CN104412049A - 热泵装置、热泵系统、空调机和制冷机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种热泵装置，其包括：压缩机（1），其对制冷剂进行压缩；电动机（8），其驱动压缩机；绕组切换部（33），其切换电动机（8）的绕组结构；逆变器（9），其对电动机（8）施加期望的电压；以及逆变器控制部（10），其生成用于驱动逆变器（9）的PWM信号，作为运转模式其具有使压缩机（1）进行加热运转的加热运转模式和使压缩机（1）进行通常运转来压缩制冷剂的通常运转模式，并且根据运转模式来控制绕组切换部（33）的切换动作。

Description

热泵装置、热泵系统、空调机和制冷机

技术领域

本发明涉及具有压缩机的热泵装置、热泵系统、空调机和制冷机。

背景技术

现有在制热时的运转停止期间向压缩机供给高频低电压的装置(例如参照专利文献1)。

此外，还有在检测到空调机的环境温度为低温状态时向压缩机供给频率高于通常运转期间的单相交流电压的装置(例如参照专利文献2)。

还有通过进行使直流电流流过的限制通电来用电动机绕组的铜损进行预热的装置(例如参照专利文献3)。

此外，还有通过与基准信号同步的驱动信号来驱动逆变器，而不依赖于供给的电压值能够以恒定电力、低噪音地进行加热的装置(参照专利文献4)。

专利文献1：日本实开昭60-68341号公报

专利文献2：日本特开昭61-91445号公报

专利文献3：日本特开2007-166766号公报

专利文献4：日本特开2011-38689号公报

发明内容

然而，专利文献1所示的技术对高频低电压没有详细记载，无法解决不受制造差异和环境差异的影响而使压缩机的加热量保持稳定、这种由于施加高频低电压而引起的问题。

此外，在专利文献2中记载了以例如25kHz的高频单相交流电源进行施加的技术。在专利文献2中示出了下述效果：通过高频化，可避开可听声频率范围从而抑制噪音、避开谐振频率从而抑制振动、基于绕组的电感量的小电流化而减少输入并防止温度上升、以及抑制压缩机的旋转部的旋转。

然而，在专利文献2记载的技术中，由于使用高频的单相交流电源，所以如专利文献2的图3所示那样，所产生的全部开关元件断开的全断开区间比较长。此时，存在下述问题：高频电流经由回流二极管，不会回流于电动机，而是再生为直流电源，并且断开区间的电流的衰减快，高频电流无法高效率地流过电动机，从而压缩机的加热效率恶化。此外，无法解决不受制造差异和环境差异的影响而使压缩机的加热量保持稳定、这种由于施加高频电压引起的问题。此外，在使用小型且铁损较小的电动机的情况下，存在相对于施加电压的发热量较小、无法以可使用范围内的电压获得所需要的加热量的问题。

此外，在专利文献3中公开了下述技术：通过如专利文献3的图4所示那样进行使直流电流流过电动机绕组的限制通电，能够使转子固定不旋转地进行预热。

但是，随着近年的电动机的高效率设计，电动机的绕组电阻具有减小的趋势，所以在如专利文献3所示的使直流电流流过电动机绕组的预热方法的情况下，发热量是通过绕组电阻与电流的平方来得出的，因此绕组电阻减少的话则电流必须相应地增加，这样因逆变器的损耗增大而导致的发热就成为问题，而存在可靠性下降、散热结构成本增加等问题。

在专利文献4记载的技术中，在电动机的阻抗较高的情况下相对于输出电压流过的电流较小，因此无法充分地输入电力。此外，在阻抗较低的情况下，虽然由于相对于输出电压流过的电流较大，能够以较小的电压得到电力，但是反而电压的输出精度恶化，而存在下述问题：由于因正负输出电压不平衡引起的直流电压叠加、因输出电压下降导致逆变器的PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)宽度变窄而流过的电流的脉冲狭窄，导致逆变器损耗恶化等。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种能够抑制噪音并且高效地加热滞留在压缩机内的制冷剂的热泵装置、热泵系统、空调机和制冷机。

