンの一例を示す。図示されるように、パルスパターンは、オン指示信号とオフ指示信号とのそれぞれが電気角θｅと関係付けられたマップ情報である。オン指示信号は、上アームスイッチをオン駆動してかつ下アームスイッチをオフ駆動することを指示する信号である。オフ指示信号は、上アームスイッチをオフ駆動してかつ下アームスイッチをオン駆動することを指示する信号である。本実施形態では、オン，オフ指示信号として互いに論理値の異なる信号を用いており、具体的には、オン指示信号として論理Ｈの信号を用い、オフ指示信号として論理Ｌの信号を用いている。

本実施形態において、パターン記憶部３８ｅには、パルスパターンとして、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角が記憶されている。図４には、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角であるスイッチングタイミングとして、α０，α１，α２を例示した。ちなみに、パルスパターンは、変調率Ｍｒに代えて、指令電圧振幅Ｖｒと関係付けられていてもよい。

本実施形態において、パターン記憶部３８ｅは、１電気角周期に渡って規定されたパルスパターンに加えて、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンを記憶している。ここで１電気角周期とは、インバータ２０の出力電圧に含まれる基本波成分の１周期のことである。換言すれば、１電気角周期とは、図４に破線にて示すように、パルスパターンに含まれる基本波成分の１周期のことである。パターン生成部３８ｄは、パターン記憶部３８ｅから選択したパルスパターンが基本波成分の周期の何倍の電気角周期で規定されているかを規定する識別数Ｎｃｙｃを出力する。

加算部３８ｇは、電気角θｅ及び指令電圧位相δの加算値として加算角θｖを算出する。再生角算出部３８ｆは、加算角θｖが増加して３６０°（１電気角周期）となるまでの回数が識別数Ｎｃｙｃとなるまで、加算角θｖの増加分だけ増加する再生角θｒを算出する。再生角算出部３８ｆは、再生角θｒが識別数Ｎｃｙｃ及び３６０°の乗算値となる場合に再生角θｒを０にリセットする。

パターン生成部３８ｄにより生成された指令パターンを規定するスイッチングタイミングαと、再生角θｒとは、角度比較部３８ｈに入力される。角度比較部３８ｈは、入力されたスイッチングタイミングαのうち、再生角θｒに該当するものを選択する。角度比較部３８ｈは、選択したスイッチングタイミングαに基づいて、ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成して出力する。

続いて、パターン記憶部３８ｅに記憶されているパルスパターンについてさらに説明する。本実施形態では、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンにおいて、各電気角周期に対応するパルスパターンは、図４に破線にて示すように、振幅及び位相が互いに同一であってかつ変調率Ｍｒに対応する基本波成分を含んでいる。すなわち、各電気角周期に対応するパルスパターンに含まれる基本波成分は、互いに同一である。また、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンにおいて、各電気角周期に対応するパルスパターンは、互いに異なる高調波成分のスペクトルを含んでいる。具体的には例えば、各電気角周期に対応するパルスパターンは、所定の周波数範囲における高調波成分のうち大きさが最大となる高調波成分の周波数が互いに異なるような高調波成分を含んでいる。以下、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンがパターン記憶部３８ｅに記憶されている理由について説明する。

周期Ｔの周期関数は、周波数ｆ（＝１／Ｔ）の整数倍で変動する正弦波を合成したもので表すことができる。このため、１電気角周期Ｔｓｗで規定されたパルスパターンを指令パターンとした場合、インバータ２０から出力される相電圧に含まれる高調波成分は、相電圧に含まれる基本波成分の周波数ｆｅの整数倍に分布することとなる。特に図５（ａ）に示すように、１電気角周期の中央に対して対称性を有するパルスパターンＰＰ１においては、相電圧に含まれる高調波成分が基本波成分の周波数の奇数倍に分布する。なお図５に記載された電気角周波数の１次とは、基本波成分の周波数のことである。

一方、Ｎを２以上の整数とすると、１周期「Ｎ×Ｔ」の周期関数は、周波数「１／（Ｎ×Ｔ）」の整数倍で変動する正弦波を合成したもので表すことができる。ここで、高調波成分が互いに異なる１電気角周期のパルスパターンを組み合わせたＮ電気角周期に渡るパルスパターンに基づいて指令パターンを生成する。この場合、相電圧に含まれる高調波成分は、周波数ｆｅよりも刻み幅の細かい周波数ｆｅ／Ｎの整数倍に分布することとなる。これにより、相電圧に含まれる高調波成分が拡散される。その結果、特定の周波数の高調波成分の大きさを低減できる。その結果、インバータ２０のＮＶＨ特性を改善できる。図５（ｂ）には、異なる高調波成分を含む２つのパルスパターンＰＰ１，ＰＰ２を用いた場合の相電圧スペクトルを示し、図５（ｃ）には、異なる高調波成分を含む３つのパルスパターンＰＰ１，ＰＰ２，ＰＰ３を用いた場合の相電圧スペクトルを示す。

なお、パターン記憶部３８ｅに記憶されるパルスパターンとしては、４電気角周期以上の電気角周期に渡って規定されたパルスパターンであってもよい。そしてこの場合、各電気角周期に対応するパルスパターンに含まれる高調波成分が互いに異なる高調波成分とされていればよい。

