JPH08242587A - Ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御方法Info
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- JPH08242587A JPH08242587A JP7041916A JP4191695A JPH08242587A JP H08242587 A JPH08242587 A JP H08242587A JP 7041916 A JP7041916 A JP 7041916A JP 4191695 A JP4191695 A JP 4191695A JP H08242587 A JPH08242587 A JP H08242587A
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- JP
- Japan
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- phase
- inverter
- phases
- carrier
- control method
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Abstract
(57)【要約】
【目的】キャリア周波数に起因する騒音を少なくしたＰ
ＷＭインバータの制御方法を提供すること。 【構成】多相モータの電機子電流を各相のインバータに
よってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバータの制
御方法において、インバータのキャリア信号の周波数を
ｆとしたとき、各相のキャリア信号の位相を相毎に１／
（相×ｆ）だけずらすことにより、全インバータ出力電
力の脈動を小さくすることができる。これによって、コ
ンデンサとモータのインダクタンスの間でやり取りする
エネルギーを小さくし、その結果、ＰＷＭ制御に基づく
騒音を小さくすることができる。
ＷＭインバータの制御方法を提供すること。 【構成】多相モータの電機子電流を各相のインバータに
よってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバータの制
御方法において、インバータのキャリア信号の周波数を
ｆとしたとき、各相のキャリア信号の位相を相毎に１／
（相×ｆ）だけずらすことにより、全インバータ出力電
力の脈動を小さくすることができる。これによって、コ
ンデンサとモータのインダクタンスの間でやり取りする
エネルギーを小さくし、その結果、ＰＷＭ制御に基づく
騒音を小さくすることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多相モータの電機子電
流を各相のインバータによってパルス巾変調（以下ＰＷ
Ｍと略す）して制御する際に発生する騒音を小さくする
ＰＷＭインバータの制御方法に関する。
流を各相のインバータによってパルス巾変調（以下ＰＷ
Ｍと略す）して制御する際に発生する騒音を小さくする
ＰＷＭインバータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の多相モータの動作を図６を参照し
て説明する。同図において、直流電源７によってコンデ
ンサ５の電圧は一定に制御されている。また図示しない
回転子はその位置に応じて各相の電機子コイル１１の電
流を制御することによって回転する。各相のインバータ
９はその電流指令に追随するように各相の電圧をＰＷＭ
制御する。
て説明する。同図において、直流電源７によってコンデ
ンサ５の電圧は一定に制御されている。また図示しない
回転子はその位置に応じて各相の電機子コイル１１の電
流を制御することによって回転する。各相のインバータ
９はその電流指令に追随するように各相の電圧をＰＷＭ
制御する。
【０００３】図６の速度制御のブロック構成図を図７に
示す。同図において、ロータリーエンコーダ（ＲＥ）４
の位置信号Ｐ1 は速度検出器１により得られた速度信号
