JP2016077105A - 電力変換装置の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来と比べて、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することのできる電力変換装置の制御装置および制御方法を得る。
【解決手段】平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように生成された各相のキャリア変化パターンに従って出力されたキャリアに基づき、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御する。
【選択図】図５

Description

本発明は、電力変換装置のスイッチング素子の切り替えを制御する制御装置に関し、特に、スイッチング素子の切り替えをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）方式で制御する電力変換装置の制御装置および制御方法に関するものである。

一定のスイッチング周波数で電力変換装置のスイッチング素子のオンおよびオフの切り替えを制御する場合、このスイッチング周波数に起因したノイズレベルの高い電気ノイズが発生することがある。この場合、電力変換装置が発生させる電気ノイズは、他の電子機器に対して、誤動作および機能停止などといった弊害を生じさせるおそれがある。また、人間の可聴域（具体的には、２０Ｈｚから２００００Ｈｚまでの周波数帯域）のスイッチング周波数でスイッチング素子の切り替えを制御する場合、このスイッチング周波数に起因した電磁騒音が発生し、騒音の原因となるおそれがある。

また、このような電気ノイズを抑制するために、スナバ回路およびノイズフィルタなどのノイズ対策用部品を電力変換装置に設けた場合、コストアップおよび装置の大型化が避けられないものとなる。そこで、従来では、ノイズ対策用部品を設けることなく、電力変換装置が発生させる電気ノイズを拡散し、電気ノイズのピーク値を低減する技術が提案されている。

具体的には、電力変換装置内の各相のハーフブリッジ回路に設けられたスイッチング素子の切り替えを制御する際のスイッチング周波数がそれぞれ異なるようにしている（例えば、特許文献１参照）。また、電力変換装置内の各相のハーフブリッジ回路に設けられたスイッチング素子の切り替えを制御する際のスイッチング周波数をそれぞれ同一にし、時間の経過とともに複数のスイッチング周波数を順次切り替えるようにしている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１３−２１９９１６号公報 特開２０１２−１６５４８６号公報

Ｆｅｎｇ Ｌｉｎ、外１名、"Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ ＥＭＩ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ ｂｙ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ"、ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＰＯＷＥＲ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、 ＶＯＬ． ９、 ＮＯ． Ｉ、 ＪＡＮＵＡＲＹ １９９４

しかしながら、従来技術には以下のような課題がある。
特許文献１に記載の従来技術においては、各相のハーフブリッジ回路でスイッチング周波数が異なるので、各ハーフブリッジ回路が発生させる電気ノイズが重畳しない。したがって、スイッチング周波数を一定にする場合と比べて、電気ノイズの拡散効果があるものの、各ハーフブリッジ回路で発生する電気ノイズのピーク値が依然として高い。その結果として、他の電子機器に対して弊害を生じさせる可能性があるとともに、スイッチング周波数に起因した電磁騒音を発生させる可能性があるという問題がある。

また、特許文献２に記載の従来技術においては、電力変換装置が発生させる電気ノイズが電力変換装置内に設けられるハーフブリッジ回路の数に比例して増加する。したがって、特許文献２に記載の従来技術を多相インバータに適用した場合、多相インバータに含まれるハーフブリッジ回路の数が増加するほど、電気ノイズの拡散効果が低くなる。その結果として、他の電子機器に対して弊害を生じさせる可能性があるとともに、スイッチング周波数に起因した電磁騒音を発生させる可能性があるという問題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、従来と比べて、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することのできる電力変換装置の制御装置および制御方法を得ることを目的とする。

本発明における電力変換装置の制御装置は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータを、デューティ指令値およびスイッチング周波数から生成されたＰＷＭ信号に従って制御する制御装置であって、多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成部と、キャリア生成部から入力されたキャリアに従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、キャリア生成部は、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成するものである。

また、本発明における電力変換装置の制御方法は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータにおいて、多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成ステップと、キャリア生成ステップで出力されたキャリアに従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成ステップと、を備え、キャリア生成ステップでは、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成するものである。

本発明によれば、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を備える。これにより、従来と比べて、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することのできる電力変換装置の制御装置および制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１において従来技術の課題を説明するために、スペクトル拡散指数と電気ノイズのノイズレベルとの関係を示した説明図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置を含む電動機制御システムを示す構成図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置の構成および処理を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア生成部の構成および処理を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア生成部によって生成される各相のキャリアの一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態１において、電力変換装置のインバータ部が各相で発生させる電気ノイズを示す説明図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の制御装置の構成および処理を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２におけるキャリア生成部によって生成される各相のキャリアの一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態２において、電力変換装置のインバータ部が各相で発生させる電気ノイズを示す説明図である。 本発明の実施の形態３におけるキャリア生成部によって生成される各相のキャリアの一例を示す説明図である。 本発明の実施の形態４におけるキャリア生成部によって生成される各相のキャリアの一例を示す説明図である。

以下、本発明による電力変換装置の制御装置および制御方法を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。また、以下の実施の形態では、ＵＶＷ相を有した三相インバータを含んで構成され、負荷として電動機が接続される電力変換装置に本願発明を適用した場合を例示する。

実施の形態１．
はじめに、本願発明の電力変換装置の制御装置および制御方法の技術的特徴を明確にするために、本発明者が新しく着目した従来技術の課題について、図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態１において従来技術の課題を説明するために、スペクトル拡散指数βと電気ノイズのノイズレベルとの関係を示した説明図である。

ここで、スイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が周期的に繰り返し行われる場合を考える。なお、以下では、１回の切り替え処理に含まれる複数のスイッチング周波数をスイッチング周波数セットと表記し、この切り替え処理を繰り返し行う周期を繰り返し周期Ｔｍと表記することとする。

この場合、スイッチング周波数セットに含まれる最大スイッチング周波数ｆｍａｘおよび最小スイッチング周波数ｆｍｉｎと、繰り返し周期Ｔｍと、スペクトル拡散指数βとの関係は、以下の（式１）のように表される。なお、（式１）において、最大スイッチング周波数ｆｍａｘと、最小スイッチング周波数ｆｍｉｎとの差をスイッチング周波数差Δｆと表記する。また、繰り返し周期Ｔｍの逆数は、繰り返し周波数ｆｍとなる。

β＝（ｆｍａｘ−ｆｍｉｎ）×Ｔｍ
＝Δｆ／ｆｍ （式１）

（式１）に関しては、例えば、非特許文献１に開示されている。（式１）から分かるように、繰り返し周波数ｆｍが低いほど、またはスイッチング周波数差Δｆが大きいほど、スペクトル拡散指数βが大きくなる。また、スペクトル拡散指数βが大きくなるほど、電気ノイズが拡散されるとともに、電気ノイズのピーク値が低減される。