为了解决上述问题、实现发明目的，本发明提供一种热泵装置，其特征在于，包括：压缩机，其对制冷剂进行压缩；电动机，其驱动上述压缩机；绕组切换部，其切换上述电动机的绕组结构；逆变器，其对上述电动机施加期望的电压；以及逆变器控制部，其生成用于驱动上述逆变器的PWM信号，作为运转模式其具有使上述压缩机进行加热运转的加热运转模式和使上述压缩机进行通常运转来压缩制冷剂的通常运转模式，并且根据运转模式来控制绕组切换部的切换动作。

本发明涉及的热泵装置，能够生成波形输出精度较高的高频电压，并且能够抑制噪音的产生且高效地加热滞留在压缩机内的制冷剂。

此外，本发明涉及的热泵装置，能够不依赖于供给到逆变器的电压值而总是向电动机输入稳定的电力，而能够防止加热不足所导致的压缩机破损。

附图说明

图1是表示实施方式1的热泵装置的结构示例的图。

图2是表示实施方式1的逆变器的结构的图。

图3是表示实施方式1的逆变器控制部的结构示例的图。

图4-1是表示绕组切换部的结构示例的图。

图4-2是用于说明绕组切换部的动作的图。

图4-3是用于说明绕组切换部的动作的图。

图5是表示实施方式1的加热判断部的结构示例的图。

图6是表示外部空气温度及压缩机温度与制冷剂休眠量的时间变化的一个示例的图。

图7是表示直流通电部的结构示例的图。

图8是表示高频通电部的结构示例的图。

图9是表示实施方式1的8种开关模式的一个示例的图。

图10是表示由通电切换部选择直流通电时的动作波形的一个示例的图。

图11是表示由通电切换部选择高频通电时的动作波形的一个示例的图。

图12是表示具有高频相位切换部的高频通电部的结构示例的图。

图13是表示设V＊为任意值、设高频相位指令运算部的输出为0°时的动作的图。

图14是图13所示的电压矢量变化的说明图。

图15是IPM电动机的转子位置的说明图。

图16是表示基于IPM电动机的转子位置产生的电流变化的图。

图17是表示使θf随着时间的推移而变化的情况下的施加电压的图。

图18是表示θf为0度、30度、60度时电动机的UVW各相中流过的电流的一个示例的图。

图19是表示实施方式1的逆变器控制部的运作的一个示例的流程图。

图20是表示实施方式2的绕组切换部的结构示例的图。

图21是表示电感L与最大电力Pmax的关系的一个示例的图。

图22是表示电压指令Vk相对于电感L的一个示例的图。

图23-1是表示计算误差对线间电压的影响的示意图。

图23-2是表示计算误差对线间电压的影响的示意图。

图24是表示使用CR滤波器的情况下的检测电流的一个示例的图。

图25是表示实施方式3的热泵装置的结构示例的图。

图26是关于图25所示的热泵装置的制冷剂的状态的莫里尔(Moll ier)图。

符号说明

1、51 压缩机

2、59 四通阀

3、5、52、57 热交换器

4、53、56、61 膨胀机构

6 制冷剂配管

7 压缩机构

8 电动机

9 逆变器

10 逆变器控制部

11 通常运转模式控制部

12 加热运转模式控制部

13 驱动信号生成部

14 加热判断部

15 直流通电部

16 高频通电部

17 加热指令部

18 通电切换部

19 电压指令生成部

20 PWM信号生成部

21 温度检测部

22 休眠量推定部

23 休眠量检测部

24 休眠判断切换部

25 加热与否判定部

26 加热指令运算部

27 通电切换判断部

28 直流电压指令运算部

29 直流相位指令运算部

30 高频电压指令运算部

31 高频相位指令运算部

32 高频相位切换部

33 绕组切换部

34 绕组切换判断部

91a～91f 开关元件

92a～92f 回流二极管

54 接收器

55 内部热交换器

58 主制冷剂回路

60 风扇

62 喷射回路

63 水回路

100 热泵装置

具体实施方式

下面，基于附图来详细说明本发明涉及的热泵装置、热泵系统、空调机和制冷机的实施方式。此外，本发明不限定于该实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明涉及的热泵装置的实施方式1的结构示例的图。如图1所示，本实施方式的热泵装置100具备通过制冷剂配管6将压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5依次连接而成的制冷循环系统。在压缩机1的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构7和使该压缩机构7动作的电动机8。电动机8是具有U相、V相、W相的三相绕组的三相电动机。