ｖ1と、速度指令ｖ2 は速度制御器２で比較され、その
偏差に応じて電流制御器６1〜６N により電流振幅値を
制御し、所定の速度で多相モータ３を回転する。
示す。同図において、ロータリーエンコーダ（ＲＥ）４
の位置信号Ｐ1 は速度検出器１により得られた速度信号
ｖ1と、速度指令ｖ2 は速度制御器２で比較され、その
偏差に応じて電流制御器６1〜６N により電流振幅値を
制御し、所定の速度で多相モータ３を回転する。
【０００４】ここで、電流制御器６1 による制御を図８
のブロック構成図（一相のみ）について説明する。速度
制御器２からの電流振幅指令ｉW0は、回転子と同期した
各相の電流パターンｉPA（正弦波または矩形波）と乗算
器１２で算定され、電流指令ｉ0 を出力する。電流制御
器１５は電流検出器１４で検出された実際の電流信号ｉ
1 が電流指令ｉ0 と一致するように、その偏差に応じて
インバータの電圧指令ｖ0 を与える。ＰＷＭ用キャリア
発生器１０によって与えられるキャリア信号ｃ0 と、電
圧指令ｖ0 との比較によりＰＷＭ制御装置１６は、イン
バータの出力電圧が電圧指令ｖ0 になるようにインバー
タ９の各素子（Ｔ１〜Ｔ４）に点弧回路１７を介して点
弧信号を与える。この出力電圧により電機子コイルに電
流が流れ、電流値指令ｉ0 に等しくなるように制御され
る。
のブロック構成図（一相のみ）について説明する。速度
制御器２からの電流振幅指令ｉW0は、回転子と同期した
各相の電流パターンｉPA（正弦波または矩形波）と乗算
器１２で算定され、電流指令ｉ0 を出力する。電流制御
器１５は電流検出器１４で検出された実際の電流信号ｉ
1 が電流指令ｉ0 と一致するように、その偏差に応じて
インバータの電圧指令ｖ0 を与える。ＰＷＭ用キャリア
発生器１０によって与えられるキャリア信号ｃ0 と、電
圧指令ｖ0 との比較によりＰＷＭ制御装置１６は、イン
バータの出力電圧が電圧指令ｖ0 になるようにインバー
タ９の各素子（Ｔ１〜Ｔ４）に点弧回路１７を介して点
弧信号を与える。この出力電圧により電機子コイルに電
流が流れ、電流値指令ｉ0 に等しくなるように制御され
る。
【０００５】図９および図１０はＰＷＭ制御装置１６の
動作を説明するための波形図である。電圧指令ｖ0 とキ
ャリア信号ｃ0 からインバータ９の各素子（Ｔ１〜Ｔ
４）への点弧信号を得る方法を示している。すなわち、
図９では、全て同一のキャリア信号ｃ0 を使用してお
り、図１０では、正側に接続された素子（Ｔ１，Ｔ２）
のキャリア信号の反転信号を負側に接続された素子（Ｔ
２，Ｔ３）のキャリア信号ｃ0 として与えることによ
り、出力側から見るとキャリア周波数が２倍になったと
同じ効果が得られ、電圧のレベルが３レベルとなる。
動作を説明するための波形図である。電圧指令ｖ0 とキ
ャリア信号ｃ0 からインバータ９の各素子（Ｔ１〜Ｔ
４）への点弧信号を得る方法を示している。すなわち、
図９では、全て同一のキャリア信号ｃ0 を使用してお
り、図１０では、正側に接続された素子（Ｔ１，Ｔ２）
のキャリア信号の反転信号を負側に接続された素子（Ｔ
２，Ｔ３）のキャリア信号ｃ0 として与えることによ
り、出力側から見るとキャリア周波数が２倍になったと
同じ効果が得られ、電圧のレベルが３レベルとなる。
【０００６】このように、図９または図１０の制御方法
において、ＰＷＭ制御を行うとその出力電圧はパルスと
なり、従ってインバータの出力電力も同様にパルスとな
る（図９（ｅ），図１０（ｇ））。
において、ＰＷＭ制御を行うとその出力電圧はパルスと
なり、従ってインバータの出力電力も同様にパルスとな
る（図９（ｅ），図１０（ｇ））。
【０００７】この図９（ｅ）又は図１０（ｇ）に示すよ
うに、平均電力との差であるＡの面積とＢの面積が等し
くなっており、これは出力側のインダクタンスとコンデ
ンサ５の間で、エネルギーのやり取りが行われているこ
とを示すものである。
うに、平均電力との差であるＡの面積とＢの面積が等し
くなっており、これは出力側のインダクタンスとコンデ
ンサ５の間で、エネルギーのやり取りが行われているこ
