CN108093675A - 马达驱动装置、使用马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调装置 - Google Patents

Abstract

具备：逆变器(2)，将来自直流电源(1)的直流电压变换为交流电压，并且将交流电压施加到对负载进行旋转驱动的马达(3)；直流电压检测部(7)，检测直流电源(1)的电压；分流电阻，是检测在逆变器(2)中流过的电流的电流检测部8；以及逆变器控制部(4)，根据直流电压检测部(7)的检测电压以及分流电阻检测到的电流，生成驱动逆变器(2)的开关元件(5a～5f)的PWM信号，并且将用于PWM信号的生成的载波信号的相位和交流电压的相位设定为特定的相位差，且以按照PWM信号的频率相对于交流电压的频率为3的整数倍的关系同步的方式控制逆变器(2)。

Description

马达驱动装置、使用马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调 装置

技术领域

本发明涉及驱动马达的马达驱动装置、使用该马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调装置。

背景技术

作为检测在三相负载中流过的各相电流的手法，有使用分流电阻的手法。作为设置有分流电阻的结构，有设置检测直流电源与逆变器装置之间的电流的电源分流电阻的结构(以下，将该结构称为“1分流电流检测方式”)。在该情况下，根据逆变器输出电压的状态、即逆变器开关元件的导通或者截止的状态，在电源分流电阻中流过的负载电流相发生改变，所以通过根据逆变器开关元件的导通或者截止的状态来检测电源分流电阻处的电压下降，能够检测负载电流。

另一方面，在1分流电流检测方式中，存在难以根据逆变器输出电压相位检测2相的电流的课题。作为该课题解决手段公开了例如以下两件现有文献。

此外，下述非专利文献1是与嵌入磁铁同步马达有关的公知文献。关于非专利文献1，在“具体实施方式”的说明中有所提及。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-189670号公报

专利文献2：日本特开2011-4538号公报

非专利文献

非专利文献1：埋込磁石同期モータの設計と制御(嵌入磁铁同步马达的设计与控制)平成13年10月25日发行、欧姆(オーム)公司

发明内容

根据专利文献1，在进行电流检测的期间校正PWM信号，以避免占空比值发生变化。然而，在该手法中，与原来的校正逆变器输出电压的手法相同，所以例如在马达负载的情况下有可能会产生振动以及噪音。

另外，根据专利文献2，在仅对1相进行电流检测的情况下，将极性与检测到的1相的相电流相反且二分之一的值的电流值用作其它2相的电流值。在该情况下，由于在控制上填补不可检测相电流，所以在实际的相电流与控制上的相电流之间产生差异，例如在三相马达的无位置传感器控制时，在位置推测结果中产生误差，有可能会招致振动以及噪音的产生及控制不稳定。

本发明的目的在于提供无需校正逆变器输出电压就能够进行2相的电流检测的马达驱动装置及使用马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调装置。

为了解决上述课题并达到目的，本发明的马达驱动装置具备：逆变器，将来自直流电源的直流电压变换为交流电压，并且将交流电压施加到对负载进行旋转驱动的马达；直流电压检测部，检测直流电源的电压；以及电流检测部，检测在逆变器中流过的电流。逆变器的开关元件被PWM信号驱动。根据直流电压检测部检测到的电压的信息以及电流检测部检测到的电流的信息而生成PWM信号。用于PWM信号的生成的载波信号的相位与交流电压的相位的相位差被设定为特定的相位差，PWM信号的频率与交流电压的频率同步，且PWM信号的频率为交流电压的频率的3的整数倍。

根据本发明，起到不论逆变器输出电压的相位如何都能够进行至少2相的电流检测这样的效果。

附图说明

图1是示出本实施方式中的马达驱动装置的结构的电路图。

图2是示出本实施方式中的马达控制部的结构的框图。

图3是用于说明本实施方式中的马达控制部的动作的波形图。

图4是示出本实施方式中的同步PWM控制部的结构的框图。

图5是示出空间矢量调制方式中的各相上支路的开关元件的状态与逆变器输出电压矢量的关系的示意图。

图6是示出逆变器输出电压矢量的定义的图表。

图7是示出被施加实际矢量V1(100)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图8是示出被施加实际矢量V2(010)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图9是示出被施加实际矢量V3(001)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图10是示出被施加实际矢量V4(110)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图11是示出被施加实际矢量V5(011)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图12是示出被施加实际矢量V6(101)的情况下的在逆变器的主要部分流过的电流的电路图。