对电动机8供给电压将其驱动的逆变器9经由绕组切换部33与电动机8电连接。逆变器9以直流电压(母线电压)Vdc作为电源分别对电动机8的U相、V相、W相的绕组施加电压Vu、Vv、Vw。

此外，逆变器9与逆变器控制部10电连接，逆变器控制部10具有分别与通常运转模式、加热运转模式这2个运转模式对应的通常运转模式控制部11和加热运转模式控制部12，将用于驱动逆变器9的信号例如PWM信号输出到逆变器9，并且输出用于切换绕组切换部33的信号。

通常运转模式控制部11输出PWM信号对电动机8进行旋转驱动。由于加热运转模式控制部12具有加热判断部14、直流通电部15、高频通电部16，所以其不同于通常运转模式，通过使直流电流或者电动机8无法跟随的高频电流流过电动机8，不使电动机8旋转驱动而进行加热，由此加热滞留在压缩机1内的液态制冷剂使其气化来进行排出。

图2是表示本实施方式的逆变器9的结构的图。逆变器9是如下所述的电路：以母线电压Vdc作为电源，将3个由2个开关元件(91a和91d、91b和91e、91c和91f)构成的串联连接部并联连接，并且具有分别与各开关元件91a～91f并联连接的回流二极管92a～92f。逆变器9利用从逆变器控制部10传送的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN对分别对应的开关元件(UP对应91a，VP对应91b，WP对应91c，UN对应91d，VN对应91e，WN对应91f)进行驱动，由此产生三相电压Vu、Vv、Vw，经由绕组切换部33分别施加于电动机8的U相、V相、W相的绕组。

图3是表示本实施方式的逆变器控制部10的结构示例的图。逆变器控制部10具有加热运转模式控制部12、驱动信号生成部13和绕组切换判断部34。绕组切换判断部34基于运转模式信息(表示是通常运转模式和加热运转模式中的哪个模式的信息)，输出使绕组切换部33动作的信号。

加热运转模式控制部12具有加热判断部14、直流通电部15和高频通电部16。加热判断部14具有加热指令部17和通电切换部18。加热指令部17求取驱出休眠制冷剂所需要的需要加热量H*。直流通电部15基于H*，生成直流电压指令Vdc*和直流相位指令θdc。高频通电部16生成用于生成高频交流电压的高频电压指令Vac*和高频相位指令θac。此外，加热指令部17通过向通电切换部18发送切换信号，来控制选择Vdc*、θdc和Vac*、θac*中的哪一方作为电压指令V*、相位指令θ并将信号发送给驱动信号生成部13。

驱动信号生成部13由电压指令生成部19和PWM信号生成部20构成。电压指令生成部19基于电压指令V*、相位指令θ，生成三相(U相、V相、W相)电压指令Vu*、Vv*、Vw*。PWM信号生成部20基于三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*和母线电压Vdc，生成用于驱动逆变器9的PWM信号(UP、VP、WP、UN、VN、WN)，由此对电动机8施加电压来加热压缩机1。

下面，对详细动作进行说明。图4-1～图4-3是用于说明绕组切换部33的动作的图。首先，使用示出了结构示例的图4-1来说明基于绕组切换判断部34的绕组切换部33的动作。绕组切换部33在设U相绕组的两端为a-a’、V相绕组的两端为b-b’、W相绕组的两端为c-c’的情况下，如果使接点33B导通(ON，闭合)并且使接点33A断开(OFF，开路)，则各相绕组的一端a’、b’和c’连接，如图4-2所示那样形成Y形连接。另一方面，在使接点33B断开并且使设定33A导通的情况下，a与b’、b与c’、c与a’连接，如图4-3所示那样形成三角形连接，因此通过切换电动机绕组的连接，从逆变器的角度来看若以Y形连接为基准，则电动机绕组的各相阻抗相当于倍。