続いて、スペクトル拡散指数βによる電気ノイズのスペクトル拡散の具体例について、図１を参照しながら説明する。なお、図１では、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数を、スイッチング周波数ｆ１、ｆ２とし、繰り返し周期Ｔｍでスイッチング周波数ｆ１、ｆ２の切り替え処理を繰り返し行うものとする。すなわち、図１では、スイッチング周波数ｆ１、ｆ２を交互に繰り返し切替えることを前提としている。

このような場合、図１に示される繰り返し周波数ｆｍと、スイッチング周波数ｆ１、ｆ２との関係は、以下の（式２）のように表される。

１／ｆｍ＝１／ｆ１＋１／ｆ２ （式２）

（式２）から分かるように、繰り返し周波数ｆｍの逆数である繰り返し周期Ｔｍは、スイッチング周波数ｆ１、ｆ２のそれぞれの逆数の総和、すなわち、スイッチング周期Ｔ１、Ｔ２のそれぞれの総和に相当する。

また、図１に示される平均スイッチング周波数ｆｃは、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の数に相当するパルス数Ｐｃｎｔを用いて、（式３）のように表される。なお、ここでは、スイッチング周波数セットには、スイッチング周波数ｆ１、ｆ２の２つが含まれているので、パルス数Ｐｃｎｔ＝２となる。

ｆｃ＝Ｐｃｎｔ／（１／ｆ１＋１／ｆ２）
＝Ｐｃｎｔ×ｆｍ （式３）

ここで、図１では、一例として、スペクトル拡散指数βを（ａ）β＝０、（ｂ）β＝１、（ｃ）β＝５とした場合の電気ノイズのスペクトルを示している。なお、（ａ）の場合には、（式１）よりｆ１＝ｆ２となる。したがって、（ａ）においては、スイッチング周波数を一定にしてスイッチング素子の切り替え制御を行うときに得られる電気ノイズのスペクトルと同等である。

図１から分かるように、電気ノイズのスペクトルは、スペクトル拡散指数β、平均スイッチング周波数ｆｃおよび繰り返し周波数ｆｍをパラメータとして変化する。すなわち、ｆｃ±ｎ×ｆｍ（ｎ＝０、１、２・・・）成分にピーク値をもつ電気ノイズが発生し、スペクトル拡散指数βが大きくなるほど、電気ノイズのスペクトルが拡散されるとともに、電気ノイズのピーク値が低減されている。

また、図１から分かるように、特許文献１に記載の従来技術のようにスイッチング周波数を一定にする場合と比べて、スイッチング周波数の切り替え処理を繰り返し行う場合の方が、広帯域に電気ノイズのスペクトルを拡散させることができ、本来の電気ノイズのピーク値を低減させることができる。

ここで、特許文献２に記載の従来技術においては、構成上、ｆｃ±ｎ×ｆｍ成分にピーク値をもつ電気ノイズが各ハーフブリッジ回路で発生するために、ハーフブリッジ回路の数が増加するほど、各成分にピーク値をもつ電気ノイズが重畳していくこととなる。その結果として、電気ノイズのスペクトルを拡散するとともに、電気ノイズのピーク値を低減させるといった電気ノイズの拡散効果が低くなってしまう。

以上の考察を踏まえ、特許文献２に記載の従来技術を多相インバータに適用した場合、多相インバータに含まれるハーフブリッジ回路の数が増加するほど、電気ノイズの拡散効果が低くなり、結果として、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することができないという課題に着目した。

そこで、本願発明においては、従来と比べて、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することのできる電力変換装置の制御装置および制御方法を提供する。

次に、本実施の形態１における電力変換装置の制御装置５００について、図２、図３を参照しながら説明する。図２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置５００を含む電動機制御システムを示す構成図である。図３は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の制御装置５００の構成および処理を示すブロック図である。

図２に示すように、この電動機制御システムは、電動機１００と、回転角センサ２００と、電源部３００と、電力変換装置４００と、電力変換装置の制御装置５００（以下、単に制御装置５００と略す）とを備える。

電動機１００は、例えば、車載用の電動モータである。なお、ここでいう車載用の電動モータとは、具体的には、車両を駆動するための駆動用モータ、電動ファン、オイルポンプ、ウォーターポンプ、および車両のステアリング操作をアシストするための電動パワーステアリング装置などに用いられるものである。また、電動機１００は、車載用の電動モータに限られず、車載用以外の電動モータであってもよい。

以下、電動機１００がロータおよびステータを有する三相ブラシレスモータであるものとして説明する。ロータ（図示せず）は、円板状の部材であり、その表面に永久磁石が貼り付けられ、磁極を有している。また、ステータは、内部にロータを相対回転可能に収容している。ステータは、径内方向へあらかじめ設定された角度ごとに突出する突出部を有し、この突出部にＵ相コイル１０１、Ｖ相コイル１０２、およびＷ相コイル１０３が巻回されている。

回転角センサ２００は、電動機１００に取り付けられており、電動機１００のロータ位置を表す位置情報（具体的には、ロータの回転角）を検出する。また、回転角センサ２００によって検出されたロータの回転角は、電気角θに換算され、この電気角θは、後述する制御装置５００に入力される。なお、回転角センサ２００は、例えば、レゾルバを用いて構成される。

電源部３００は、電動機１００の駆動源であり、電力を電力変換装置４００に出力する。電源部３００の具体的な構成例として、電源部３００は、バッテリ３０１、コンデンサ３０２およびチョークコイル３０３を有する。

コンデンサ３０２およびチョークコイル３０３は、バッテリ３０１と後述するインバータ部４１０との間に配置され、パワーフィルタを構成している。このように構成することで、バッテリ３０１を共有する他の装置からインバータ部４１０側へ伝わるノイズを低減するとともに、インバータ部４１０側からバッテリ３０１を共有する他の装置へ伝わるノイズを低減することができる。コンデンサ３０２は、電荷を蓄えることで、後述するスイッチング素子４１１〜４１６のそれぞれへの電力供給を補助し、さらに、サージ電流などのノイズ成分を抑制する。また、コンデンサ３０２の電圧Ｖｃｏｎは、制御装置５００によって取得される。

電力変換装置４００は、電源部３００から供給された電力を変換し、変換後の電力を電動機１００に出力する。電力変換装置４００の具体的な構成例として、電力変換装置４００は、インバータ部４１０、電流検出部４２０、増幅回路４３０および駆動回路４４０を有する。