このように、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンを用いることにより、ＮＶＨ特性を改善できる。本実施形態において、複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンを用いる処理を高調波切替処理と称すこととする。

図８に、高調波切替処理を含む指令パターン生成処理の手順を示す。この処理は、パターン生成部３８ｄにより、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、変調率算出部３８ｃにより算出された変調率Ｍｒと、指令同期数設定部３８ｂにより設定された指令同期数Ｎｔとを取得する。続くステップＳ１２では、温度検出部２７の検出温度Ｔｅｍｐ、速度算出部３８ａにより算出された電気角周波数ｆｅ、指令トルクＴｒｑ＊、及び電源電圧ＶＩＮＶを取得する。

続くステップＳ１４では、取得した変調率Ｍｒ及び指令同期数Ｎｔに該当するパルスパターンをパターン記憶部３８ｅから選択する。本実施形態において、ステップＳ１４の処理で選択されるパルスパターンは、１電気角周期に渡って規定されたものである。

続くステップＳ１６では、ステップＳ１４で選択したパルスパターンと、ステップＳ１２で取得した電気角周波数ｆｅとに基づいて、インバータ２０及びモータジェネレータ１０の間に流れる相電流のスペクトルと、正極母線Ｌｐ，負極母線Ｌｎに流れる母線電流のスペクトルとを推定する。ここで、１電気角周期の中央に対して対称性をもったパルスパターンを用いたときの相電流のスペクトルは、相電流に含まれる基本波成分の周波数の奇数倍であって、かつ、この基本波成分の周波数の３の倍数の周波数を除く周波数に分布する。また、母線電流のスペクトルは、母線電流に含まれる基本波成分の周波数の６の倍数の周波数に分布する。例えば、電気角周波数が１００Ｈｚである場合において、５次，７次の電気角周波数で高調波成分の振幅が大きくなるパルスパターンが選択されたとき、相電流には、５００Ｈｚ，７００Ｈｚの高調波成分が重畳し、母線電流には、６００Ｈｚの高調波成分が大きく表れる。

続くステップＳ１８では、所定の第１周波数範囲において相電流に含まれる高調波成分の大きさが第１閾値を超えているとの第１条件、及び所定の第２周波数範囲において母線電流に含まれる高調波成分の大きさが第２閾値を超えているとの第２条件の論理和が真であるか否かを判定する。ここで、周波数範囲及び閾値は、以下のように定めることができる。

例えば、人間の可聴周波数域に各周波数範囲を設定し、相電流に含まれる高調波成分の振幅及び音圧の関係から決まる高調波成分の最大許容振幅を各閾値に設定する。

また例えば、モータジェネレータ１０の共振周波数近傍に第１周波数範囲を設定し、相電流に含まれる高調波成分の振幅とその高調波成分によるモータジェネレータ１０の振動，騒音レベルの関係から決まる高調波成分の最大許容振幅を第１閾値に設定する。一方、システムメインリレー２１、高圧バッテリ２２、平滑コンデンサ２３、電気負荷ＬＤ等の各機器の共振周波数近傍に第２周波数範囲を設定する。そして、母線電流に含まれる高調波成分の振幅とその高調波成分による各機器の振動，騒音レベルの関係から決まる高調波成分の最大許容振幅に第２閾値を設定する。

ステップＳ１８において肯定判定した場合には、ステップＳ２０に進み、検出温度Ｔｅｍｐが所定温度Ｔαを超えているか否かを判定する。この処理は、高調波切替処理の実行を禁止するか否かを判定するための処理である。つまり、図７（ｂ）に示す複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンが用いられる場合、図７（ａ）に示す１電気角周期に渡って規定されたパルスパターンが用いられる場合と比較して、指令パターンで規定されるスイッチング回数が多くなる。このため、インバータ２０のスイッチング損失が大きくなり、インバータ２０の温度が過度に上昇し、インバータ２０の信頼性が低下する懸念がある。したがって、インバータ２０を保護する観点から、ステップＳ２０の処理を設けた。

先の図６の説明に戻り、ステップＳ２０において否定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、指令トルクＴｒｑ＊、電気角周波数ｆｅ及び電源電圧ＶＩＮＶのうち少なくとも１つが急変しているか否かを判定する。本実施形態において、各パラメータが急変しているか否かは、各パラメータの単位時間あたりの変化量が所定量以上になるか否かで判定する。ステップＳ２２の処理は、モータジェネレータ１０のトルク制御が不安定となるのを回避するための処理である。つまり、指令トルクＴｒｑ＊、電気角周波数ｆｅ及び電源電圧ＶＩＮＶは、変調率Ｍｒを定めるパラメータである。このため、これらパラメータの少なくとも１つが急変すると、変調率Ｍｒも変化する。図８には、電気角周波数ｆｅの急変により変調率Ｍｒが変化することを示した。

変調率Ｍｒが変化することは、パターン記憶部３８ｅに記憶されているパルスパターンの中から参照されるパルスパターンが変化することと同じである。このため、変調率Ｍｒの変化に伴い、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルも変化する。ここで、変調率Ｍｒの変化による高調波成分の変化と、複数電気角周期で規定されたパルスパターンを用いることによる高調波成分の変化とが同時に発生すると、意図しない周波数範囲で高調波成分が発生し、トルク制御が不安定化する懸念がある。このため、変調率Ｍｒの変化時には、高調波切替処理の実行を禁止してトルク制御が不安定となるのを回避する。