这里，由于通常运转模式下的运转频率最高为数百Hz，而加热运转模式下则以频率为数kHz以上的运转频率来动作，所以加热运转模式下的电动机8的绕组阻抗比通常运转模式大，相对于逆变器9的输出电压，电流难以流过。一般而言，由于大部分是设计成适合于消耗电力较大的通常运转，而并非适合加热运转的设计，所以存在因电流减少而难以加热压缩机的情况。于是，在加热运转模式时通过绕组切换部33切换连接使电动机8的阻抗成为最优，从而能够成为适合于加热运转模式的绕组阻抗，所以能够增加加热量。此外，在直流通电中，由于阻抗减小，所以也能够增加可输入的电力，能够增加加热量。此外，绕组切换部33的结构不限定于上述示例。

接着，使用图5来详细说明加热判断部14。图5是表示本实施方式的加热判断部14的结构示例的图。加热判断部14由加热指令部17和通电切换部18构成，加热指令部17包括：温度检测部21、休眠量推定部22、休眠量检测部23、休眠判断切换部24、加热与否判定部25、加热指令运算部26和通电切换判断部27。

温度检测部21检测外部空气温度(Tc)和压缩机1的温度(To)。休眠量推定部22基于外部空气温度和压缩机1的温度(压缩机温度)，对滞留在压缩机1内的液态制冷剂量进行推定。这里，由于压缩机1在制冷循环系统中热容量最大，相对于外部空气温度的上升，压缩机温度延迟上升，所以在制冷循环系统中温度为最低。因此，呈如图6所示那样的温度关系。图6是表示外部空气温度及压缩机温度与制冷剂休眠量的时间变化的一个示例的图。

如图6所示，对于压缩机温度，制冷剂在制冷循环系统中温度最低的地方滞留作为液态制冷剂积存，所以在温度上升时制冷剂积存在压缩机1内(图6的休眠发生区间)。因此，休眠量推定部22能够基于例如通过实验求出的外部空气温度与压缩机温度的关系，来推定单位时间的制冷剂休眠量。例如基于外部空气温度与压缩机温度之差或压缩机温度从开始加热起的变化量来推定休眠量。此外，即使仅检测外部空气温度，只要知道压缩机1的热容量，也能够推定相对于外部空气温度的变化，压缩机温度以何种程度延迟变化。这样，采用不检测压缩机1的温度、而检测外部空气温度的结构，还能够削减传感器数量从而削减成本。此外，通过检测以热交换器3为代表的构成制冷循环系统的部件的温度，当然也能够进行同样的推定。

此外，作为休眠量检测部23，通过设置检测休眠量的传感器来直接检测制冷剂的休眠量，能够更精确地把握休眠量。此外，作为检测休眠量的传感器，有测量液体量的静电容传感器、通过激光或声音、电磁波等测量压缩机1的上部与制冷剂的液面之间的距离的传感器等。此外，可以采用由休眠判断切换部24选择休眠量推定部22和休眠量检测部23的输出中的某一个输出的结构，当然也可以使用双方的休眠量来进行控制。

加热与否判定部25在基于作为休眠判断切换部24的输出的休眠量而判断为需要加热的情况下，输出ON(开启)信号(表示要进行加热运转)，在判断为不需要加热的情况下，输出OFF(停止)信号(表示不进行加热运转)。此外，加热指令运算部26根据休眠量计算驱离休眠的制冷剂所需要的加热指令H*。根据压缩机1的种类和大小来改变加热指令H*，在较大的情况以及采用难以传递热量的原材料和形状的情况下，通过将加热指令H*设定得较高，能够可靠地排出液态制冷剂。此外，通电切换判断部27在需要加热量H*为规定的切换阈值以上的情况下对通电切换部18输出切换成直流通电的信号，在需要加热量H*小于切换阈值的情况下对通电切换部18输出切换成高频通电的信号，由此切换通电方法。