インバータ部４１０は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する３つのハーフブリッジ回路が並列に接続されている。具体的には、インバータ部４１０は、スイッチング素子４１１〜４１６を含む。インバータ部４１０は、三相インバータであり、Ｕ相コイル１０１、Ｖ相コイル１０２、およびＷ相コイル１０３のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子４１１〜４１６がブリッジ接続されている。スイッチング素子４１１〜４１６としては、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴを用いればよく、ＭＯＳＦＥＴとは異なるその他のトランジスタまたはＩＧＢＴ等を用いてもよい。なお、以下では、スイッチング素子４１１〜４１６をＳＷ４１１〜４１６と表記する。

３つのＳＷ４１１〜４１３のドレインは、バッテリ３０１の正極側に接続されている。また、ＳＷ４１１〜４１３のソースは、それぞれＳＷ４１４〜４１６のドレインに接続されている。ＳＷ４１４〜４１６のソースは、バッテリ３０１の負極側に接続されている。

一対のＳＷ４１１およびＳＷ４１４を接続する接続点は、Ｕ相コイル１０１の一端に接続されている。また、一対のＳＷ４１２およびＳＷ４１５を接続する接続点は、Ｖ相コイル１０２の一端に接続されている。さらに、一対のＳＷ４１３およびＳＷ４１６を接続する接続点は、Ｗ相コイル１０３の一端に接続されている。

なお、以下では、高電位側に配置されるスイッチング素子であるＳＷ４１１〜４１３を「上ＳＷ」と表記し、低電位側に配置されているスイッチング素子であるＳＷ４１４〜４１６を「下ＳＷ」と表記する。また、本実施の形態１では、説明を分かりやすくするために、低電位側の電位を０Ｖとする。

電流検出部４２０は、Ｕ相電流検出部４２１、Ｖ相電流検出部４２２およびＷ相電流検出部４２３を有する。なお、以下では、Ｕ相電流検出部４２１、Ｖ相電流検出部４２２およびＷ相電流検出部４２３を、電流検出部４２１〜４２３と適宜表記する。

Ｕ相電流検出部４２１は、Ｕ相コイル１０１に流れる電流として、Ｕ相電流Ｉｕを検出する。Ｖ相電流検出部４２２は、Ｖ相コイル１０２に流れる電流として、Ｖ相電流Ｉｖを検出する。Ｗ相電流検出部４２３はＷ相コイル１０３に流れる電流として、Ｗ相電流Ｉｗを検出する。また、電流検出部４２１〜４２３によって検出された検出値は、増幅回路４３０を経由して、制御装置５００へ入力される。この増幅回路４３０は、電流検出部４２１〜４２３によって検出された検出値を、制御装置５００内で処理可能な適正値として取り込めるようにするためのものである。

駆動回路４４０は、制御装置５００から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、ＳＷ４１１〜４１６のそれぞれのオンおよびオフを切り替える機能を有している。

制御装置５００は、電力変換装置４００の全体の制御を実施するものであって、例えば、マイコンを用いて構成される。また、図３に示すように、制御装置５００は、三相二相変換部５１０、電圧指令生成部５２０、二相三相変換部５３０、デューティ変換部５４０、ＰＷＭ信号生成部５５０およびキャリア生成部５６０を有する。

三相二相変換部５１０には、電流検出部４２１〜４２３によって検出されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗと、回転角センサ２００によって換算された電気角θとが入力される。三相二相変換部５１０は、入力されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗと、入力された電気角θとに基づいて、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部５２０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑとから、電流フィードバック演算を行うことで、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。具体的には、電圧指令生成部５２０は、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを、電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に追従させる。すなわち、電圧指令生成部５２０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの偏差である電流偏差ΔＩｄと、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの偏差である電流偏差ΔＩｑとがそれぞれ０に収束するように電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出する。

二相三相変換部５３０は、電圧指令生成部５２０によって算出された電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と、電気角θとに基づいて、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。なお、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、インバータ部４１０に入力される直流電源電圧以下、すなわちコンデンサ３０２の電圧Ｖｃｏｎ以下となるように設定されることが好ましい。

デューティ変換部５４０は、二相三相変換部５３０によって算出された三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、コンデンサ３０２の電圧Ｖｃｏｎとに基づいて、デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを生成する。

ＰＷＭ信号生成部５５０は、デューティ変換部５４０から入力されたデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと、キャリア生成部５６０から入力されたキャリアＵｃａｒｒ、Ｖｃａｒｒ、Ｗｃａｒｒとを各相で比較することで、ＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部５５０は、生成したＰＷＭ信号を駆動回路４４０に出力することで、ＳＷ４１１〜４１６のそれぞれのオンおよびオフの切り替え制御を行っている。なお、図３では、ＰＷＭ信号生成部５５０によって生成されたＰＷＭ信号として、Ｕ相の上ＳＷ用信号をＵＨ＿ＳＷ、Ｕ相の下ＳＷ用信号をＵＬ＿ＳＷ、Ｖ相の上ＳＷ用信号をＶＨ＿ＳＷ、Ｖ相の下ＳＷ用信号をＶＬ＿ＳＷ、Ｗ相の上ＳＷ用信号をＷＨ＿ＳＷ、Ｗ相の下ＳＷ用信号をＷＬ＿ＳＷとそれぞれ表記している。

キャリア生成部５６０は、外部から入力された各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊、βｖ＊、βｗ＊に基づいて、各相のスイッチング周波数を個別に切り替えるためのキャリアＵｃａｒｒ、Ｖｃａｒｒ、Ｗｃａｒｒを生成し、ＰＷＭ信号生成部５５０に出力する。なお、各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊、βｖ＊、βｗ＊は、インバータ部４１０が発生させる電気ノイズを好適に拡散させるために設定されるものであり、（式１）のスペクトル拡散指数βに対応している。

このように、制御装置５００は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータを、デューティ指令値およびスイッチング周波数から生成されたＰＷＭ信号に従って制御する。

次に、キャリア生成部５６０の構成について、図４を参照しながら説明する。図４は、本発明の実施の形態１におけるキャリア生成部５６０の構成および処理を示すブロック図である。

図４に示すように、キャリア生成部５６０は、キャリア変化パターン生成部５６１およびキャリア出力部５６２を有する。なお、以下では、上昇速度と下降速度とが互いに等しい２等辺三角形の形状の三角波をキャリアとする三角波比較方式を用いる場合を例示するが、鋸波比較方式などを用いてもよい。

キャリア変化パターン生成部５６１は、各相について、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が、繰り返し周期Ｔｍごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗを生成する。