图13是示出矢量旋转角θe为0°≤θe<60°时的矢量序列与电流检测部的输出Idc的关系的波形图。

图14是示出矢量旋转角θe为θe≈0°时的矢量序列与电流检测部的输出Idc的关系的波形图。

图15是示出同步PWM控制中的电压指令与载波的关系的波形图。

图16是示出以9个脉冲进行动作时的载波、电压指令、PWM信号以及施加于马达的线间电压的动作波形的波形图。

图17是示出以9个脉冲进行动作时的载波与矢量旋转角θe的关系的波形图。

图18是示出在矢量旋转角θe中设定有相位差的情况下的载波与矢量旋转角θe的关系的波形图。

图19是在载波与电压指令之间设定有相位差的情况下的载波以及电压指令的波形图。

图20是示出矢量旋转角θe为0°≤θe<60°且逆变器调制系数低的情况下的矢量序列与电流检测部的输出Idc的关系的图。

图21是在各相下支路的开关元件的负极电位侧设置有3个分流电阻的3分流电流检测方式的电路图。

图22是将本实施方式的马达驱动装置应用于热泵装置的情况下的概略结构图。

图23是本实施方式的热泵装置的回路结构图。

图24是关于图23所示的热泵装置的制冷剂的状态的莫里尔图。

附图标记说明

1：直流电源；2：逆变器；3：马达；4：逆变器控制部；5a～5f：开关元件；6a～6f：二极管；7：直流电压检测部；8：电流检测部；9：马达控制部；10：同步PWM控制部；11：电流复原部；12：三相/二相变换部；13：位置以及速度推测部；14：速度控制部；15：电流控制部；16：电压指令运算部；17：载波生成部；18：载波比较部；30：马达驱动装置；50：压缩机构；51：压缩机；52、57：热交换器；53、56、61：膨胀机构；54：接收器；55：内部热交换器；58：主制冷剂回路；59：四通阀；60：风扇；62：注入回路；63：水回路；100：热泵装置。

具体实施方式

首先，说明本实施方式中的马达驱动装置的基本的结构以及动作。图1是示出本实施方式中的马达驱动装置30的结构的电路图。如图1所示，本实施方式中的马达驱动装置30是将交流电力供给到作为交流马达的马达3来驱动马达3的装置，构成为具备：直流电源1，是直流电力的供给源；逆变器2，将直流变换为交流，对马达3施加交流电压；以及逆变器控制部4，控制逆变器2。

在图1所示的马达驱动装置30中，逆变器2构成为具有开关元件5a～5f以及与开关元件5a～5f并联连接的二极管6a～6f。针对逆变器2设置有检测直流电源1的电压的直流电压检测部7以及检测在逆变器2中流过的电流的电流检测部8。逆变器控制部4根据作为直流电压检测部7检测到的电压信息的电压Vdc以及作为电流检测部8检测到的电流信息的电流Idc，生成脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：以下记载为“PWM”)信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。逆变器控制部4将所生成的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN输出到逆变器2来驱动开关元件5a～5f。被PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN控制的逆变器2将被指示的交流电压施加到马达3。

此外，直流电源1即使是利用二极管桥等对交流电源进行整流进而使其变平滑而生成的直流电源也没有问题，即使使用太阳能电池、电池组件等所代表的直流电源也没有任何问题。

另外，电流检测部8设置于逆变器2的输入侧，但既可以设置于逆变器2与马达3之间，检测在马达3的各相即U相、V相以及W相(以下，根据需要记载为“UVW相”)中流过的电流Iu、Iv、Iw，也可以设置于开关元件5d～5f的负极侧来检测在马达3的各相中流过的电流Iu、Iv、Iw。即，只要能够检测在马达3的各相中流过的电流Iu、Iv、Iw，可以使用任意的手段或者手法。

返回到图1，逆变器控制部4构成为具有：马达控制部9，根据直流电压检测部7检测到的电压Vdc以及电流检测部8检测到的电流Idc来运算电压指令Vu*、Vv*、Vw*以及该电压指令Vu*、Vv*、Vw*的相位角(以下，根据需要称为“电压相位”)θv；以及同步PWM控制部10，使用电压指令Vu*、Vv*、Vw*以及电压相位θv，生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。以下，说明马达控制部9以及同步PWM控制部10的结构以及动作。

图2是示出本实施方式中的马达控制部9的结构的框图，图3是用于说明本实施方式中的马达控制部9的动作的波形图。

在图2中，电流复原部11根据电流检测部8的输出Idc的信息复原在马达3中流过的相电流Iu、Iv、Iw。此外，在直接检测到在马达3中流过的相电流Iu、Iv、Iw的情况下不需要由电流复原部11进行的复原。

三相/二相变换部12根据复原出的Iu、Iv、Iw以及马达3的转子磁极位置θ，利用坐标变换来生成dq坐标轴上的电流Id、Iq、即d轴坐标上的d轴电流以及q轴坐标上的q轴电流，输出到位置以及速度推测部13及电流控制部15。此外，转子磁极位置θ由位置以及速度推测部13生成。

位置以及速度推测部13根据电流Id、Iq以及电压指令Vd*、Vq*生成马达的速度推测值ω并输出到速度控制部14。此外，电压指令Vd*、Vq*由电流控制部15生成。

速度控制部14根据速度指令值ω*以及速度推测值ω，计算速度推测值ω与速度指令值ω*一致的q轴电流指令Iq*，输出到电流控制部15。

电流控制部15生成d轴电流Id与d轴电流指令Id*一致的d轴电压指令Vd*以及q轴电流Iq与q轴电流指令Iq*一致的q轴电压指令Vq*，输出到电压指令运算部16。