接着，使用图7来说明直流通电部15。图7是表示直流通电部15的结构示例的图。直流通电部15由直流电压指令运算部28和直流相位指令运算部29构成。直流电压指令运算部28基于需要加热量H*，输出发热所需要的直流电压指令Vdc*。直流电压指令运算部28例如将需要加热量H*与直流电压指令Vdc*的关系预先存储为表数据，从而能够得到直流电压指令Vdc*。此外，虽然这里将需要加热量H*作为输入进行说明，但是显然还可以将外部空气温度或压缩机温度、压缩机结构信息等各种数据作为输入来求取直流电压指令Vdc*，由此能够得到更精确的值，能够提高可靠性。

此外，直流相位指令运算部29求取用于对电动机8通电的相位θdc。为了施加直流电压而使θdc为固定值，例如在电动机8的0°的位置进行通电的情况下，输出θdc＝0。但是，在以固定值进行连续通电的情况下存在仅有电动机8的特定部分发热的可能性，因此使θdc随着时间的推移而变化，由此能够对电动机8均匀地进行加热。

这里，在直流通电的情况下，通过使直流电流Idc流过电动机8，能够基于构成电动机8的绕组的电阻R，利用与R和Idc成比例的铜损所产生的发热来加热压缩机1，因此通过使直流电流Idc增加的方式驱动逆变器9，能够获得较大的发热量，而能够在短时间内排出液化的制冷剂。然而，随着近年的电动机8的高效率设计，绕组电阻R具有减小的趋势，为了获得相同的发热量，对应于R的减小需要相应地增加Idc，其结果，流过逆变器9的电流变大，所以不仅担心因损耗恶化而导致逆变器9的发热，而且还由于消耗电力增加而难以长时间进行直流通电。

接着，使用图8来说明高频通电部16。图8是表示高频通电部16的结构示例的图。高频通电部16由高频电压指令运算部30和高频相位指令运算部31构成。高频电压指令运算部30基于需要加热量H*，输出发热所需要的高频电压指令Vac*。高频电压指令运算部30例如将需要加热量H*与高频电压指令Vac*的关系预先存储为表数据，从而能够得到高频电压指令Vac*。此外，虽然以需要加热量H*作为输入，但是显然也可以基于外部空气温度或压缩机温度、压缩机结构信息等各种数据来求取高频电压指令Vac*，由此能够得到更精确的值，能够提高可靠性。

此外，高频相位指令运算部31求取用于对电动机8通电的相位θac。为了施加高频电压，使θac在0°～360°的范围内相对于时间连续地变化，来产生高频电压。这里，通过缩短在0°～360°的范围内的变化的周期，能够增加高频电压的频率。

相对于直流通电，在高频通电的情况下，通过逆变器9使高频电流Iac流过电动机8，使得在作为构成电动机8的定子和转子的材料的磁性体产生涡流损耗和磁滞损耗等铁损，由此能够加热电动机8。此外，在提高高频电流的角频率ω的情况下，不仅因铁损增加而能够提高发热量，而且能够提高电动机8的电感L的阻抗，还能够抑制流过的电流Iac。因此，能够减少逆变器9的损耗并且能够加热电动机8，从而能够实现节能化并且能够有助于防止地球温暖化。然而，因为在进行高频通电时会产生由电动机8的电磁声引起的噪音，所以需要使其接近可听声频率的20kHz。因此，在使用铁损较小的小型电动机或电感较大的电动机的情况下，存在无法获得所需要的加热量的问题。

于是，在本实施方式中，在需要加热量H*较大的情况下，通过进行直流通电来提高加热量，能在短时间内进行液态制冷剂的排出。在需要加热量H*较小的情况下，通过进行高频通电来进行可削减消耗电力的加热，不仅能够可靠地排出液态制冷剂从而提高可靠性，而且能够实现削减消耗电力而有助于防止地球温暖化的运转。因此，通电切换判断部27在需要加热量H*为切换阈值以上的情况下通过通电切换部18切换为直流通电，在需要加热量H*小于切换阈值的情况下通过通电切换部18切换为高频通电，由此得到电压指令V*和相位指令θ*，基于这样的结构能够获得上述的效果。