ステップＳ１８において否定判定した場合、又はステップＳ２０，Ｓ２２において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、ステップＳ１４において選択したパルスパターンを指令パターンとして角度比較部３８ｈに出力する。この際、再生角算出部３８ｆには、識別数Ｎｃｙｃとして１を出力する。

ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ２６に進む。ステップＳ２６では、高調波切替処理として、ステップＳ１４において選択したパルスパターンに、このパルスパターンとは異なる高調波成分のスペクトルを含むパルスパターンが組み合わされた複数電気角周期に渡るパルスパターンを選択する処理を行う。

ステップＳ２６の処理の完了後、続くステップＳ２４では、ステップＳ２６において選択した複数電気角周期に渡るパルスパターンを指令パターンとして角度比較部３８ｈに出力する。

図９に、２電気角周期に渡って規定された指令パターンが角度比較部３８ｈから出力される場合のタイムチャートを示す。なお図９では、１相分のパルスパターンのみについて示す。

図示される例では、時刻ｔ１〜ｔ２において、１つ目のパルスパターンのスイッチングタイミングと再生角θｒとに基づいて、１つ目のパルスパターンが出力される。そして時刻ｔ２〜ｔ３において、２つ目のパルスパターンのスイッチングタイミングと再生角θｒとに基づいて、１つ目のパルスパターンとは異なる高調波成分のスペクトルが含まれる２つ目のパルスパターンが出力される。その後、時刻ｔ３〜ｔ４において、時刻ｔ１〜ｔ２と同じパルスパターンが出力され、時刻ｔ４〜ｔ５において、時刻ｔ２〜ｔ３と同じパルスパターンが出力される。

続いて図１０に、３電気角周期に渡って規定された指令パターンが角度比較部３８ｈから出力される場合のタイムチャートを示す。図示される例では、時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ２〜ｔ３のそれぞれにおいて、互いに異なる高調波成分のスペクトルを含む３つのパルスパターンが順次出力される。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルが大きくて、かつ、その周波数が制御システムを構成する機器の共振周波数近傍になると、振動、騒音及び電磁ノイズが増加する等、制御システムのＮＶＨ特性が悪化する。具体的には例えば、相電流に含まれる高調波成分のスペクトルが大きくてかつその周波数がモータジェネレータ１０の共振周波数近傍になると、モータジェネレータ１０及びインバータ２０のＮＶＨ特性が悪化する。その結果、各相のハーネス１１Ｕ〜１１Ｗが振動し、騒音が発生する。また例えば、母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルが大きくてかつその周波数が、高圧バッテリ２２、平滑コンデンサ２３、システムメインリレー２１又は電気負荷ＬＤの共振周波数近傍になる場合にもＮＶＨ特性が悪化する。

この点、本実施形態では、同一の指令同期数Ｎｔ及び同一の変調率Ｍｒであっても、複数電気角周期のパルスパターンを組み合わせることにより、指令パターンに含まれる高調波成分の大きさ及び周波数のうち少なくとも一方が、時間経過とともに切り替えられる。このため、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルを拡散でき、特定の周波数にスペクトルが偏ることを防止できる。これにより、制御システムのＮＶＨ特性を改善することができる。

複数電気角周期に渡って規定されたパルスパターンにおいて、各電気角周期に対応するパルスパターンに含まれる基本波成分の振幅及び位相を互いに同一とした。このため、高調波切替処理の実行時における各電気角周期に対応するパルスパターンのパルス数が、先の図６のステップＳ１４で選択したパルスパターンのパルス数からずれる場合であっても、モータジェネレータ１０のトルク制御性を安定化することができる。

スペクトルの大きさにかかわらず高調波切替処理を実行する構成では、スペクトル拡散用にパターン記憶部３８ｅに記憶させるパルスパターンの数が多くなる。その結果、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量が多くなる。これに対し、本実施形態では、電気角周波数ｆｅとパルスパターンとに基づいて、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルを推定する。そして、所定の周波数範囲における上記スペクトルの大きさが閾値を超えている場合に、高調波切替処理を実行する。このため、特定の状況に対応したスペクトル拡散用のパルスパターンを用意すればよく、スペクトル拡散用のパルスパターンの数を少なくできる。これにより、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を削減することができる。

指令トルクＴｒｑ＊、電気角周波数ｆｅ及び電源電圧ＶＩＮＶのうち少なくとも１つが急変していると判定した場合、高調波切替処理の実行を禁止した。このため、モータジェネレータ１０のトルク制御を安定化できる。

検出温度Ｔｅｍｐが所定温度Ｔαを超えると判定した場合、高調波切替処理の実行を禁止した。これにより、インバータ２０の信頼性の低下を回避できる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、パターン記憶部３８ｅは、複数電気角周期ではなく、１電気角周期を「２×Ｍ＋１」／４倍した周期分のパルスパターンを記憶している。ここで、Ｍは１以上の整数である。これは、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を削減するためである。