电压指令运算部16根据直流电压检测部7检测到的电压Vdc、d轴电压指令Vd*、q轴电压指令Vq*以及转子磁极位置θ，生成UVW相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*、即U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*以及电压相位θv，输出到同步PWM控制部10。此外，关于马达控制部9，如上述非专利文献1所记载那样是公知的，省略在此的详细的说明。另外，只要是能够驱动马达3的控制技术，则任意的手法都没有问题，这是不言而喻的。

在图3的上段部分示出电压指令运算部16生成的UVW相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*的一个例子。由同步PWM控制部10比较用三角波表示的载波信号(省去信号，还被称为“载波”)和电压指令Vu*、Vv*、Vw*，生成下段部分所示的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。此外，关于生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的具体的手法将在后面叙述。另外，在图3的例子中，将U相电压指令Vu*下降的过零点设为电压相位θv＝0的基准点，但并不限于此，即使将任意的点设为θv＝0的基准点都没有任何问题。

图4是示出本实施方式中的同步PWM控制部10的结构的框图。如图4所示，同步PWM控制部10构成为具备载波生成部17以及载波比较部18。载波生成部17根据电压相位θv生成载波。载波比较部18根据载波信号以及电压指令Vu*、Vv*、Vw*生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。

接下来，说明生成基于PWM调制的各相开关元件的驱动信号的空间矢量调制方式。图5是示出空间矢量调制方式中的各相上支路的开关元件5a、5b、5c的导通或者截止的状态与逆变器输出电压矢量的关系的示意图，图6是示出逆变器输出电压矢量的定义的图表。在图5以及图6中，将各相上支路的开关元件5a、5b、5c为导通状态的情况记载为“1”，将为截止状态的情况记载为“0”。此外，逆变器输出电压矢量是指用空间矢量调制方式中的矢量空间(使用后述实际矢量表示的矢量空间)表示施加到逆变器2的输出电压时的矢量。

如图5所示，作为各相上支路的开关元件的导通状态、截止状态，存在作为导通状态的“1”以及作为截止状态的“0”这两种。在此，当与各相上支路的开关元件5a、5b、5c的导通状态以及截止状态的组合对应地以(“U相上支路的开关元件5a的状态”、“V相上支路的开关元件5b的状态”、“W相上支路的开关元件5c的状态”)的形式表示逆变器输出电压矢量时，逆变器输出电压矢量存在V0(000)、V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)、V7(111)这样的8种。将这些逆变器输出电压矢量中的不具有大小的V0(000)以及V7(111)称为零矢量，将除了它们以外的大小相等且相互具有60°的相位差的V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)称为实际矢量。

逆变器控制部4通过任意的组合来合成这些各零矢量V0、V7、以及各实际矢量V1～V6，适当地生成基于与各相支路开关元件对应的3相PWM电压的驱动信号(以下，根据需要称为“PWM信号”)。

接下来，说明本实施方式的马达驱动装置30中的各相电流Iu、Iv、Iw的运算手法。

图7是示出在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V1(100)的情况下在逆变器2的主要部分中流过的电流的图。在图7所示的例子中，将从逆变器2向马达3流动的电流设为正，将从马达3向逆变器2流动的电流设为负。此外，在以下的各图所示的例子中，也采用与图7同样的记载。

如图7所示，在被施加实际矢量V1(100)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由U相上支路的开关元件5a向马达3的U相电流Iu，从马达3经由V相下支路的开关元件5e、电流检测部8向直流电源1的负电压侧流过V相电流Iv，流过经由W相下支路的开关元件5f、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的W相电流Iw。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(1)那样。

Idc＝－(Iv+Iw)＝Iu……(1)

也就是说，能够在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V1(100)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测U相马达电流Iu。

图8是示出在作为逆变器的输出电压矢量而被施加实际矢量V2(010)的情况下在逆变器2的主要部分中流过的电流的图。

如图8所示，在被施加实际矢量V2(010)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由V相上支路的开关元件5b向马达3的V相电流Iv，流过从马达3经由U相下支路的开关元件5d、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的U相电流Iu，流过经由W相下支路的开关元件5f、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的W相电流Iw。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(2)那样。

Idc＝－(Iu+Iw)＝Iv……(2)

也就是说，能够在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V2(010)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测V相马达电流Iv。

图9是示出在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V3(001)的情况下在逆变器2的主要部分中流过的电流的图。

如图9所示，在被施加实际矢量V3(001)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由W相上支路的开关元件5c向马达3的W相电流Iw，流过从马达3经由U相下支路的开关元件5d、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的U相电流Iu，流过经由V相下支路的开关元件5e、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的V相电流Iv。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(3)那样。

Idc＝－(Iu+Iv)＝Iw……(3)

也就是说，能够在作为逆变器2的输出电压矢量而被施加实际矢量V3(001)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测W相马达电流Iw。