とを示すものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来は、多相モータの
各相のキャリア信号として共通の信号を用いているた
め、パルス電圧タイミングは各相すべて同期しており、
各相で巾が異なる電圧となり、全相の合計も同様にパル
ス状となる。この全相の合計の電力と平均電力の差分が
コンデンサとやり取りするエネルギーとなる。全電力の
瞬時値がパルス状であるとそれだけコンデンサとの間で
やり取りされるエネルギーも大きくなり、騒音の原因と
なっている。
各相のキャリア信号として共通の信号を用いているた
め、パルス電圧タイミングは各相すべて同期しており、
各相で巾が異なる電圧となり、全相の合計も同様にパル
ス状となる。この全相の合計の電力と平均電力の差分が
コンデンサとやり取りするエネルギーとなる。全電力の
瞬時値がパルス状であるとそれだけコンデンサとの間で
やり取りされるエネルギーも大きくなり、騒音の原因と
なっている。
【０００９】また、このやり取りされるエネルギーの量
がコンデンサ電圧の変動となるため、変動を抑えるため
のコンデンサ容量が大きくなっている。さらに、ＰＷＭ
インバータによって駆動されるモータは、そのキャリア
周波数に起因する騒音を発生するという問題があった。
がコンデンサ電圧の変動となるため、変動を抑えるため
のコンデンサ容量が大きくなっている。さらに、ＰＷＭ
インバータによって駆動されるモータは、そのキャリア
周波数に起因する騒音を発生するという問題があった。
【００１０】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、キャリア周波数に起因する騒音を少な
くし、またＤＣリンクコンデンサの容量を小さくできる
ＰＷＭインバータの制御方法を提供することによる。ま
た本発明の他の目的は、騒音が少なく、コンデンサ容量
を小さくできるＰＷＭインバータの制御方法を提供する
ことにある。
で、その目的は、キャリア周波数に起因する騒音を少な
くし、またＤＣリンクコンデンサの容量を小さくできる
ＰＷＭインバータの制御方法を提供することによる。ま
た本発明の他の目的は、騒音が少なく、コンデンサ容量
を小さくできるＰＷＭインバータの制御方法を提供する
ことにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１は、多相モータの電機子電流を各
相のインバータによってパルス巾変調して制御するＰＷ
Ｍインバータの制御方法において、前記インバータのキ
ャリア信号の周波数をｆとしたとき、各相のキャリア信
号の位相を相毎に１／（相×ｆ）だけずらすことを特徴
とする。
に、本発明の請求項１は、多相モータの電機子電流を各
相のインバータによってパルス巾変調して制御するＰＷ
Ｍインバータの制御方法において、前記インバータのキ
ャリア信号の周波数をｆとしたとき、各相のキャリア信
号の位相を相毎に１／（相×ｆ）だけずらすことを特徴
とする。
【００１２】本発明の請求項２は、多相モータの電機子
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、前記各相イ
ンバータの正側と負側のキャリア信号の位相を１８０°
ずらし、さらに前記各相のキャリア信号の位相を相毎に
１／（２×相数×ｆ）だけずらすことを特徴とする。
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、前記各相イ
ンバータの正側と負側のキャリア信号の位相を１８０°
ずらし、さらに前記各相のキャリア信号の位相を相毎に
１／（２×相数×ｆ）だけずらすことを特徴とする。
【００１３】本発明の請求項３は、多相モータの電機子
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、相数の約数
をＭとするとき、互いに１／（Ｍ×ｆ）だけ位相のずれ
たキャリア信号を作り、各相に配分して制御することを
特徴とする。