図１１に、Ｍ＝３の場合、すなわち１電気角周期を１．７５倍した周期分のパルスパターンを例示する。このパルスパターンでは、時刻ｔ１〜ｔ２までが１つ目のパルスパターンであり、時刻ｔ２〜ｔ３までが２つ目のパルスパターンの０〜１８０°分に相当する。このため、時刻ｔ１〜ｔ３までのパルスパターンに、時刻ｔ３に示す軸線に対してこのパターンと線対称となるパルスパターンを時刻ｔ１〜ｔ３までのパルスパターンにつなげる。これにより、１電気角周期を３．５倍した周期に渡る指令パターンが生成される。

なお、時刻ｔ１〜ｔ４で規定されたパルスパターンに、このパターンの論理反転値をつなげることにより、７電気角周期分の指令パターンが生成される。すなわち、パターン記憶部３８ｅは、７電気角周期分の指令パターンが生成されたと仮定した場合に、生成された指令パターンのうち各電気角周期に対応するパルスパターンに含まれる高調波成分のスペクトルを互いに異なるスペクトルとするパルスパターンを記憶している。

図１１に示す指令パターンが生成された場合、パターン生成部３８ｄから出力される識別数Ｎｃｙｃは１．７５となる。再生角算出部３８ｆは、再生角θｒが「３６０×１．７５＝６３０°」となるまでは、加算角θｖの増加分だけ再生角θｒを増加し、再生角θｒが６３０°となった後、０°となるまでは、加算角θｖの増加分だけ再生角θｒを減少する。

以上説明した本実施形態によれば、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を削減しつつ、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルを拡散できる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、パターン記憶部３８ｅは、複数電気角周期ではなく、１電気角周期を「Ｋ＋１」／２倍した周期分のパルスパターンを記憶している。ここで、Ｋは２以上の偶数である。これは、上記第２実施形態と同様に、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を削減するためである。

図１２に、Ｍ＝２の場合、すなわち１電気角周期を１．５倍した周期分のパルスパターンを例示する。このパルスパターンでは、時刻ｔ１〜ｔ２までが１つ目のパルスパターンであり、時刻ｔ２〜ｔ３までが２つ目のパルスパターンの０〜９０°分に相当する。このため、時刻ｔ１〜ｔ３までのパルスパターンに、時刻ｔ３に示す軸線に対してこのパターンと点対称となるパルスパターンを時刻ｔ１〜ｔ３までのパルスパターンにつなげる。これにより、３電気角周期に渡る指令パターンが生成される。

図１２に示す指令パターンが生成された場合、パターン生成部３８ｄから出力される識別数Ｎｃｙｃは１．５となる。再生角算出部３８ｆは、再生角θｒが「３６０×１．５＝５４０°」となるまでは、加算角θｖの増加分だけ再生角θｒを増加し、再生角θｒが５４０°となった後、０°となるまでは、加算角θｖの増加分だけ再生角θｒを減少する。

以上説明した本実施形態によれば、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を削減しつつ、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルを拡散できる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、指令同期数Ｎｔが同一であっても、実際の同期数を切り替えることにより、相電流，母線電流に含まれる高調波成分のスペクトルを拡散する。

本実施形態において、変調器３８は、再生角算出部３８ｆを備えていない。このため、加算部３８ｇにより算出された加算角θｖが角度比較部３８ｈにそのまま入力される。また本実施形態において、パターン記憶部３８ｅは、指令同期数Ｎｔ及び変調率Ｍｒと関係付けられた１電気角周期に渡るパルスパターンを記憶している。

図１３に、本実施形態に係る指令パターン生成処理の手順を示す。この処理は、パターン生成部３８ｄにより、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお図１３において、先の図６に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の完了後、ステップＳ２８において、取得した指令同期数Ｎｔ及び変調率Ｍｒに該当するパルスパターンを選択する。そして選択したパルスパターンを角度比較部３８ｈに出力する。その後ステップＳ１６に進む。なお、ステップＳ１６でのスペクトルの推定には、ステップＳ２８で選択したパルスパターンが用いられる。

ステップＳ１８において否定判定した場合、又はステップＳ２０，Ｓ２２において肯定判定した場合には、ステップＳ２８で選択したパルスパターンが指令パターンとしてそのまま用いられる。一方、ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ３０に進み、高調波切替処理として、同期数可変処理を行う。この処理では、まず、取得した指令同期数Ｎｔに基づいて、互いに異なる複数の切替同期数Ｎｒを選択する。そして、選択した切替同期数Ｎｒを順次切り替えつつ、パターン記憶部３８ｅに記憶されているパルスパターンのうち順次切り替えられた切替同期数Ｎｒに対応するパルスパターンを角度比較部３８ｈに順次出力する。本実施形態では、取得した指令同期数Ｎｔ及びこの指令同期数Ｎｔに隣接する同期数を切替同期数Ｎｒとして設定する。

図１４に、同期数可変処理を示す。図１４には、指令同期数Ｎｔが１２に設定されている場合において、切替同期数Ｎｒとして６，１２，１８が選択される場合を例示した。ここで、図１４（ａ）は、タイマのカウンタ値ＣＮＴの推移を示し、図１４（ｂ）は、実際に設定される切替同期数Ｎｒの推移を示す。

図１４（ａ）に示すように、カウンタ値ＣＮＴがカウンタ閾値Ｃｔｈに到達したと判定されるたびに、切替同期数Ｎｒがランダムに切り替えられ、また、カウンタ値ＣＮＴがリセットされる。すなわち、カウンタ閾値Ｃｔｈに対応した時間が経過するたびに、切替同期数Ｎｒがランダムに切り替えられる。