图10是示出在作为逆变器的输出电压矢量而被施加实际矢量V4(110)的情况下在逆变器2的主要部分中流过的电流的图。

如图10所示，在被施加实际矢量V4(110)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由U相上支路的开关元件5a向马达3的U相电流Iu，流过经由V相上支路的开关元件5b向马达3的V相电流Iv，流过从马达3经由W相下支路的开关元件5f、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的W相电流Iw。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(4)那样。

Idc＝Iu+Iv＝－Iw……(4)

也就是说，能够在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V4(110)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测W相马达电流Iw。

图11是示出在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V5(011)的情况下在逆变器2的主要部分中流过的电流的图。

如图11所示，在被施加实际矢量V5(011)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由V相上支路的开关元件5b向马达3的V相电流Iv，流过经由W相上支路的开关元件5c向马达3的W相电流Iw，流过从马达3经由U相下支路的开关元件5d、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的U相电流Iu。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(5)那样。

Idc＝Iv+Iw＝－Iu……(5)

也就是说，能够在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V5(011)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测U相马达电流Iu。

图12是示出在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V6(101)的情况下在逆变器2的主要部分流过的电流的图。

如图12所示，在被施加实际矢量V6(101)的情况下，流过从直流电源1的正电压侧经由U相上支路的开关元件5a向马达3的U相电流Iu，流过经由W相上支路的开关元件5c向马达3的W相电流Iw，流过从马达3经由V相下支路的开关元件5e、电流检测部8向直流电源1的负电压侧的V相电流Iv。此时，电流检测部8的输出Idc与马达电流的关系成为如式(6)那样。

Idc＝Iu+Iw＝－Iv……(6)

也就是说，能够在作为逆变器输出电压矢量而被施加实际矢量V6(101)的情况下，利用电流检测部8的输出Idc来检测W相马达电流Iw。

利用以上，在本实施方式的马达驱动装置30中，能够在实际矢量V1～V6中利用电流检测部8的输出Idc来检测各相马达电流。但是，在零矢量V0(000)、V7(111)中，在电流检测部8中不流过电流，所以无法检测各相马达电流。

接下来，说明逆变器输出电压矢量的旋转角θe与1分流电流检测方式中的电流检测相的关系。图13是示出逆变器输出电压矢量旋转角θe为0°≤θe<60°时的逆变器输出电压矢量的输出序列(以下称为“矢量序列”)与电流检测部8的输出Idc的关系的波形图。在此，逆变器输出电压矢量的旋转角θe是以载波的波谷(底部)或者波峰(顶部)为基准时的相位角。以下，将“逆变器输出电压矢量的旋转角”简记为“矢量旋转角”。

还如图5所示，在矢量旋转角θe处于0°≤θe<60°的范围时，成为位于实际矢量V1(100)与实际矢量V4(110)之间的矢量。此外，在此处以及以下说明中，如图5所示，以实际矢量V1(100)为基准，但也可以将基准矢量变更为其它实际矢量。

在图13中，按照V0(000)→V1(100)→V4(110)→V7(111)→V4(110)→V1(100)→V0(000)的顺序对逆变器2施加电压。

在此，在逆变器2的开关周期Tc之中，变更V0(000)、V7(111)、V1(100)、V4(110)的输出时间分配，从而生成等效的逆变器输出电压矢量。此外，在图13中，设想了三相调制方式，但也可以是二相调制。另外，如前所述，在逆变器输出电压为实际矢量时，即，在图13的例子中，在为V1(100)以及V4(110)时，能够利用电流检测部8的输出Idc来检测各相马达电流。

另一方面，在刚刚进行逆变器输出电压的切换之后，由于马达3的电感分量、基板图案的寄生电感分量(以下称为“布线阻抗等”)的影响，在电流波形中产生如图13所示的振荡。因此，无法凭借在振荡的产生期间检测到的Idc复原原来的各相马达电流的可能性大。因而，采用设置某个一定期间的禁止带且在电流波形稳定的定时检测Idc的手法的情形较多。在图13中，是将阴影所示的部分设为电流检测范围的例子，利用在该期间检测到的输出Idc复原马达电流。

图14是示出矢量旋转角θe为θe≈0°时的矢量序列与电流检测部8的输出Idc的关系的图。在θe≈0°时，参照图5可明确，逆变器输出电压矢量v*与实际矢量V1(100)接近。因此，逆变器输出电压的图案的实际矢量V1(100)为支配地位，实际矢量V4(110)狭小化。进而，在θe＝0°的情况下，实际矢量V4(110)消失。因而，在θe＝0°的情况下，即使是没有布线阻抗等所引起的振荡的理想的状态，凭借电流检测部8的输出Idc也仅能够复原U相马达电流Iu。在这样的情况下，招致利用图2所示的位置以及速度推测部13得到的推测误差增大，控制性有可能会恶化。

在图14中，以θe＝0°的情况为代表例进行了说明，在逆变器输出电压矢量v*与实际矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)重叠的情况、即矢量旋转角θe为下式(7)的情况下，产生仅能够复原某1相的马达电流这样的课题。