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、相数の約数
をＭとするとき、互いに１／（Ｍ×ｆ）だけ位相のずれ
たキャリア信号を作り、各相に配分して制御することを
特徴とする。
【００１４】本発明の請求項４は、多相モータの電機子
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、前記各相イ
ンバータの正側と負側のキャリア信号の位相を１８０°
ずらし、さらに相数の約数をＭとするとき、互いに１／
（２×Ｍ×ｆ）だけ位相のずれたキャリア信号を作り、
各相に配分して制御することを特徴とする。
電流を各相のインバータによってパルス巾変調して制御
するＰＷＭインバータの制御方法において、前記各相イ
ンバータの正側と負側のキャリア信号の位相を１８０°
ずらし、さらに相数の約数をＭとするとき、互いに１／
（２×Ｍ×ｆ）だけ位相のずれたキャリア信号を作り、
各相に配分して制御することを特徴とする。
【００１５】
【作用】まずＰＷＭ制御を行ったときの挙動を図３に示
す。すなわち図３は、電圧指令、キャリア信号、出力電
圧の波形を示したものである。出力電圧パルスは、電圧
指令とキャリア信号によって求められるので、キャリア
信号の周期Ｔ（＝１／ｆ）の間に巾Ｗで現れる。電圧指
令の大きさに応じてＷの巾が変化する。したがって、キ
ャリア信号が各相全て同じあると、すべての相の電圧パ
ルスは同期して現れる。その結果、各相の出力電力の合
計もパルス状となる。
す。すなわち図３は、電圧指令、キャリア信号、出力電
圧の波形を示したものである。出力電圧パルスは、電圧
指令とキャリア信号によって求められるので、キャリア
信号の周期Ｔ（＝１／ｆ）の間に巾Ｗで現れる。電圧指
令の大きさに応じてＷの巾が変化する。したがって、キ
ャリア信号が各相全て同じあると、すべての相の電圧パ
ルスは同期して現れる。その結果、各相の出力電力の合
計もパルス状となる。
【００１６】これに対して本発明（請求項１〜請求項４
対応）では、各相のキャリア信号の位相をずらすことに
よって、各相の電力はパルス状ではあるが位相がずれて
いるため、その合計は脈動の少ないものとなる。図４
は、既に説明した図９のＰＷＭ制御方法で４相モータの
キャリア信号を互いにキャリア周期Ｔの４分の１ずつず
らした場合の各相の出力電力と全相の合計の出力電力を
示したものである。すなわち、図４の最下部の全インバ
ータ出力電力の合計を示す波形図において、Ａは従来例
であるキヤリア信号を全相同じにした場合の波形図であ
り、Ｂは本発明を適用してキャリア信号を前述のように
ずらした場合の波形図である。Ａはパルス状の波形であ
るが、Ｂは連続した波の小さい波形であることが分か
る。
対応）では、各相のキャリア信号の位相をずらすことに
よって、各相の電力はパルス状ではあるが位相がずれて
いるため、その合計は脈動の少ないものとなる。図４
は、既に説明した図９のＰＷＭ制御方法で４相モータの
キャリア信号を互いにキャリア周期Ｔの４分の１ずつず
らした場合の各相の出力電力と全相の合計の出力電力を
示したものである。すなわち、図４の最下部の全インバ
ータ出力電力の合計を示す波形図において、Ａは従来例
であるキヤリア信号を全相同じにした場合の波形図であ
り、Ｂは本発明を適用してキャリア信号を前述のように
ずらした場合の波形図である。Ａはパルス状の波形であ
るが、Ｂは連続した波の小さい波形であることが分か
る。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例（請求項１〜請求項４対
応）に係わるＰＷＭ制御方法を適用した多相モータの構
成図である。なお、多相モータ及びＰＷＭ制御の動作に
ついては既に作用の所で述べてあるので、本発明に関係
する部分のみを説明する。
る。図１は本発明の一実施例（請求項１〜請求項４対
応）に係わるＰＷＭ制御方法を適用した多相モータの構
成図である。なお、多相モータ及びＰＷＭ制御の動作に
ついては既に作用の所で述べてあるので、本発明に関係
する部分のみを説明する。
【００１８】今、キャリア周波数をｆ、モータの相数を