已经说明了电压指令V*和相位指令θ*的获取方法，接下来对电压指令生成部19的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的生成方法和PWM信号生成部20的PWM信号的生成方法进行说明。

在电动机8为三相电动机的情况下，通常UVW相的相位相互相差120°(＝2π/3)。因此，如下述式(1)～式(3)所示那样将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*定义为相位分别相差2π/3的余弦波(正弦波)。

Vu*＝V*×cosθ   …(1)

Vv*＝V*×cos(θ—(2/3)π)   …(2)

Vw*＝V*×cos(θ+(2/3)π)   …(3)

电压指令生成部19基于电压指令值V*和相位指令θ，利用式(1)～式(3)计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，将算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部20。PWM信号生成部20对电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与规定频率且振幅为Vdc/2的载波信号(基准信号)进行比较，基于相互的大小关系生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。

此外，在式(1)～式(3)中，是用简单的三角函数求取电压指令Vu*、Vv*、Vw*的，不过除此以外，还可以使用两相调制、三次谐波叠加调制、空间矢量调制等求取电压指令Vu*、Vv*、Vw*的方法。

这里，在电压指令值Vu*大于载波信号的情况下，将UP设为使开关元件91a导通的电压，而将UN设为使开关元件91d断开的电压。此外，在电压指令值Vu*小于载波信号的情况下则相反，将UP设为使开关元件91a断开的电压，而将UN设为使开关元件91d导通的电压。其他信号也同样如此，通过比较电压指令值Vv*与载波信号来决定VP和VN，通过比较电压指令值Vw*与载波信号来决定WP和WN。

在通常的逆变器的情况下，由于采用互补PWM方式，所以UP与UN、VP与VN、WP与WN成为彼此相反的关系。因此，开关模式全部有8种。

图9是表示本实施方式的8种开关模式的一个示例的图。此外，在图9中对在各开关模式中产生的电压矢量标注V0～V7的符号。此外，用±U、±V、±W(不产生电压的情况下为0)表示各电压矢量的电压的方向。这里，+U是使经由U相流入电动机8而经由V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流产生的电压，－U是使经由V相和W相流入电动机8而经由U相从电动机8流出的－U相方向的电流产生的电压。关于±V、±W也同样地表示各相电压的方向。

通过组合图9所示的开关模式输出电压矢量，能够使逆变器9输出期望的电压。在通过电动机8对压缩机1的制冷剂进行压缩运作的情况(通常运转模式)下，一般在数10～数kHz以下运作。在通常运转模式下施加电压为数10～数kHz时，在加热运转模式下通过使相位θ为固定值而能够产生直流电压来加热压缩机1，此外通过使θ高速地变化来输出超过数kHz的高频电压(高频交流电压)，能够对压缩机1通电并进行加热。此外，高频电压既可以施加于三相，也可以施加于两相。

图10是表示由通电切换部18选择直流通电时的动作波形的一个示例的图。在设定为θ＝90°的情况下，Vu*＝0，Vv*＝-0.5V*，Vw*＝0.5V*，与载波信号(基准信号)进行比较，结果得到图10所示的PWM信号，输出图9的电压矢量V0(0电压)、V2(+V电压)、V6(-W电压)、V7(0电压)，能够使直流电流流过电动机8。

此外，图11是表示由通电切换部18选择高频通电时的动作波形的一个示例的图。由于设定为θ＝0°～360°，所以Vu*、Vv*、Vw*为相位分别相差120°的正弦(余弦)波，与载波信号(基准信号)进行比较，结果得到图11所示的PWM信号，电压矢量随着时间变化而变化，能够使高频电流流过电动机8。

但是，在通常的逆变器的情况下，作为载波信号的频率的载波频率的上限由逆变器的开关元件的开关速度决定。因此，难以输出载波亦即载波频率以上的高频电压。此外，在通常的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)的情况下，开关速度的上限是20kHz左右。

此外，如果高频电压的频率达到载波频率的1/10左右，则存在带来高频电压的波形输出精度劣化、直流分量叠加等不良影响的可能性。考虑到这一点，在载波频率为20kHz的情况下，如果使高频电压的频率为载波频率的1/10即2kHz以下，则高频电压的频率在可听声频率范围内，可能导致噪音增强。