θe＝60×n(n为满足n＝0、1、…、5的整数)……(7)

以上，说明了本实施方式中的马达驱动装置的基本的结构以及动作，并且说明了1分流电流检测方式中的课题。接下来，说明本课题的解决手法。本手法是利用了同步PWM控制的手法。

图15是示出同步PWM控制中的电压指令Vu*与载波的关系的波形图。在图15中，示出了取电压相位θv为横轴，在纵轴从下起以同步3个脉冲、同步6个脉冲、同步9个脉冲进行控制时的载波的波形以及电压指令Vu*的波形。

在同步PWM控制的情况下生成的载波如图15所示与电压相位θv同步。即，载波生成部17生成与电压相位θv同步的载波。此时，载波比较部18比较载波和电压指令Vu*的大小，输出“高”或者“低”的PWM信号。此外，PWM信号的一个例子如图3的下段部分所示。

同步PWM控制部10控制成三角波的载波的频率相对于U相的电压指令Vu*的频率例如为3倍、6倍、9倍的关系。当使载波的频率变化为3倍、6倍、9倍时，生成载波的半周期中所包含的脉冲数分别为3个脉冲、6个脉冲、9个脉冲的PWM信号。载波与电压相位θv同步，所以这些脉冲被称为“同步3个脉冲”、“同步6个脉冲”、“同步9个脉冲”。此外，在图5中，虽然未图示，但还能够将载波频率设定为比9倍高的频率，即将PWM信号的频率控制成交流电压的频率的3n倍(n为整数)的关系。但是，针对电压指令Vu*的1个周期，PWM信号的脉冲数增加，所以输出电压的精度提高，另一方面，开关元件5a～5f的开关次数增加。即，载波频率的增大导致开关损耗的增加，载波频率的增大与开关损耗的增加处于折衷的关系。

图16是示出以9个脉冲进行动作时的载波、电压指令Vu*、Vv*、Vw*、PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN以及施加于马达3的线间电压Vuv、Vvw、Vwu的动作波形的波形图。此外，在图16中，设想使用了在实际地构成逆变器控制部4时使用的微型计算机(以下，简记为“微机”)的情况下的动作。因此，在图3中，电压指令Vu*连续地进行动作，相对于此，在图16中在载波的波峰(顶部)和波谷(底部)的定时进行控制，所以以使电压指令Vu*离散地变化的方式进行动作。

另外，在图16(a)所示的波形中，被设定成在电压指令Vu*的1个周期中容纳9个周期的载波。比较载波与电压指令Vu*的大小关系，例如在电压指令Vu*比载波高的情况下PWM信号UP输出高，在低的情况下输出低。另外，PWM信号UN被控制成与PWM信号UP相反的关系。同样地，比较载波与电压指令Vv*以及Vw*的每一个电压指令的大小关系，根据比较结果，生成如图16(b)所示的PWM信号VP、WP、VN、WN。利用所生成的PWM信号驱动开关元件5a～5f，如图16(c)所示的线间电压Vuv、Vvw、Vwu成为向马达3的施加电压。

另外，最近为了在马达驱动中提高输出电压，还广泛使用空间矢量调制PWM、三次高次谐波重叠PWM这样的手法。因此，在图3以及图15中，将电压指令Vu*作为正弦波处理，但在本实施方式中，在图16(a)中如实线、虚线以及单点划线所示，形成为依照空间矢量调制PWM以及三次高次谐波重叠PWM的电压指令Vu*、Vv*、Vw*的波形。参照图16(b)以及图16(c)的波形可知，生成与图3的下段部分的波形等同的波形，即使使用离散地变化的电压指令来生成电压指令Vu*、Vv*、Vw*，也没有任何问题，这是显然的。

图17是示出以9个脉冲进行动作时的载波与矢量旋转角θe的关系的波形图。在图17中，设想基于使用了微机的离散数据的数字控制，进行与载波的波峰以及波谷同步的马达控制运算，所以矢量旋转角θe在载波的波峰和波谷处被更新。另外，在图17中，以载波的波谷为控制上的基准，矢量旋转角θe相对于载波的相位差设为0，进而，载波与逆变器输出电压矢量v*同步。此外，在图17中，设想了载波的周期为9倍的情况，但并不限定于9倍，只要是3倍、6倍、9倍、……、这样的3的整数倍即可。

在此，某个控制次数j(0≤j<17)下的矢量旋转角θe[j]能够由式(8)表示。

θe[j]＝360×j/18……(8)

在式(8)中，在j＝3、6、9、12、15时，矢量旋转角θe[j]为满足式(7)的值。因而，在j＝3、6、9、12、15时，仅能够检测1相的马达电流。

此前的说明是设想了载波的周期相对于逆变器输出电压矢量v*旋转一周的周期为9倍的情况的说明，但以下说明使条件一般化的情况。

在相对于逆变器输出电压矢量v*旋转一周的周期将载波周期设为N倍(N＝3(k+1)，k＝0、1、2、……)的情况下，某个控制次数j(j以0≤j≤m－1的整数进行循环，m为在电压指令矢量的旋转一周周期中执行的控制次数，满足1≤m≤N)下的矢量旋转角θe[j]由式(9)表示。