これにより、指令同期数Ｎｔが同一であっても、切替同期数Ｎｒと一致する指令同期数Ｎｔに対応するパルスパターンがパターン記憶部３８ｅから選択される。図１５に、切替同期数Ｎｒが６，１２，１８に設定された場合の相電流に含まれる高調波成分のスペクトルを示す。図示されるように、切替同期数Ｎｒが順次切り替えられることにより、可聴周波数域においてある次数の高調波成分の大きさがその許容閾値Ｓｔｈを超えている場合であっても、許容閾値Ｓｔｈを超える高調波成分の次数が順次変更される。その結果、時間平均でみたときの相電流に含まれる高調波成分のスペクトルは拡散され、制御システムのＮＶＨ特性を改善することができる。

また本実施形態によれば、パターン記憶部３８ｅの記憶情報量を増加させることなく、時間あたりの高調波成分のスペクトルの大きさを低減できる。

さらに本実施形態では、指令同期数Ｎｔ及びこの同期数に隣接する同期数を切替同期数Ｎｒとして選択した。このため、指令同期数Ｎｔから大きくはずれた同期数が選択されることがなく、モータジェネレータ１０のトルク制御性の低下を抑制できる。

ちなみに、検出温度Ｔｅｍｐに基づいて、先の図１４に示したカウンタ閾値Ｃｔｈを変更してもよい。具体的には例えば、検出温度Ｔｅｍｐが高いほど、選択された切替同期数Ｎｒのうち、最も小さい切替同期数Ｎｒに対応するカウンタ閾値Ｃｔｈを長くして、かつ、最も大きい切替同期数Ｎｒに対応するカウンタ閾値Ｃｔｈを短くしてもよい。これにより、スイッチング回数が多くなる時間を短縮でき、インバータ２０の温度が過度に高くなることを抑制できる。

（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１６に示すように、インバータの構成を変更する。なお図１６において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。なお図１６では、電気負荷ＬＤ及び各種検出部等の図示を省略している。

図示されるように、本実施形態に係るモータジェネレータ５０は、中性点を備えておらず、互いに独立したＵ，Ｖ，Ｗ相巻線５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗを備えている。

インバータ６０は、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を６相分備えている。Ｕ相第１上，下アームスイッチＳ１ｕｐ，Ｓ１ｕｎの接続点には、Ｕ相巻線５０Ｕの第１端ＰＵ１が接続され、Ｕ相第２上，下アームスイッチＳ２ｕｐ，Ｓ２ｕｎの接続点には、Ｕ相巻線５０Ｕの第２端ＰＵ２が接続されている。Ｖ相第１上，下アームスイッチＳ１ｖｐ，Ｓ１ｖｎの接続点には、Ｖ相巻線５０Ｖの第１端ＰＶ１が接続され、Ｖ相第２上，下アームスイッチＳ２ｖｐ，Ｓ２ｖｎの接続点には、Ｖ相巻線５０Ｖの第２端ＰＶ２が接続されている。Ｗ相第１上，下アームスイッチＳ１ｗｐ，Ｓ１ｗｎの接続点には、Ｗ相巻線５０Ｗの第１端ＰＷ１が接続され、Ｗ相第２上，下アームスイッチＳ２ｗｐ，Ｓ２ｗｎの接続点には、Ｗ相巻線５０Ｗの第２端ＰＷ２が接続されている。

ちなみに本実施形態では、各スイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｎとして、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｎには、各フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

各上アームスイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｐのコレクタには、正極母線Ｌｐが接続されている。また、各下アームスイッチＳ１ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのエミッタには、負極母線Ｌｎが接続されている。

制御装置３０は、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、インバータ６０を構成する各スイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｎをオンオフ駆動する。

続いて、図１７を用いて、変調器３８について説明する。なお図１７において、先の図３に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

指令同期数設定部３８ｉは、電気角周波数ｆｅ及び同期数テーブルに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれの指令同期数Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗを設定する。

パターン生成部３８ｊは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれについて、電気角周波数ｆｅ、指令同期数及び変調率Ｍｒに基づいて指令パターンを生成する。指令パターンは、パターン記憶部３８ｋに記憶されているパルスパターンに基づいて生成される。パルスパターンは、指令同期数及び変調率Ｍｒと関係付けられて予めパターン記憶部３８ｋに記憶されている。

パターン生成部３８ｊにより生成されたＵ相の指令パターンを規定するスイッチングタイミングαと、加算角θｖとは、Ｕ相角度比較部３８ｍに入力される。Ｕ相角度比較部３８ｍは、入力されたスイッチングタイミングαのうち、加算角θｖに該当するものを選択する。Ｕ相角度比較部３８ｍは、選択したスイッチングタイミングαに基づいて、Ｕ相のＰＷＭ信号ＧＵを生成して出力する。

なお、Ｕ相のＰＷＭ信号ＧＵは、信号生成部３９に入力される。信号生成部３９は、Ｕ相のＰＷＭ信号ＧＵとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、Ｕ相の各スイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｕｎをオンオフ駆動するための駆動信号を生成する。本実施形態では、Ｕ相第１上アームスイッチＳ１ｕｐ，Ｕ相第２下アームスイッチＳ２ｕｎの組と、Ｕ相第２上アームスイッチＳ２ｕｐ，Ｕ相第１下アームスイッチＳ１ｕｎの組とが交互にオン駆動される。