因此，高频通电部16可以构成为：如图12所示那样，将高频相位指令运算部31的输出与切换输出0°或180°的高频相位切换部32的输出相加，来作为高频相位指令θac输出。图12是表示上述的高频通电部16的结构示例的图。在图12的结构示例中，高频相位指令运算部31输出固定值，并且仅输出对电动机8的哪个相位通电。高频相位切换部32在载波信号的顶点或底点的时刻切换成0°或180°，与载波信号同步地进行正负电压的输出，由此能够输出与载波频率同等频率的电压。

图13是表示V＊为任意值、高频相位指令运算部31的输出为0°时的动作的图。通过在载波信号的顶点或底点、顶点和底点的时刻将高频相位指令θac切换成0°或180°，能够输出与载波信号同步的PWM信号。此时，电压矢量按V0(UP＝VP＝WP＝0)、V4(UP＝1，VP＝WP＝0)、V7(UP＝VP＝WP＝1)、V3(UP＝0，VP＝WP＝1)、V0(UP＝VP＝WP＝0)、…的顺序变化。

图14是图13所示的电压矢量变化的说明图。此外，在图14中示出了被虚线包围的开关元件91为导通状态、没有被虚线包围的开关元件91为断开状态。如图14所示，在施加V0矢量、V7矢量时，电动机8的线间为短路状态，不输出电压。在这种情况下，电动机8的电感中蓄积的能量形成电流，在短路电路中流过。此外，在施加V4矢量时，经由U相流入电动机8且经由V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流(+Iu的电流)流过，在施加V3矢量时，经由V相和W相流入电动机8且经由U相从电动机8流出的-U相方向的电流(-Iu的电流)流过电动机8的绕组。也就是说，在施加V4矢量时和施加V3矢量时，反方向的电流流过电动机8的绕组。而且，由于电压矢量按V0、V4、V7、V3、V0、…的顺序变化，所以+Iu的电流和-Iu的电流交替流过电动机8的绕组。特别是，如图13所示，由于V4矢量和V3矢量在1个载波周期(1/fc)的期间内出现，所以能够对电动机8的绕组施加与载波频率fc同步的交流电压。

此外，由于交替输出V4矢量(+Iu的电流)和V3矢量(-Iu的电流)，所以正反转矩瞬间转换。这样，由于转矩相抵，能够施加可抑制转子振动的电压。

图15是IPM(Interior Permanent Magnet：内置式永磁)电动机的转子位置(转子的停止位置)的说明图。这里，IPM电动机的转子位置φ由转子的N极的朝向由从U相方向偏离的角度的大小来表示。

图16是表示基于IPM电动机的转子位置产生的电流变化的图。在电动机8是IPM电动机的情况下，绕组电感取决于转子位置。因此，由电气角频率ω与电感值之积表示的绕组阻抗，与转子位置相应地变动。因此，即使在施加相同电压的情况下，也会由于转子位置不同，而导致流过电动机8的绕组的电流变化，并且加热量也变化。其结果，由于转子位置的不同，为了得到所需要的加热量，可能会消耗较多的电力。

因此，在本实施方式中，通过使高频相位指令运算部31的输出(设为θf)随着时间的推移而变化，均匀地对转子整体施加电压。图17是表示使θf随着时间的推移而变化的情况下的施加电压的图。这里，使θf随着时间的推移按0度、45度、90度、135度、…每45度地变化。如果θf是0度，则电压指令值的相位θ是0度、180度，如果θf是45度，则电压指令值的相位θ是45度、225度，如果θf是90度，则电压指令值的相位θ是90度、270度，如果θf是135度，则电压指令值的相位θ是135度、315度。