θe[j]＝360×j/m＝60×(6×j)/m……(9)

根据式(8)，在(j/m)为(x/6)(x为x＝0～5的整数)时，θe[j]满足上述式(7)，所以仅能够检测1相的马达电流。

在以上的说明中，说明了在同步PWM控制中在以载波的波谷为基准的矢量旋转角θe中没有初始的相位差的情况。接下来，说明在以载波的波谷为基准的矢量旋转角θe中设定有θo的相位差的情况。图18是示出在矢量旋转角θe中设定有相位差的情况下的载波与矢量旋转角θe的关系的波形图。此外，在图18中，与图17同样地，例示出载波的周期相对于逆变器输出电压矢量v*旋转一周的周期为9倍的情况，但无需是9倍，只要是3的整数倍即可。

当在矢量旋转角θe中设定有θo的相位差的情况下，某个控制次数j(0≤j<17)下的矢量旋转角θe[j]能够由式(10)表示。

θe[j]＝360×j/18

＝60×{(6×j/18)+(θo/60)}……(10)

在式(10)中，将θo设为适当的值，从而矢量旋转角θe[j]不满足式(7)。此外，适当的值是指上述式(10)的θe[j]相对于任意的j都不满足上述式(7)的值。在此，只要至少处于右边的第2项的(θo/60)不为整数，即只要相位差θo不是60的整数倍，就不会满足上述式(7)。

上述式(10)是载波的周期相对于逆变器输出电压矢量v*旋转一周的周期为9倍的情况下的式子，但以下示出在具有相位差θo的情况下也使条件一般化的情况下的式子。下述式(11)是表示在相对于逆变器输出电压矢量v*旋转一周的周期将载波的周期设为N倍(N＝3(k+1)，k＝0、1、2、……)的情况下某个控制次数j(j以0≤j≤m－1的整数进行循环，m为在电压指令矢量的旋转一周周期中执行的控制次数，满足1≤m≤N)下的矢量旋转角θe[j]的式子。

θe[j]＝360×j/m+θo

＝60×{(6×j/m)+(θo/60)}……(11)

根据式(11)，在一般化的情况下，适当地设定相位差θo，从而也能够使矢量旋转角θe不满足式(7)。在上述式(10)时也进行了说明，只要至少处于右边的第2项的(θo/60)不是整数，即只要相位差θo不是60的整数倍，就不会满足上述式(7)。此外，相位差θo是根据与载波的关系确定的值，设定作为电压指令的相位与载波的相位的关系的特定的相位差、具体而言不满足上述式(11)的特定的相位差是重要的。此外，根据电压指令的大小以及相位决定施加于逆变器2的交流电压的振幅以及相位，所以电压指令也可以改称为施加于逆变器2的交流电压。

图19是在载波与电压指令之间设定有相位差的情况下的载波以及电压指令的波形图。如图19所示，以使电压指令的过零点从载波的波谷(底部)成为θo的相位差的方式设定电压指令，从而能够实现。

根据以上，使用同步PWM控制来适当地控制载波与电压指令的相位差，从而在1分流电流检测方式中，也能够检测至少2相的电流，能够抑制1分流电流检测方式中的电流检测制约所导致的控制性的恶化。此外，在实际的马达驱动装置中，有如先前所述的振荡的影响所导致的检测不灵敏区，另外，还有电流检测部8自身的延迟时间，所以难以在所有的控制定时检测至少2相的马达电流，但只要使用本实施方式的手法，则能够扩大能够检测至少2相的马达电流的矢量旋转角θe的范围，所以在实际的马达驱动装置中，说是极为有效的手法也不为过。

到此为止，说明了矢量旋转角θe与1分流电流检测方式的关系。接下来，说明逆变器输出电压矢量与逆变器调制系数Vk的关系。

图20是示出矢量旋转角θe为0°≤θe<60°且逆变器调制系数低的情况下的矢量序列与电流检测部8的输出Idc的关系的图。从图20与图13的比较可理解，在调制系数Vk低的情况下，零矢量V0(000)或者V7(111)的输出时间比实际矢量V1(100)或者V4(110)长。如先前所说明那样，在1分流电流检测方式中，仅能够利用实际矢量检测各相马达电流。因而，在调制系数Vk低且实际矢量的输出时间不得不变短的情况下，难以进行马达电流的检测。特别在基于振荡对策的电流检测禁止区间宽时、或者电流检测部8的检测延迟时间长时，该趋势变得显著。另一方面，只要应用本实施方式的手法，则向增长电流检测区间的方向作用，所以即使在调制系数Vk低的范围，也是极为有效的手段。

到此为止，说明了在载波与电压指令之间设定θo的相位差而进行同步PWM控制，但当进行同步PWM控制时，还存在在向马达3的施加电压与载波之间产生作为误差的相位差的情况，但即使在这样的情况下，此前说明的本实施方式的控制手法创造的效果也是有效的。