パターン生成部３８ｊにより生成されたＶ相の指令パターンを規定するスイッチングタイミングβと、加算角θｖとは、Ｖ相角度比較部３８ｎに入力される。Ｖ相角度比較部３８ｎは、入力されたスイッチングタイミングβのうち、加算角θｖに該当するものを選択する。Ｖ相角度比較部３８ｎは、選択したスイッチングタイミングβに基づいて、Ｖ相のＰＷＭ信号ＧＶを生成して出力する。ちなみに、信号生成部３９は、Ｖ相のＰＷＭ信号ＧＶに基づいて、Ｖ相の各スイッチＳ１ｖｐ〜Ｓ２ｖｎをオンオフ駆動するための駆動信号を生成する。本実施形態では、Ｖ相第１上アームスイッチＳ１ｖｐ，Ｖ相第２下アームスイッチＳ２ｖｎの組と、Ｖ相第２上アームスイッチＳ２ｖｐ，Ｖ相第１下アームスイッチＳ１ｖｎの組とが交互にオン駆動される。

パターン生成部３８ｊにより生成されたＷ相の指令パターンを規定するスイッチングタイミングγと、加算角θｖとは、Ｗ相角度比較部３８ｐに入力される。Ｗ相角度比較部３８ｐは、入力されたスイッチングタイミングγのうち、加算角θｖに該当するものを選択する。Ｗ相角度比較部３８ｐは、選択したスイッチングタイミングγに基づいて、Ｗ相のＰＷＭ信号ＧＷを生成して出力する。ちなみに、信号生成部３９は、Ｗ相のＰＷＭ信号ＧＷに基づいて、Ｗ相の各スイッチＳ１ｗｐ〜Ｓ２ｗｎをオンオフ駆動するための駆動信号を生成する。本実施形態では、Ｗ相第１上アームスイッチＳ１ｗｐ，Ｗ相第２下アームスイッチＳ２ｗｎの組と、Ｗ相第２上アームスイッチＳ２ｗｐ，Ｗ相第１下アームスイッチＳ１ｗｎの組とが交互にオン駆動される。

続いて、図１８を用いて、パターン生成部３８ｊにより実行される同期数可変処理について説明する。ここで、図１８（ａ）は、タイマのカウンタ値ＣＮＴの推移を示し、図１８（ｂ），（ｃ），（ｄ）は、指令同期数設定部３８ｉにより設定されるＵ，Ｖ，Ｗ相の指令同期数Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれで指令同期数が異なるように、各相の指令同期数がランダムに切り替えられる。図１９に、各相の同期数Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗが１８，６，１２に設定された場合の相電流に含まれる高調波成分のスペクトルを示す。図示されるように、各相の同期数が異なるものとされることにより、各次数のスペクトルのうち最も大きいものの周波数を分散させることができる。特に本実施形態では、モータジェネレータ５０の各相巻線が互いに独立したものであるため、各相の電流は各相で選択されたパルスパターンに大きく依存することとなる。このため、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれで異なるパルスパターンを出力することにより、各次数のスペクトルのうち最も大きいものの周波数の分散させることによるＮＶＨ特性の改善効果を高めることができる。

（第６実施形態）
以下、第６実施形態について、上記第５実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図２０に示すように、モータジェネレータの構成を変更する。なお図２０において、先の図１６に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。なお図２０では、電気負荷ＬＤ及び各種検出部等の図示を省略している。また図２０では、便宜上、インバータ８０を構成する各スイッチの符号を、先の図１６に示したインバータ６０を構成する各スイッチの符号と同一にしている。

図示されるように、モータジェネレータ７０は、多相多重巻線を有する巻線界磁型回転電機であり、具体的には、３相２重巻線を有する同期機である。モータジェネレータ７０を構成するステータには、第１，第２巻線群が巻回されている。第１，第２巻線群に対して、モータジェネレータ７０のロータが共通化されている。第１巻線群及び第２巻線群のそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線からなる。第１巻線群は、電気角で互いに１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線７０Ｕ１，７０Ｖ１，７０Ｗ１を有し、第２巻線群は、電気角で互いに１２０°ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相巻線７０Ｕ２，７０Ｖ２，７０Ｗ２を有している。なお本実施形態では、第１巻線群を構成する各相巻線７０Ｕ１，７０Ｖ１，７０Ｗ１それぞれの巻数と、第２巻線群を構成する各相巻線７０Ｕ２，７０Ｖ２，７０Ｗ２それぞれの巻数とが等しく設定されている。また本実施形態では、第１巻線群と第２巻線群との磁気干渉を打ち消すべく、第１巻線群と第２巻線群とのなす角度がずらされている。この角度は、例えば３０°に設定されればよい。

制御装置３０は、モータジェネレータ１０のトルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、インバータ８０を構成する各スイッチＳ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｎをオンオフ駆動する。

続いて、図２１を用いて、変調器３８について説明する。なお図２１において、先の図１７に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