Ｎとすると、キャリア発生器１０によって互いに１／
（ｆ・Ｎ）ｓｅｃだけ位相のずれたキャリア（ｃ1 ，ｃ
2 ，・・・ｃN ）が発生する。その各々のキャリア（ｃ
1 ，ｃ2 ，・・・ｃN ）を各相の電流制御器（６1 ，６
2 ，・・・６N ）に送り、個別に電流が制御される。こ
の結果として各相の出力電圧パルスは位相の異なるもの
となり、インバータの合計の出力電力は脈動の少ない波
形となる。
Ｎとすると、キャリア発生器１０によって互いに１／
（ｆ・Ｎ）ｓｅｃだけ位相のずれたキャリア（ｃ1 ，ｃ
2 ，・・・ｃN ）が発生する。その各々のキャリア（ｃ
1 ，ｃ2 ，・・・ｃN ）を各相の電流制御器（６1 ，６
2 ，・・・６N ）に送り、個別に電流が制御される。こ
の結果として各相の出力電圧パルスは位相の異なるもの
となり、インバータの合計の出力電力は脈動の少ない波
形となる。
【００１９】図２は図１のキャリア発生器の構成図であ
る。同図において、発振器１８のパルスによってカウン
タ１９をたたき、そのカウント値のアドレスのメモリ
（ＲＯＭ１〜ＲＯＭＮ）２０1 ，２０2 ，２０3 ，・・
・２０N を読み出すことによってそれに対応するキャリ
ア信号ｃ1 ，・・・，ｃN が得られる。それぞれのメモ
リ（ＲＯＭ１〜ＲＯＭＮ）にはあらかじめ互いに１／
（ｆ・Ｎ）だけ位相のずれた信号を書き込んであるの
で、その出力のキャリア信号も互いに位相のずれた信号
となる。そこで、第１相のキャリア信号ｃ1から１／
（ｆ・Ｎ）だけ遅れた信号をｃ2 、さらに１／（ｆ・
Ｎ）だけ遅れた信号をｃ3 、さらに１／（ｆ・Ｎ）だけ
遅れた信号をｃ4 とすると、ｃ1 ，ｃ2 ，ｃ3 ，・・・
ｃN はそれぞれ第１相、第２相、第３相、・・・、第Ｎ
相の順に対応する必要はなく、適宜配分してもその効果
は変わらない。
る。同図において、発振器１８のパルスによってカウン
タ１９をたたき、そのカウント値のアドレスのメモリ
（ＲＯＭ１〜ＲＯＭＮ）２０1 ，２０2 ，２０3 ，・・
・２０N を読み出すことによってそれに対応するキャリ
ア信号ｃ1 ，・・・，ｃN が得られる。それぞれのメモ
リ（ＲＯＭ１〜ＲＯＭＮ）にはあらかじめ互いに１／
（ｆ・Ｎ）だけ位相のずれた信号を書き込んであるの
で、その出力のキャリア信号も互いに位相のずれた信号
となる。そこで、第１相のキャリア信号ｃ1から１／
（ｆ・Ｎ）だけ遅れた信号をｃ2 、さらに１／（ｆ・
Ｎ）だけ遅れた信号をｃ3 、さらに１／（ｆ・Ｎ）だけ
遅れた信号をｃ4 とすると、ｃ1 ，ｃ2 ，ｃ3 ，・・・
ｃN はそれぞれ第１相、第２相、第３相、・・・、第Ｎ
相の順に対応する必要はなく、適宜配分してもその効果
は変わらない。
【００２０】以上の説明は、各インバータの正側、負側
が同じキャリア信号によって動作するＰＷＭ制御法に適
用した場合（図９参照）について述べたものである。図
１０のＰＷＭ制御法、すなわち正側のキャリア信号の反
転信号を負側のキャリア信号とした場合には、出力電圧
パルスの周期が前者の半分になる事からキャリア信号の
位相ずれを互いに１／（２・ｆ・Ｎ）にすればよいこと
は明らかである。
が同じキャリア信号によって動作するＰＷＭ制御法に適
用した場合（図９参照）について述べたものである。図
１０のＰＷＭ制御法、すなわち正側のキャリア信号の反
転信号を負側のキャリア信号とした場合には、出力電圧
パルスの周期が前者の半分になる事からキャリア信号の
位相ずれを互いに１／（２・ｆ・Ｎ）にすればよいこと
は明らかである。
【００２１】また、全ての相のキャリア信号の位相を変
えなくても、いくつかのグループに分けて配分すること
によっても上記実施例と同様の効果がある。例えば、モ
ータ相数の約数をＭとすると、それぞれキャリア周波数
の周期Ｔの１／Ｍずつの位相差をもったＭ種類のキャリ
アを作り、それぞれを同じ数の相に適宜分配すればよ
い。一例として図５に示すようにモータ相数を９相と
し、その約数である３種類のキャリア（それぞれ１／３
・Ｔだけ位相差をもつ）を作り、これを９相の電流制御