具体的には、キャリア変化パターン生成部５６１には、Ｕ相について、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊と、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕとを関連付けたテーブルがあらかじめ記憶されている。例えば、このテーブルについて、各スペクトル拡散指数指令値βｕ＊が（式１）を満たすようにスイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数をあらかじめ規定し、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊ごとにキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕをあらかじめ規定しておけばよい。また、Ｖ相、Ｗ相についても、同様に、キャリア変化パターン生成部５６１には、スペクトル拡散指数指令値βｖ＊、βｗ＊と、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗとを関連付けたテーブルがあらかじめ記憶されている。

キャリア変化パターン生成部５６１は、外部から入力されたＵ相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊に対応するＵ相のキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕを、あらかじめ記憶されているテーブルから抽出し、キャリア出力部５６２に出力する。また、Ｖ相、Ｗ相についても、同様に、外部から入力されたスペクトル拡散指数指令値βｖ＊、βｗ＊に対応するキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗを、あらかじめ記憶されているテーブルから抽出し、キャリア出力部５６２に出力する。

キャリア出力部５６２は、キャリア変化パターン生成部５６１から入力された各相のキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗに従って、Ｕ相キャリアＵｃａｒｒ、Ｖ相キャリアＶｃａｒｒおよびＷ相キャリアＷｃａｒｒを生成し、出力する。

次に、キャリア出力部５６２によって出力される各相のキャリアＵｃａｒｒ、Ｖｃａｒｒ、Ｗｃａｒｒの具体例について、図５を参照しながら説明する。図５は、本発明の実施の形態１におけるキャリア生成部５６０によって生成される各相のキャリアＵｃａｒｒ、Ｖｃａｒｒ、Ｗｃａｒｒの一例を示す説明図である。

なお、図５では、各相について、キャリア変化パターンを規定する平均スイッチング周波数ｆｃ、スペクトル拡散指数βおよび繰り返し周波数ｆｍのパラメータが以下の条件（１）〜（３）を満たすキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗが生成されるように、キャリア変化パターン生成部５６１を構成する場合を例示している。
条件（１）：繰り返し周期Ｔｍ（繰り返し周波数ｆｍ）が各相で異なる。
条件（２）：平均スイッチング周波数ｆｃが各相で異なる。
条件（３）：スペクトル拡散指数βが各相で異なる。

上記の条件（１）〜（３）を満たすように、図５では、より具体的に、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数が、Ｕ相ではｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３の３つ、Ｖ相ではｆｖ１、ｆｖ２、ｆｖ３の３つ、Ｗ相ではｆｗ１、ｆｗ２、ｆｗ３の３つとなるように設定された場合を例示している。また、各相でのスイッチング周波数の大小関係については、Ｕ相ではｆｕ２＞ｆｕ３＞ｆｕ１、Ｖ相ではｆｖ１＞ｆｖ３＞ｆｖ２、Ｗ相ではｆｗ２＞ｆｗ１＞ｆｗ３としている。

この場合、各相の繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ、ｆｍ＿ｖ、ｆｍ＿ｗについて、Ｕ相では１／ｆｍ＿ｕ＝１／ｆｕ１＋１／ｆｕ２＋１／ｆｕ３となり、Ｖ相では１／ｆｍ＿ｖ＝１／ｆｖ１＋１／ｆｖ２＋１／ｆｖ３となり、Ｗ相では１／ｆｍ＿ｗ＝１／ｆｗ１＋１／ｆｗ２＋１／ｆｗ３となる。

また、各相の平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ、ｆｃ＿ｖ、ｆｃ＿ｗについて、Ｕ相ではｆｃ＿ｕ＝３×ｆｍ＿ｕとなり、Ｖ相ではｆｃ＿ｖ＝３×ｆｍ＿ｖとなり、Ｗ相ではｆｃ＿ｗ＝３×ｆｍ＿ｗとなる。

さらに、各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊、βｖ＊、βｗ＊について、Ｕ相ではβｕ＊＝（ｆｕ２−ｆｕ１）／ｆｍ＿ｕとなり、Ｖ相ではβｖ＊＝（ｆｖ１−ｆｖ２）／ｆｍ＿ｖとなり、Ｗ相ではβｗ＊＝（ｆｗ２−ｆｗ３）／ｆｍ＿ｗとなる。

図５に示すように、キャリア生成部５６０は、Ｕ相について、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕに従って、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３を順次切り替える切り替え処理を繰り返し周期Ｔｍ＿ｕ（＝１／ｆｕ１＋１／ｆｕ２＋１／ｆｕ３）で繰り返し行うためのキャリアＵｃａｒｒを生成する。すなわち、キャリア生成部５６０は、Ｕ相について、スイッチング周波数をｆ１→ｆ２→ｆ３→ｆ１・・・の順に変化させながらＰＷＭ信号生成部５５０に出力する。なお、図５では、各相について、キャリアの頂点でスイッチング周波数が切り替わる場合を例示したが、キャリアの谷で切り替わるようにしてもよい。

また、Ｖ相についても、同様に、キャリア生成部５６０は、複数のスイッチング周波数ｆｖ１、ｆｖ２、ｆｖ３を順次切り替える切り替え処理を繰り返し周期Ｔｍ＿ｖ（＝１／ｆｖ１＋１／ｆｖ２＋１／ｆｖ３）で繰り返し行うためのキャリアＶｃａｒｒを生成する。さらに、Ｗ相についても、同様に、キャリア生成部５６０は、複数のスイッチング周波数ｆｗ１、ｆｗ２、ｆｗ３を順次切り替える切り替え処理を繰り返し周期Ｔｍ＿ｖ（＝１／ｆｗ１＋１／ｆｗ２＋１／ｆｗ３）で繰り返し行うためのキャリアＷｃａｒｒを生成する。

次に、図５に示す各相のキャリアＵｃａｒｒ、Ｖｃａｒｒ、Ｗｃａｒｒに従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従ってスイッチング素子をＰＷＭ方式で制御する場合に電力変換装置４００が各相で発生させる電気ノイズについて、図６を参照しながら説明する。図６は、本発明の実施の形態１において、電力変換装置４００のインバータ部４１０が各相で発生させる電気ノイズを示す説明図である。なお、電気ノイズは、１次、２次、３次ばかりでなく、４次以降も発生するが、高次数になるほど小さくなる。したがって、図６では、４次以降の電気ノイズの記載を省略している。

図６に示すように、各相の電気ノイズのスペクトル拡散およびピーク値は、繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ、ｆｍ＿ｖ、ｆｍ＿ｗと、平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ、ｆｃ＿ｖ、ｆｃ＿ｗと、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊、βｖ＊、βｗ＊とに従って決定される。