另外，此前以1分流电流检测方式为基准进行了说明，但根据开关元件的驱动状态来切换能够检测的负载电流相的其它电流检测方式也是有效的。例如，图21是在各相下支路的开关元件5d、5e、5f中的直流电源1的负电位侧设置有分流电阻8a、8b、8c的3分流电流检测方式的电路图。即使是3分流电流检测方式，也需要考虑如先前所述的振荡所导致的影响以及电流检测部8的检测延迟时间，能够得到同样的效果。此外，在图21中，具备3个分流电阻，但也可以是设置于UVW相中的至少2相的结构，能够享受本实施方式的控制手法创造的效果。

接下来，说明本实施方式的马达驱动装置30的应用例。图22是将本实施方式的马达驱动装置应用于热泵装置的情况下的概略结构图。在图22所示的热泵装置100中，构成为由配管依次连接具有马达3以及压缩机构50的压缩机51、四通阀59、热交换器52、膨胀机构61以及热交换器57。以下，更详细地说明热泵装置100。

图23是本实施方式的热泵装置100的回路结构图，图24是关于图23所示的热泵装置100的制冷剂的状态的莫里尔图。在图24中，横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

热泵装置100由配管依次连接压缩机51、热交换器52、膨胀机构53、接收器54、内部热交换器55、膨胀机构56以及热交换器57，具备制冷剂在其中循环的主制冷剂回路58。此外，在主制冷剂回路58中，在压缩机51的排出侧设置四通阀59，能够切换制冷剂的循环方向。另外，在热交换器57的附近设置风扇60。另外，热泵装置100从接收器54与内部热交换器55之间具备由配管连接至压缩机51的注入管的注入回路62。膨胀机构61、内部热交换器55依次连接于注入回路62。

水回路63与热交换器52连接，水在该水回路63中循环。此外，热水供给器、冷却器、地板制热等的散热器等利用水的装置与水回路63连接。

首先，说明热泵装置100的制热运转时的动作。在制热运转时，四通阀59被设定在实线方向上。此外，该制热运转不仅包括在空气调节中使用的制热，还包括对水提供热而产生热水的热水供给。

在压缩机51中成为高温高压的气相制冷剂(图24的点1)从压缩机51被排出，在是冷凝器且是散热器的热交换器52中进行热交换而液化(图24的点2)。此时，利用从制冷剂散热而得到的热加热在水回路63中循环的水，用于制热及热水供给。

在热交换器52中液化的液相制冷剂在膨胀机构53中被减压，成为气液二相状态(图24的点3)。在膨胀机构53中成为气液二相状态的制冷剂在接收器54中与被吸入到压缩机51的制冷剂热交换，被冷却而液化(图24的点4)。在接收器54中液化的液相制冷剂分支到主制冷剂回路58和注入回路62而流动。

流经主制冷剂回路58的液相制冷剂与在膨胀机构61中被减压而成为气液二相状态的流经注入回路62的制冷剂在内部热交换器55中进行热交换，进一步被冷却(图24的点5)。在内部热交换器55中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构56中被减压而成为气液二相状态(图24的点6)。在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂在作为蒸发器的热交换器57中与外部气体热交换，被加热(图24的点7)。然后，在热交换器57中被加热的制冷剂在接收器54中进一步被加热(图24的点8)，被吸入到压缩机51。

另一方面，流经注入回路62的制冷剂如上所述在膨胀机构61中被减压(图24的点9)，在内部热交换器55中进行热交换(图24的点10)。在内部热交换器55中进行了热交换的气液二相状态的制冷剂(注入制冷剂)直接以气液二相状态从压缩机51的注入管流入到压缩机51内。

在压缩机51中，从主制冷剂回路58吸入的制冷剂(图24的点8)被压缩至中间压并被加热(图24的点11)。注入制冷剂(图24的点10)与被压缩至中间压并被加热的制冷剂(图24的点11)合流，温度下降(图24的点12)。然后，温度下降后的制冷剂(图24的点12)进一步被压缩、加热，成为高温高压，并被排出(图24的点1)。

此外，在不进行注入运转的情况下，使膨胀机构61的开度成为全闭。也就是说，在进行注入运转的情况下，膨胀机构61的开度比预定的开度大，但在不进行注入运转时，使膨胀机构61的开度比预定的开度小。由此，制冷剂不流入到压缩机51的注入管。在此，由微型计算机等控制部通过电子控制来控制膨胀机构61的开度。

接下来，说明热泵装置100的制冷运转时的动作。在制冷运转时，四通阀59被设定在虚线方向上。此外，该制冷运转不仅包括在空气调节中使用的制冷，还包括从水中夺取热而产生冷水、冷冻等。