器の分配する場合を図５（ａ）または（ｂ）に示した。
この場合にも図１０のＰＷＭ制御法、すなわち正側のキ
ャリア信号の反転信号を負側のキャリア信号とした場合
には位相差をＴ／（２・Ｍ）とすればよいことは明らか
である。
えなくても、いくつかのグループに分けて配分すること
によっても上記実施例と同様の効果がある。例えば、モ
ータ相数の約数をＭとすると、それぞれキャリア周波数
の周期Ｔの１／Ｍずつの位相差をもったＭ種類のキャリ
アを作り、それぞれを同じ数の相に適宜分配すればよ
い。一例として図５に示すようにモータ相数を９相と
し、その約数である３種類のキャリア（それぞれ１／３
・Ｔだけ位相差をもつ）を作り、これを９相の電流制御
器の分配する場合を図５（ａ）または（ｂ）に示した。
この場合にも図１０のＰＷＭ制御法、すなわち正側のキ
ャリア信号の反転信号を負側のキャリア信号とした場合
には位相差をＴ／（２・Ｍ）とすればよいことは明らか
である。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によるイン
バータのＰＷＭ制御方法は、全インバータ出力電力の脈
動を小さくすることによって、コンデンサとモータのイ
ンダクタンスの間でやり取りするエネルギーを小さく
し、その結果、ＰＷＭ制御に基づく騒音を小さくするこ
とができ、同時にコンデンサ容量が小さくすむインバー
タを提供することができる。
バータのＰＷＭ制御方法は、全インバータ出力電力の脈
動を小さくすることによって、コンデンサとモータのイ
ンダクタンスの間でやり取りするエネルギーを小さく
し、その結果、ＰＷＭ制御に基づく騒音を小さくするこ
とができ、同時にコンデンサ容量が小さくすむインバー
タを提供することができる。
【図１】本発明の一実施例に係るＰＷＭ制御方法を適用
した多相モータの構成図。
した多相モータの構成図。
【図２】図１のキャリア発生器の構成図。
【図３】ＰＷＭ制御したときのキャリアと出力電圧の位
相関係を説明するための波形図。
相関係を説明するための波形図。
【図４】本発明を適用した場合と従来例との出力電力を
比較した波形図。
比較した波形図。
【図５】本発明の他の実施例におけるキャリア信号の配
分例を示す構成図。
分例を示す構成図。
【図６】従来の多相モータの構成図。
【図７】図６の多相モータの速度制御のブロック構成
図。
図。
【図８】図７の多相モータの１相分の電流制御装置のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図９】従来のＰＷＭ制御装置の動作を説明するための
波形図。
波形図。
【図１０】従来の他のＰＷＭ制御方法を適用したＰＷＭ
制御装置の動作を説明するための波形図。
制御装置の動作を説明するための波形図。
１…速度検出器、２…速度制御器、３…多相モータ、４
…ロータリーエンコーダ、５…ＤＣリンクコンデンサ、
６1 ，６2 ，６3 ，６N …第１、第２、第３、第Ｎ相の
電流制御器、７…コンバータまたはバッテリ、８1 ，８
2 ，８3 ，８N…第１、第２、第３、第Ｎ相の（インバ
ータ＋コイル）、９…インバータ、１０…ＰＷＭ用キャ
リア発生器、１１…多相モータ電機子コイル、１２…乗
算器、１３…電流パターン、１４…電流検出器、１５…
電流制御器、１６…ＰＷＭ装置、１７…インバータ点弧
回路、１８…発振器、１９…カウンタ、２０1 …第１相
読みだし専用メモリ、２０2 …第２相読みだし専用メモ
リ、２０3 …第３相読みだし専用メモリ、２０N …第ｎ
相読みだし専用メモリ、ｖ0 …速度指令、ｖ1 …速度信
号、ｉW0…電流振幅指令、ｐ1 …位置信号、ｃ0 …ＰＷ
Ｍ用キャリア信号、ｃ1 …第１相キャリア信号、ｃ2 第
２相キャリア信号、ｃ3 第３相キャリア信号、ｃN 第Ｎ
相キャリア信号、ｉ0 …電流指令、ｉPA…電流パター
ン、ｉ1 …電流信号、ｖ0 …電圧指令。
…ロータリーエンコーダ、５…ＤＣリンクコンデンサ、
６1 ，６2 ，６3 ，６N …第１、第２、第３、第Ｎ相の
電流制御器、７…コンバータまたはバッテリ、８1 ，８
2 ，８3 ，８N…第１、第２、第３、第Ｎ相の（インバ