そこで、平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ、ｆｃ＿ｖ、ｆｃ＿ｗ、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊、βｖ＊、βｗ＊および繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ、ｆｍ＿ｖ、ｆｍ＿ｗのパラメータを調整することで、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗが各相で互いに異なるようにする構成を有することが本願発明の技術的特徴である。このような構成を有することで、従来と比べて、電気ノイズのピーク値を低減させることができる。特に、平均スイッチング周波数ｆｃが各相で異なるようにすることで、各成分にピーク値をもつ電気ノイズが重畳しないようにすることができる。そのため、電気ノイズ値のピーク値を低減させることができ、他の電子機器に対する弊害の発生およびスイッチング周波数に起因した電磁騒音の発生を抑制することができる。

なお、本実施の形態１では、上記の条件（１）〜（３）のすべてを満たすように、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗを生成する場合を例示したが、これに限定されない。すなわち、少なくとも条件（２）を満たすように、平均スイッチング周波数ｆｃが各相で異なるようにすることできれば、各成分にピーク値をもつ電気ノイズが重畳しないようにすることができる。したがって、少なくとも条件（２）を満たすように、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗを生成してもよい。

また、本実施の形態１では、図５に示すように、各相について、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の数が３つである場合を例示しているが、２つ以上であればよく、さらに、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の数が同一でなくてもよい。

また、本実施の形態１では、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗが各相で互いに異なるようにする場合を例示したが、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ、ｐａｔｔ＿ｖ、ｐａｔｔ＿ｗが各相の少なくとも１相で異なるようにする場合であっても、同様の効果が得られる。

また、本実施の形態１では、各相について、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の大きさが互いに異なるようにする場合を例示したが、各相のスイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の少なくとも１つの大きさを異なるようにした場合であっても、同様の効果が得られる。

以上、本実施の形態１によれば、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を有する。また、各相の少なくとも１相で異なるように生成された各相のキャリア変化パターンに従って出力されたキャリアに基づき、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御する構成を有する。

これにより、各相で同一のキャリアパターンに従ってキャリアを生成する従来とは異なり、各相で互いに異なるようにしたキャリア変化パターンに従ってキャリアを生成しているので、従来と比べて、電気ノイズのピーク値を低減させることができるとともに、電気ノイズのスペクトルを拡散させることができる。

また、平均スイッチング周波数が各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を有する。これにより、各成分にピーク値をもつ電気ノイズがすべての相で重畳しないようにすることができるので、電気ノイズのピーク値を低減させることができる。

実施の形態２．
先の実施の形態１では、各相で切り替え処理を行うタイミングについては考慮していなかったが、本発明の実施の形態２では、各相で切り替え処理を行うタイミングを各相で一致させるとともに、多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となるようにスペクトル拡散指数βを各相で調整する場合について説明する。

図７は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の制御装置５００の構成および処理を示すブロック図である。図７において、本実施の形態２における制御装置５００は、三相二相変換部５１０、電圧指令生成部５２０、二相三相変換部５３０、デューティ変換部５４０、ＰＷＭ信号生成部５５０、キャリア生成部５６０およびスペクトル拡散指数指令生成部５７０を有する。なお、本実施の形態２では、制御装置５００のキャリア生成部５６０およびスペクトル拡散指数指令生成部５７０以外の各部については、先の実施の形態１と同様であるので説明を省略する。

ここで、先の図１に示すように、例えば、平均スイッチング周波数ｆｃのピーク値について、β＝１の場合、他の周波数のピーク値と比較すると平均スイッチング周波数ｆｃの電気ノイズのピーク値が高い一方、β＝５の場合、他の周波数のピーク値と比較すると平均スイッチング周波数ｆｃの電気ノイズのピーク値が低い。そこで、スペクトル拡散指数βによって、電気ノイズの最大ピーク値が出力される周波数が異なる点に着目する。

そして、電気ノイズのピーク値を特定の周波数に集中させず、多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となるようにスペクトル拡散指数を各相で調整可能なスペクトル拡散指数指令生成部５７０を構成する。このように構成することで、スペクトル拡散指数指令生成部５７０は、多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となる各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’、βｖ＊’、βｗ＊’を自動的に選定し、キャリア生成部５６０に出力する。

また、一般的に三相インバータをＰＷＭ方式でスイッチング制御する場合、キャリアの頂点および谷の少なくとも一方において、演算処理を開始する、または即時演算結果を反映させる。そのため、キャリアの頂点および谷の少なくとも一方に到達する時間から演算処理時間を差し引いたタイミングで、演算処理を開始している。そこで、各相の切り替え処理を行うタイミングが各相で一致するキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’、ｐａｔｔ＿ｖ’、ｐａｔｔ＿ｗ’を生成する。

具体的には、キャリア変化パターン生成部５６１には、Ｕ相について、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊’と、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’とを関連付けたテーブルがあらかじめ記憶されている。例えば、このテーブルについて、各スペクトル拡散指数指令値βｕ＊’が（式１）を満たすようにスイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数をあらかじめ規定し、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊’ごとにキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’をあらかじめ規定しておけばよい。また、Ｖ相、Ｗ相についても、同様に、キャリア変化パターン生成部５６１には、スペクトル拡散指数指令値βｖ＊’、βｗ＊’と、キャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｖ’、ｐａｔｔ＿ｗ’とを関連付けたテーブルがあらかじめ記憶されている。

キャリア変化パターン生成部５６１は、スペクトル拡散指数指令生成部５７０から入力されたＵ相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’に対応するＵ相のキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’を、あらかじめ記憶されているテーブルから抽出し、キャリア出力部５６２に出力する。また、Ｖ相、Ｗ相についても、同様に、スペクトル拡散指数指令生成部５７０から入力されたＵ相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’、βｗ＊’に対応するキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｖ’、ｐａｔｔ＿ｗ’を、あらかじめ記憶されているテーブルから抽出し、キャリア出力部５６２に出力する。

次に、本実施の形態２におけるキャリア出力部５６２によって出力される各相のキャリアＵｃａｒｒ’、Ｖｃａｒｒ’、Ｗｃａｒｒ’の具体例について、図８を参照しながら説明する。図８は、本発明の実施の形態２におけるキャリア生成部５６０によって生成される各相のキャリアＵｃａｒｒ’、Ｖｃａｒｒ’、Ｗｃａｒｒ’の一例を示す説明図である。