在压缩机51中成为高温高压的气相制冷剂(图24的点1)从压缩机51被排出，在是冷凝器且是散热器的热交换器57中进行热交换而液化(图24的点2)。在热交换器57中液化的液相制冷剂在膨胀机构56中被减压，成为气液二相状态(图24的点3)。在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂在内部热交换器55中进行热交换，被冷却、液化(图24的点4)。在内部热交换器55中，使在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂与利用膨胀机构61使在内部热交换器55中液化的液相制冷剂减压而成为气液二相状态的制冷剂(图24的点9)进行热交换。在内部热交换器55中进行了热交换的液相制冷剂(图24的点4)分支到主制冷剂回路58和注入回路62而流动。

流经主制冷剂回路58的液相制冷剂在接收器54中与被吸入到压缩机51的制冷剂热交换，进一步被冷却(图24的点5)。在接收器54中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构53中被减压而成为气液二相状态(图24的点6)。在膨胀机构53中成为气液二相状态的制冷剂在作为蒸发器的热交换器52中进行热交换，并被加热(图24的点7)。此时，由于制冷剂吸热，在水回路63中循环的水被冷却，用于制冷、冷冻。然后，在热交换器52中被加热的制冷剂在接收器54中进一步被加热(图24的点8)，被吸入到压缩机51。

另一方面，流经注入回路62的制冷剂如上所述在膨胀机构61中被减压(图24的点9)，在内部热交换器55中进行热交换(图24的点10)。在内部热交换器55中进行了热交换的气液二相状态的制冷剂(注入制冷剂)直接以气液二相状态从压缩机51的注入管流入。压缩机51内的压缩动作与制热运转时相同。

此外，在不进行注入运转时，与制热运转时同样地，使膨胀机构61的开度成为全闭，制冷剂不流入到压缩机51的注入管。

另外，在上述说明中，设为热交换器52是如使制冷剂与在水回路63中循环的水进行热交换的板式热交换器那样的热交换器而进行了说明。热交换器52不限于此，也可以是使制冷剂与空气进行热交换的热交换器。另外，水回路63也可以不是水在其中循环的回路，而是其它流体在其中循环的回路。

以上说明的热泵装置100能够用于空气调节机、热泵热水供给机、冰箱、冷冻机等使用了逆变器压缩机的热泵装置。因此，通过将上述本实施方式的马达驱动装置30应用于热泵装置，从而在利用热泵装置的空气调节机、热泵热水供给机、冰箱以及冷冻机中能够享受上述本实施方式的效果。

此外，作为构成上述实施方式中的逆变器的开关元件以及与其并联地连接的二极管元件，一般主流是使用以硅(Si)为材料的Si系半导体，但也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽带隙(以下，记载为“WBG”)半导体。

由这样的WBG半导体形成的开关元件以及二极管元件的耐电压性高，容许电流密度也高。因此，能够使开关元件和二极管元件变小型化，通过使用这些变小型化的开关元件以及二极管元件，能够使编入有这些元件的半导体模块变小型化。

另外，由这样的WBG半导体形成的开关元件以及二极管元件的耐热性也高。因此，能够实现散热器的散热片的小型化、水冷部的空冷化，所以能够使半导体模块更加小型化。

进而，由这样的WBG半导体形成的开关元件以及二极管元件的电力损耗低。因此，能够实现开关元件和二极管元件的高效化，甚至能够实现半导体模块的高效化。

另外，能够进行更高的频率下的开关，所以能够在压缩机马达中流过更高频率的电流，能够利用基于压缩机马达的绕组阻抗增加的绕组电流降低来降低流到逆变器的电流，所以能够得到效率更高的热泵装置。进而，易于进行高频化，所以具有能够设定为可听频带以上的频率、噪音对策变容易等优点。

此外，最好是开关元件以及二极管元件这两方由WBG半导体形成，但也可以是任意一方的元件由WBG半导体形成，能够得到上述实施方式中的效果。

除了WBG半导体之外，即使使用作为高效的开关元件而已知的超结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也能够得到同样的效果。

此外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (6)

1.一种马达驱动装置，具备：

逆变器，用于马达的驱动，将直流电压变换为交流电压，并且对所述马达施加所述交流电压；

直流电压检测部，检测所述直流电压；

电流检测部，检测在所述逆变器中流过的电流；以及

逆变器控制部，接收所述直流电压检测部检测到的电压的信息以及所述电流检测部检测到的电流的信息，输出驱动所述逆变器的开关元件的PWM信号，

用于生成所述PWM信号的载波信号的相位与所述交流电压的相位的相位差被设定为不是60°的整数倍的值，

所述PWM信号的频率与所述交流电压的频率同步，且所述PWM信号的频率为所述交流电压的频率的3的整数倍。

2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，

使用分流电阻作为所述电流检测部，所述分流电阻插入于所述直流电源的负电压侧。

3.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，

所述分流电阻插入于所述逆变器的各相下支路中的至少2相的所述开关元件与所述直流电源的负电压侧之间。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，

所述开关元件中的至少一个开关元件由宽带隙半导体形成。

5.一种热泵装置，所述热泵装置搭载有权利要求1至4中的任意一项所述的马达驱动装置。

6.一种冷冻空调装置，所述冷冻空调装置搭载有权利要求1至4中的任意一项所述的马达驱动装置。