ータ＋コイル）、９…インバータ、１０…ＰＷＭ用キャ
リア発生器、１１…多相モータ電機子コイル、１２…乗
算器、１３…電流パターン、１４…電流検出器、１５…
電流制御器、１６…ＰＷＭ装置、１７…インバータ点弧
回路、１８…発振器、１９…カウンタ、２０1 …第１相
読みだし専用メモリ、２０2 …第２相読みだし専用メモ
リ、２０3 …第３相読みだし専用メモリ、２０N …第ｎ
相読みだし専用メモリ、ｖ0 …速度指令、ｖ1 …速度信
号、ｉW0…電流振幅指令、ｐ1 …位置信号、ｃ0 …ＰＷ
Ｍ用キャリア信号、ｃ1 …第１相キャリア信号、ｃ2 第
２相キャリア信号、ｃ3 第３相キャリア信号、ｃN 第Ｎ
相キャリア信号、ｉ0 …電流指令、ｉPA…電流パター
ン、ｉ1 …電流信号、ｖ0 …電圧指令。
Claims (4)
- 【請求項１】 多相モータの電機子電流を各相のインバ
ータによってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバー
タの制御方法において、前記インバータのキャリア信号
の周波数をｆとしたとき、各相のキャリア信号の位相を
相毎に１／（相×ｆ）だけずらすことを特徴とするＰＷ
Ｍインバータの制御方法。 - 【請求項２】 多相モータの電機子電流を各相のインバ
ータによってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバー
タの制御方法において、前記各相インバータの正側と負
側のキャリア信号の位相を１８０°ずらし、さらに前記
各相のキャリア信号の位相を相毎に１／（２×相数×
ｆ）だけずらすことを特徴とするＰＷＭインバータの制
御方法。 - 【請求項３】 多相モータの電機子電流を各相のインバ
ータによってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバー
タの制御方法において、相数の約数をＭとするとき、互
いに１／（Ｍ×ｆ）だけ位相のずれたキャリア信号を作
り、各相に配分して制御することを特徴とするＰＷＭイ
ンバータの制御方法。 - 【請求項４】 多相モータの電機子電流を各相のインバ
ータによってパルス巾変調して制御するＰＷＭインバー
タの制御方法において、前記各相インバータの正側と負
側のキャリア信号の位相を１８０°ずらし、さらに相数
の約数をＭとするとき、互いに１／（２×Ｍ×ｆ）だけ
位相のずれたキャリア信号を作り、各相に配分して制御
することを特徴とするＰＷＭインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7041916A JPH08242587A (ja) | 1995-03-01 | 1995-03-01 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7041916A JPH08242587A (ja) | 1995-03-01 | 1995-03-01 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08242587A true JPH08242587A (ja) | 1996-09-17 |
Family
ID=12621588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7041916A Pending JPH08242587A (ja) | 1995-03-01 | 1995-03-01 | Ｐｗｍインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08242587A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1995
- 1995-03-01 JP JP7041916A patent/JPH08242587A/ja active Pending
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