なお、図８では、各相について、以下の条件（４）〜（６）を満たすキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’、ｐａｔｔ＿ｖ’、ｐａｔｔ＿ｗ’が生成されるように、キャリア変化パターン生成部５６１を構成する場合を例示している。
条件（４）：切り替え処理を行うタイミングが各相で一致する
条件（５）：繰り返し周期Ｔｍ’（繰り返し周波数ｆｍ’）が各相で同一である。
条件（６）：平均スイッチング周波数ｆｃ’が各相で同一である。

上記の条件（４）〜（６）を満たすように、図８では、より具体的に、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数が、Ｕ相ではｆｕ１’、ｆｕ２’、ｆｕ３’の３つ、Ｖ相ではｆｖ１’、ｆｖ２’、ｆｖ３’の３つ、Ｗ相ではｆｗ１’、ｆｗ２’、ｆｗ３’の３つとなるように設定された場合を例示している。また、各相でのスイッチング周波数の大小関係については、Ｕ相ではｆｕ２’＞ｆｕ３’＞ｆｕ１’、Ｖ相ではｆｖ１’＞ｆｖ３’＞ｆｖ２’、Ｗ相ではｆｗ２’＞ｆｗ１’＞ｆｗ３’としている。

この場合、各相の繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ’、ｆｍ＿ｖ’、ｆｍ＿ｗ’について、図８に示すように、ｆｍ＿ｕ’＝１／ｆｍ＿ｖ’＝ｆｍ＿ｗ’となる。また、各相の平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ’、ｆｃ＿ｖ’、ｆｃ＿ｗ’について、ｆｃ＿ｕ’＝ｆｃ＿ｖ’＝ｆｃ＿ｗ’となる。

さらに、各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’、βｖ＊’、βｗ＊’について、Ｕ相ではβｕ＊’＝（ｆｕ２’−ｆｕ１’）／ｆｍ＿ｕ’となり、Ｖ相ではβｖ＊’＝（ｆｖ１’−ｆｖ２’）／ｆｍ＿ｖ’となり、Ｗ相ではβｗ＊’＝（ｆｗ２’−ｆｗ３’）／ｆｍ＿ｗ’となる。

図８に示すように、各相のキャリアの頂点が一致するタイミング（すなわち、各相で行われる切り替え処理が一致するタイミング）で、演算処理が行われることで、キャリア変化パターンの変更およびデューティ指令値の変化などに対して、全相同時に制御可能となり、制御精度が低下することなく制御可能となる。すなわち、一般的にモータが制動動作するとき出力される指令（具体的には、図８の制動動作開始地点において、上ＳＷをＯＮ、下ＳＷをＯＦＦにする指令）に対して、各相遅延することなく指令値を切り替えることができる。なお、図８では、キャリア＜デューティ指令値が成り立つときとして、上ＳＷをＯＮ、下ＳＷをＯＦＦの場合を例示している。

また、演算処理を行う周期が常に一定であるので、フィードバック制御におけるゲインパラメータなどの設計も容易に可能となる。

次に、図８に示す各相のキャリアＵｃａｒｒ’、Ｖｃａｒｒ’、Ｗｃａｒｒ’に従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従ってスイッチング素子をＰＷＭ方式で制御する場合に電力変換装置４００が各相で発生させる電気ノイズについて、図９を参照しながら説明する。図９は、本発明の実施の形態２において、電力変換装置４００のインバータ部４１０が各相で発生させる電気ノイズを示す説明図である。なお、図９では、先の図６と同様に、４次以降の電気ノイズの記載を省略している。

図９に示すように、多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となる各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’、βｖ＊’、βｗ＊’が選定されており、さらに、平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ’、ｆｃ＿ｖ’、ｆｃ＿ｗ’が各相で互いに同一となり、繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ’、ｆｍ＿ｖ’、ｆｍ＿ｗ’が互いに同一となっている。

したがって、各相の電気ノイズは、繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ’、ｆｍ＿ｖ’、ｆｍ＿ｗ’と、平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ’、ｆｃ＿ｖ’、ｆｃ＿ｗ’と、スペクトル拡散指数指令値βｕ＊’、βｖ＊’、βｗ＊’とに従って、各相の電気ノイズは、同じ周波数に拡散されるとともに、重畳している。そのため、電気ノイズが均一に拡散されることとなる。

以上、本実施の形態２によれば、先の実施の形態１とは異なり、切り替え処理を行うタイミングが各相で一致し、繰り返し周波数が各相で互いに同一となり、平均スイッチング周波数が各相で互いに同一となるようにし、かつ多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となるようにスペクトル拡散指数を各相で決定することで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を有する。

これにより、従来と比べて、電気ノイズのピーク値を低減させることができるとともに、キャリア変化パターンの変更およびデューティ指令値の変化などに対して、各相遅延なく制御可能となる。

実施の形態３．
先の実施の形態２では、切り替え処理を行うタイミングが各相で一致し、繰り返し周期Ｔｍ’が各相で互いに同一となり、平均スイッチング周波数ｆｃ’が各相で互いに同一となるようにする場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態３では、切り替え処理を行うタイミングが各相で一致し、繰り返し周期Ｔｍ’’が各相で互いに同一となり、平均スイッチング周波数ｆｃ’’が各相で互いに異なるようにする場合について説明する。

なお、本実施の形態３では、キャリア生成部５６０のキャリア変化パターン生成部５６１が、平均スイッチング周波数ｆｃ’’が各相で互いに異なるように各相のキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’’、ｐａｔｔ＿ｖ’’、ｐａｔｔ＿ｗ’’を生成する点が先の実施の形態２と異なる。ここでは、先の実施の形態２と同様の点については説明を省略し、先の実施の形態２と異なる点について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態３におけるキャリア生成部５６０によって生成される各相のキャリアＵｃａｒｒ’’、Ｖｃａｒｒ’’、Ｗｃａｒｒ’’の一例を示す説明図である。

なお、図１０では、各相について、以下の条件（７）〜（９）を満たすキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’’、ｐａｔｔ＿ｖ’’、ｐａｔｔ＿ｗ’’が生成されるように、キャリア変化パターン生成部５６１を構成する場合を例示している。なお、条件（７）、（８）は、先の実施の形態２での条件（４）、（５）と同様である。
条件（７）：切り替え処理を行うタイミングが各相で一致する
条件（８）：繰り返し周期Ｔｍ’’（繰り返し周波数ｆｍ’’）が各相で同一である。
条件（９）：平均スイッチング周波数ｆｃ’’が各相で異なる。