指令同期数設定部３８ｑは、電気角周波数ｆｅ及び同期数テーブルに基づいて、第１，第２巻線群それぞれの指令同期数Ｎ１，Ｎ２を設定する。

パターン生成部３８ｒは、第１，第２巻線群それぞれについて、電気角周波数ｆｅ、指令同期数及び変調率Ｍｒに基づいて指令パターンを生成する。指令パターンは、パターン記憶部３８ｓに記憶されているパルスパターンに基づいて生成される。パルスパターンは、指令同期数及び変調率Ｍｒと関係付けられて予めパターン記憶部３８ｓに記憶されている。

パターン生成部３８ｒにより生成された第１巻線群の指令パターンを規定するスイッチングタイミングαと、加算角θｖとは、第１角度比較部３８ｔに入力される。第１角度比較部３８ｔは、入力されたスイッチングタイミングαのうち、加算角θｖに該当するものを選択する。第１角度比較部３８ｔは、選択したスイッチングタイミングαに基づいて、第１のＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１を生成して出力する。なお、第１のＰＷＭ信号ＧＵ１，ＧＶ１，ＧＷ１に基づく各第１スイッチＳ１ｕｐ，Ｓ１ｕｎ，Ｓ１ｖｐ，Ｓ１ｖｎ，Ｓ１ｗｐ，Ｓ１ｗｎの駆動信号の生成手法は上記第１実施形態と同様である。このため、その詳細な説明を省略する。

パターン生成部３８ｒにより生成された第２巻線群の指令パターンを規定するスイッチングタイミングβと、加算角θｖとは、第２角度比較部３８ｕに入力される。第２角度比較部３８ｕは、入力されたスイッチングタイミングβのうち、加算角θｖに該当するものを選択する。第２角度比較部３８ｕは、選択したスイッチングタイミングβに基づいて、第２のＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２を生成して出力する。なお、第２のＰＷＭ信号ＧＵ２，ＧＶ２，ＧＷ２に基づく各第２スイッチＳ２ｕｐ，Ｓ２ｕｎ，Ｓ２ｖｐ，Ｓ２ｖｎ，Ｓ２ｗｐ，Ｓ２ｗｎの駆動信号の生成手法は上記第１実施形態と同様である。このため、その詳細な説明を省略する。

続いて、図２２を用いて、本実施形態の効果について説明する。ここで、図２２（ａ）は、第１巻線群に対応する指令同期数Ｎ１が１８に設定された場合の相電流に含まれる高調波成分のスペクトルを示す。図２２（ｂ）は、第２巻線群に対応する指令同期数Ｎ２が１２に設定された場合の相電流に含まれる高調波成分のスペクトルを示す。

図示されるように、第１，第２巻線群それぞれで指令同期数を異ならせることにより、各次数のスペクトルのうち最も大きいものの周波数を分散させることができる。その結果、制御システムのＮＶＨ特性の改善効果を高めることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・インバータとしては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば図２３に示すものであってもよい。なお図２３において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。なお図２３では、電気負荷ＬＤ及び各種検出部等の図示を省略している。

インバータ１００は、上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体を２相分備えている。第１スイッチＳＡ及び第２スイッチＳＢの接続点には、モータジェネレータ９０を構成する巻線９０ａの第１端が接続されている。第３スイッチＳＣ及び第４スイッチＳＤの接続点には、巻線９０ａの第２端が接続されている。ちなみに各スイッチＳＡ〜ＳＤとして、ＩＧＢＴを用いている。そして各スイッチＳＡ〜ＳＤには、各フリーホイールダイオードが逆並列に接続されている。

第１スイッチＳＡ及び第３スイッチＳＣのコレクタには、正極母線Ｌｐが接続され、第２スイッチＳＢ及び第４スイッチＳＤのエミッタには、負極母線Ｌｎが接続されている。

・インバータとしては、上述した２，３，６相のものに限らず、それ以外の相数を有するものであってもよい。

・先の図６のステップＳ１８において、相電流に含まれる高調波成分の大きさが第１閾値を超えているとの第１条件、及び母線電流に含まれる高調波成分の大きさが第２閾値を超えているとの第２条件のいずれかを無くしてもよい。

・上記第１〜第３実施形態において、複数電気角周期に渡って規定された指令パターンについて、各電気角周期に対応するパターンに含まれる基本波成分の振幅及び位相を互いに同一としなくてもよい。

・先の図６のステップＳ２２の処理を、指令トルクＴｒｑ＊、電気角周波数ｆｅ及び電源電圧ＶＩＮＶのうち、一部であってかつ、少なくとも１つが急変しているか否かを判定する処理に置き換えてもよい。

・先の図６のステップＳ２０で用いるインバータ温度は、温度検出部２７の検出値に限らず、所定の温度推定処理により推定されたインバータ温度であってもよい。

・先の図４，図１１，図１２に示したパルスパターンの全てをパターン記憶部３８ｅに記憶させてもよい。

・上記第４実施形態において、選択される切替同期数Ｎｒを２つとしてもよい。この場合、例えば、切替同期数Ｎｒを６，１２としたり、１２，１８としたりすればよい。

・モータジェネレータの制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・モータジェネレータとしては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置を構成する電動機等、他の用途に用いられるものであってもよい。

・インバータに電気的に接続される負荷であるモータジェネレータとしては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。さらに、上記負荷としては回転電機に限らない。