上記の条件（７）〜（９）を満たすように、図１０では、より具体的に、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数が、Ｕ相ではｆｕ１’’、ｆｕ２’’の２つ、Ｖ相ではｆｖ１’’、ｆｖ２’’、ｆｖ３’’の３つ、Ｗ相ではｆｗ１’’、ｆｗ２’’、ｆｗ３’’、ｆｗ４’’の４つとなるように設定された場合を例示している。また、各相でのスイッチング周波数の大小関係については、Ｕ相ではｆｕ１’’＞ｆｕ２’’、Ｖ相ではｆｖ２’’＞ｆｖ３’’＞ｆｖ１’’、Ｗ相ではｆｗ２’’＞ｆｗ４’’＞ｆｗ１’’＞ｆｗ３’’としている。

この場合、各相の繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ’’、ｆｍ＿ｖ’’、ｆｍ＿ｗ’’について、ｆｍ＿ｕ’’＝１／ｆｍ＿ｖ’’＝ｆｍ＿ｗ’’となる。

また、各相の平均スイッチング周波数ｆｃ＿ｕ’’、ｆｃ＿ｖ’’、ｆｃ＿ｗ’’について、ｆｃ＿ｕ’’＜ｆｃ＿ｖ’’＜ｆｃ＿ｗ’’となる。

さらに、各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’’、βｖ＊’’、βｗ＊’’について、Ｕ相ではβｕ＊’’＝（ｆｕ１’’−ｆｕ２’’）／ｆｍ＿ｕ’’となり、Ｖ相ではβｖ＊’’＝（ｆｖ２’’−ｆｖ１’’）／ｆｍ＿ｖ’’となり、Ｗ相ではβｗ＊’’＝（ｆｗ２’’−ｆｗ３’’）／ｆｍ＿ｗ’’となる。

このように、図１０では、条件（９）を満たすようにするために、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の数を、各相で異なるように調整することで、平均スイッチング周波数ｆｃが各相で異なるようにしている。したがって、先の実施の形態１と同様に、各成分にピーク値をもつ電気ノイズが重畳しないようにすることができる。

以上、本実施の形態３によれば、先の実施の形態１に対して、切り替え処理を行うタイミングが各相で一致し、繰り返し周波数が各相で互いに同一となり、平均スイッチング周波数が各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を有する。

これにより、従来と比べて、電気ノイズのピーク値を低減させることができるとともに、キャリア変化パターンの変更およびデューティ指令値の変化などに対して、各相遅延なく制御可能となる。

実施の形態４．
先の実施の形態２、３では、繰り返し周期が各相で互いに同一となるようにする場合について説明した。これに対して、本発明の実施の形態４では、繰り返し周期Ｔｍ’’’が各相のうちの１相で他の相と比べて大きくなるようにする場合について説明する。

ここで、電気ノイズのスペクトル拡散の効果を大きくするために、スペクトル拡散指数βが大きくなるようにしたい場合、（式１）から、スイッチング周波数差Δｆを大きくするか、繰り返し周波数ｆｍを小さくすることができる。

ただし、スイッチング周波数差Δｆを大きくするために、最大スイッチング周波数ｆｍａｘの値を大きくして電力変換装置４００を駆動する場合、最大スイッチング周波数ｆｍａｘの値によっては、高速な演算処理装置が必要となりコストが増加する可能性がある。一方、最小スイッチング周波数ｆｍｉｎの値を小さくして電力変換装置４００を駆動する場合、最小スイッチング周波数ｆｍｉｎの値によっては、電力変換装置４００が出力する電流のリプルが増加する可能性がある。

そこで、本実施の形態４では、繰り返し周波数ｆｍ’’’が各相のうちの１相で他相と比べて低周波とすることで、切り替え処理を行うタイミングを各相で一致させつつ、スイッチング周波数差Δｆを大きくすることなく、スペクトル拡散指数βを大きくすることができる。

なお、本実施の形態４では、キャリア生成部５６０のキャリア変化パターン生成部５６１が、繰り返し周期Ｔｍ’’’が各相のうちのＵ相で、Ｖ相、Ｗ相と比べて大きくなるように各相のキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’’’、ｐａｔｔ＿ｖ’’’、ｐａｔｔ＿ｗ’’’を生成する点が先の実施の形態２、３と異なる。ここでは、先の実施の形態２、３と同様の点については説明を省略し、先の実施の形態２、３と異なる点について説明する。

図１１は、本発明の実施の形態４におけるキャリア生成部５６０によって生成される各相のキャリアＵｃａｒｒ’’’、Ｖｃａｒｒ’’’、Ｗｃａｒｒ’’’の一例を示す説明図である。

なお、図１１では、各相について、以下の条件（１０）、（１１）を満たすキャリア変化パターンｐａｔｔ＿ｕ’’’、ｐａｔｔ＿ｖ’’’、ｐａｔｔ＿ｗ’’’が生成されるように、キャリア変化パターン生成部５６１を構成する場合を例示している。なお、条件（１０）は、先の実施の形態２での条件（４）と同様である。
条件（１０）：切り替え処理を行うタイミングが各相で一致する。
条件（１１）：繰り返し周期Ｔｍ’’’が各相のうちの１相で他の相と比べて大きい（すなわち、繰り返し周波数ｆｍ’’’が各相のうちの１相で他の相と比べて低い）。

上記の条件（１０）、（１１）を満たすように、図１０では、より具体的に、スイッチング周波数セットに含まれる複数のスイッチング周波数が、Ｕ相ではｆｕ１’’’、ｆｕ２’’’、ｆｕ３’’’、ｆｕ４’’’の４つ、Ｖ相ではｆｖ１’’’、ｆｖ２’’’の２つ、Ｗ相ではｆｗ１’’’、ｆｗ２’’’の２つとなるように設定された場合を例示している。また、各相でのスイッチング周波数の大小関係については、Ｕ相ではｆｕ１’’’＞ｆｕ３’’’＞ｆｕ４’’’＞ｆｕ２’’’、Ｖ相ではｆｖ１’’’＞ｆｖ２’’’、Ｗ相ではｆｗ２’’’＞ｆｗ１’’’としている。

この場合、各相の繰り返し周波数ｆｍ＿ｕ’’’、ｆｍ＿ｖ’’’、ｆｍ＿ｗ’’’について、１／ｆｍ＿ｕ’’’＝１／ｆｕ１’’’＋１／ｆｕ２’’’＋１／ｆｕ３’’’＋１／ｆｕ４’’’となる。また、ｆｍ＿ｕ’’’＜ｆｍ＿ｖ’’’＝ｆｍ＿ｗ’’’となる。

また、各相のスペクトル拡散指数指令値βｕ＊’’’、βｖ＊’’’、βｗ＊’’’について、Ｕ相ではβｕ＊’’’＝（ｆｕ１’’’−ｆｕ２’’’）／ｆｍ＿ｕ’’’となり、Ｖ相ではβｖ＊’’’＝（ｆｖ１’’−ｆｖ２’’）／ｆｍ＿ｖ’’’となり、Ｗ相ではβｗ＊’’’＝（ｆｗ２’’’−ｆｗ１’’’）／ｆｍ＿ｗ’’’となる。

また、図１１では、Ｕ相で切り替え処理を行うタイミングが、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれで切り替え処理を行うタイミングと一致している。具体的には、Ｕ相のキャリアＵｃａｒｒ’’’において、スイッチング周波数がｆ２ｕ’’’からｆ３ｕ’’’に切り替わるタイミングで、各相のキャリアの頂点が一致する。また、Ｕ相のキャリアＵｃａｒｒ’’’において、ｆ４ｕ’’’からｆ１ｕ’’’に切り替わるタイミングで、各相のキャリアの頂点が一致する。すなわち、繰り返し周期Ｔｍ＿ｕ’’’は、繰り返し周期Ｔｍ＿ｖ’’’および繰り返し周期Ｔｍ＿ｗ’’’のそれぞれの２倍となる。

このように、図１１では、繰り返し周波数ｆｍ’’’が各相のうちのＵ相で、Ｖ相、Ｗ相と比べて低周波とすることで、切り替え処理を行うタイミングを各相で一致させつつ、Ｕ相について、スイッチング周波数差Δｆを大きくすることなく、スペクトル拡散指数βを大きくし、所望の値にすることができる。したがって、コストの増加および電力変換装置４００が出力する電流のリプルの増加をより抑制することができる。

以上、本実施の形態４によれば、先の実施の形態１に対して、繰り返し周波数が各相のうちの１相で他の相と比べて低くなるようにし、各相のうちの１相で切り替え処理を行うタイミングが、他の相で切り替え処理を行うタイミングと一致するようにすることで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する構成を有する。

これにより、先の実施の形態２、３と同様の効果が得られるとともに、コストの増加および電力変換装置が出力する電流のリプルの増加をより抑制することができる。

なお、本実施の形態４では、各相について、スイッチング周波数セットに含まれるスイッチング周波数の数は、ほんの一例に過ぎず、これらに限定されるものではない。また、本実施の形態１〜４では、本願発明を多相インバータに適用した場合を例示したが、単相インバータにも本願発明を適用可能である。

１００ 電動機、１０１ Ｕ相コイル、１０２ Ｖ相コイル、１０３ Ｗ相コイル、２００ 回転角センサ、３００ 電源部、３０１ バッテリ、３０２ コンデンサ、３０３ チョークコイル、４００ 電力変換装置、４１０ インバータ部、４１１〜４１６ スイッチング素子、４２０ 電流検出部、４２１ Ｕ相電流検出部、４２２ Ｖ相電流検出部、４２３ Ｗ相電流検出部、４３０ 増幅回路、４４０ 駆動回路、５００ 電力変換装置の制御装置、５１０ 三相二相変換部、５２０ 電圧指令生成部、５３０ 二相三相変換部、５４０ デューティ変換部、５５０ ＰＷＭ信号生成部、５６０ キャリア生成部、５６１ キャリア変化パターン生成部、５６２ キャリア出力部、５７０ スペクトル拡散指数指令生成部。

本発明における電力変換装置の制御装置は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータを、デューティ指令値およびスイッチング周波数から生成されたＰＷＭ信号に従って制御する制御装置であって、多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成部と、キャリア生成部から入力されたキャリアに従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、を備え、キャリア生成部は、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成し、キャリア生成部は、平均スイッチング周波数が各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成するものである。

また、本発明における電力変換装置の制御方法は、上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータにおいて、多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成ステップと、キャリア生成ステップで出力されたキャリアに従って、各相について、スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って半導体スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成ステップと、を備え、キャリア生成ステップでは、平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定されるキャリア変化パターンを生成する際、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成し、キャリア生成ステップでは、平均スイッチング周波数が各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、キャリア変化パターンが各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成するものである。

Claims (6)

1. 上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータを、デューティ指令値およびスイッチング周波数から生成されたＰＷＭ信号に従って制御する制御装置であって、
   多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成部と、
   前記キャリア生成部から入力された前記キャリアに従って、前記各相について、前記スイッチング周波数を順次切り替えながら、前記デューティ指令値に従って前記半導体スイッチング素子を制御するための前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   を備え、
   前記キャリア生成部は、
   平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定される前記キャリア変化パターンを生成する際、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   電力変換装置の制御装置。
2. 前記キャリア生成部は、
   前記平均スイッチング周波数が前記各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記キャリア生成部は、
   前記切り替え処理を行うタイミングが前記各相で一致し、前記繰り返し周波数が前記各相で互いに同一となり、前記平均スイッチング周波数が前記各相で互いに同一となるようにし、かつ前記多相インバータが発生させる電気ノイズが均一となるように前記スペクトル拡散指数を前記各相で決定することで、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記キャリア生成部は、
   前記切り替え処理を行うタイミングが前記各相で一致し、前記繰り返し周波数が前記各相で互いに同一となり、前記平均スイッチング周波数が前記各相の少なくとも１相で異なるようにすることで、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記キャリア生成部は、
   前記繰り返し周波数が前記各相のうちの１相で他の相と比べて低くなるようにし、前記各相のうちの１相で前記切り替え処理を行うタイミングが、前記他の相で前記切り替え処理を行うタイミングと一致するようにすることで、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 上アームおよび下アームのそれぞれに半導体スイッチング素子を有する複数のハーフブリッジ回路が並列に接続された多相インバータにおいて、多相のうちの各相について、複数のスイッチング周波数を順次切り替える切り替え処理が繰り返し周波数の逆数である繰り返し周期ごとに繰り返されるように設定されたキャリア変化パターンに従って、キャリアを出力するキャリア生成ステップと、
   前記キャリア生成ステップで出力された前記キャリアに従って、前記各相について、前記スイッチング周波数を順次切り替えながら、デューティ指令値に従って前記半導体スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成ステップと、
   を備え、
   前記キャリア生成ステップでは、
   平均スイッチング周波数、スペクトル拡散指数および繰り返し周波数のパラメータで規定される前記キャリア変化パターンを生成する際、前記キャリア変化パターンが前記各相の少なくとも１相で異なるように各相のキャリア変化パターンを生成する
   電力変換装置の制御方法。

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