２０…インバータ、３０…制御装置、Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ…上アームスイッチ、Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ…下アームスイッチ。

Claims (12)

1. 上アームスイッチ（Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ；Ｓ１ｕｐ〜Ｓ２ｗｐ；ＳＡ，ＳＣ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ；Ｓ１ｕｎ〜Ｓ２ｗｎ；ＳＢ，ＳＤ）の直列接続体を備えるインバータ（２０；６０；８０；１００）に適用されるインバータ制御装置（３０）において、
   前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチそれぞれのスイッチングパターンを定める時系列パターンがパルスパターンとして定義されており、
   前記各アームスイッチのスイッチング回数の上限を定める同期数の指令値である指令同期数を設定する指令同期数設定部（３０）と、
   少なくとも前記指令同期数と関係付けられた複数の前記パルスパターンを記憶しているパターン記憶部（３０）と、
   前記パターン記憶部に記憶されているパルスパターンに基づいて、前記スイッチングパターンの指令値である指令パターンを生成するパターン生成部（３０）と、
   前記パターン生成部により生成された指令パターンに基づいて、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチを駆動する駆動部（３０）と、を備え、
   前記パターン生成部は、同一の前記指令同期数において、前記指令パターンに含まれる高調波成分が時間経過とともに異なる高調波成分に切り替えられるように、記憶されている前記パルスパターンに基づいて前記指令パターンを生成する高調波切替処理を行うインバータ制御装置。
2. 前記パターン記憶部は、前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の複数電気角周期分の前記指令パターンが、記憶している前記パルスパターンに基づいて前記パターン生成部により生成されたと仮定した場合に、生成された前記指令パターンにおいて各電気角周期に対応する指令パターンに含まれる高調波成分を互いに異なる高調波成分とする前記パルスパターンを記憶しており、
   前記パターン生成部は、前記高調波切替処理として、記憶されている前記パルスパターンに基づいて、前記基本波成分の複数電気角周期分の前記指令パターンを生成する処理を行う請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記パターン記憶部は、前記基本波成分の複数電気角周期分の前記指令パターンを記憶しており、
   前記パターン記憶部に記憶されている前記指令パターンにおいて各電気角周期に対応する指令パターンに含まれる高調波成分が互いに異なる高調波成分とされている請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記パターン記憶部は、Ｍを１以上の整数とする場合において、前記基本波成分の１電気角周期を「２×Ｍ＋１」／４倍した周期分の前記指令パターンを記憶している請求項２又は３に記載のインバータ制御装置。
5. 前記パターン記憶部は、Ｋを２以上の偶数とする場合において、前記基本波成分の１電気角周期を「Ｋ＋１」／２倍した周期分の前記指令パターンを記憶している請求項２〜４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
6. 前記パターン記憶部は、前記基本波成分の複数電気角周期分の前記指令パターンが、記憶している前記パルスパターンに基づいて前記パターン生成部により生成されたと仮定した場合に、生成された前記指令パターンにおいて各電気角周期に対応する指令パターンに含まれる前記基本波成分の振幅及び位相を互いに同一とする前記パルスパターンを記憶している請求項２〜５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
7. 前記指令同期数設定部により設定された指令同期数に基づいて、互いに異なる複数の切替同期数を選択する同期数選択部（３０）を備え、
   前記パターン生成部は、前記高調波切替処理として、複数の前記切替同期数の中から実際に設定する同期数を順次切り替えつつ、前記パターン記憶部に記憶されているパルスパターンの中から前記実際に設定する同期数に対応するパルスパターンを選択することで前記指令パターンを生成する処理を行う請求項１に記載のインバータ制御装置。
8. 前記指令同期数設定部は、複数の前記同期数の中から選択した１つの同期数を前記指令同期数として設定し、
   前記同期数選択部は、前記指令同期数及びこの同期数に隣接する同期数を複数の前記切替同期数として選択する請求項７に記載のインバータ制御装置。
9. 前記インバータは、前記上アームスイッチ及び前記下アームスイッチの直列接続体を複数相分備えており、
   前記パターン生成部は、前記高調波切替処理として、前記指令パターンに含まれる高調波成分を相毎に異ならせる処理を行う請求項１〜８のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
10. 前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の電気角周波数と、前記パターン生成部により用いられる前記パルスパターンとに基づいて、前記インバータに流れる電流に含まれる高調波成分のスペクトルを推定する推定部（３０）を備え、
    前記パターン生成部は、前記推定部の推定結果に基づいて所定の周波数範囲における前記高調波成分の大きさが閾値を超えていると判定した場合に前記高調波切替処理を行い、前記所定の周波数範囲における前記高調波成分の大きさが前記閾値以下であると判定した場合に前記高調波切替処理を行わない請求項１〜９のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
11. 前記インバータには、回転電機（１０；５０；７０；９０）が接続されており、
    前記パターン生成部は、前記回転電機の制御量の指令値、前記インバータの出力電圧に含まれる基本波成分の電気角周波数、及び前記インバータの電源電圧のうち少なくとも１つの時間あたりの変化量が所定量以上になると判定した場合に、前記高調波切替処理の実行を禁止する請求項１〜１０のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
12. 前記パターン生成部は、前記インバータの温度が所定温度を超えると判定した合に、前記高調波切替処理の実行を禁止する請求項１〜１１のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。

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