也就是说，初始，将θf设定为0度，以规定时间将电压指令值的相位θ与载波信号同步地切换成0度或180度。然后，将θf切换为45度，以规定时间将电压指令值的相位θ与载波信号同步地切换成45度或225度。然后，将θf切换为90度…像这样，每隔规定时间将电压指令值的相位θ按0度和180度、45度和225度、90度和270度、135度和315度…进行切换。由此，由于高频交流电压的通电相位随着时间的推移而变化，所以能够排除转子停止位置对电感特性的影响，能够不取决于转子位置地均匀加热压缩机1。

图18是表示θf为0度(U相(V4)方向为0度)、30度、60度时电动机8的UVW各相中流过的电流的一个示例的图。在θf为0度的情况下，如图18所示，在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量(开关元件91a～91f的正电压侧1个和负电压侧2个、或者正电压侧2个和负电压侧1个为导通状态的电压矢量)。在这种情况下，电流波形为梯形，成为谐波分量较少的电流。

然而，在θf为30度的情况下，在V0和V7之间产生2个不同的电压矢量。在这种情况下，电流波形失真，成为谐波分量较多的电流。该电流波形的失真可能带来电动机噪音和电动机轴振动等不良影响。

此外，在θf为60度的情况下，与θf为0度的情况同样，在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量。在这种情况下，电流波形为梯形，成为谐波分量较少的电流。

如上所述，在基准相位θf为60度的n倍(n为0以上的整数)的情况下，由于电压相位θ是60度的倍数(这里，θp＝0[度]、θn＝180[度])，所以在V0和V7之间仅产生1个其他的电压矢量。然而，在基准相位θf为60度的n倍以外的情况下，由于电压相位θ不是60度的倍数，所以在V0和V7之间产生2个其他的电压矢量。如果在V0和V7之间产生2个其他的电压矢量，则电流波形失真，成为谐波分量较多的电流，可能带来电动机噪音和电动机轴振动等不良影响。因此，最好是基准相位θf按0度、60度、…这样以60度的n倍为单位进行变化。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。图19是表示本实施方式的逆变器控制部10的运作的一个示例的流程图。在压缩机1的运转停止期间，加热判断部14判断是否通过上述的动作使加热运转模式运作(步骤S1：加热判断步骤)。

在加热与否判定部25判断为使加热运转模式运作的情况(步骤S1：“是”)下，绕组切换判断部34将处于加热模式作为运转模式信息通知给绕组切换部33，绕组切换判断部34使绕组切换部33动作，将电动机绕组从Y形连接切换为三角形连接(步骤S2：绕组切换步骤)。

接着，判断作为加热指令运算部26的输出的需要加热量H*是否在阈值以上(步骤S3：通电切换步骤)，在需要加热量H*为阈值以上的情况(步骤S3：“是”)下，通过通电切换部18选择直流通电，通过通电切换部18切换为高频通电，使Vdc*和θdc作为V*和θ，通过电压指令生成部19计算电压指令Vu*、Vv*、Vw*(步骤S4)。然后，PWM信号生成部20将电压指令生成部19输出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号进行比较，得到PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN并输出到逆变器9(步骤S5)，返回步骤S1。

在步骤S1中，在加热与否判定部25判断为不进行加热运转模式运作的情况(步骤S1：“否”)下，返回步骤S1，在经过规定时间之后，再次判断是否进行加热运转模式运作。

在步骤S3中，在判断为需要加热量H*不到阈值的情况(步骤S3：“否”)下，通过通电切换部18切换为高频通电，使Vac*和θac作为V*和θ，通过电压指令生成部19计算电压指令Vu*、Vv*、Vw*(步骤S6)，并且前进至步骤S5。

通过上述的动作，在加热运转模式下，驱动逆变器9的开关元件91a～91f以使直流电流或高频电流流过电动机8。在选择直流通电的情况下，电动机8因直流电流产生的铜损而发热，而且能够输入大功率。因此，能够在短时间内加热电动机8，能够对滞留在压缩机1内的液态制冷剂进行加热使其气化，并且在短时间内排出到压缩机1的外部。此外，在选择高频通电的情况下，电动机8不仅因高频电流产生的铁损、还因流过绕组的电流产生的铜损而能够高效地加热电动机8。因此，能够以必要最小限度的消耗电力加热电动机8，能够对滞留在压缩机1内的液态制冷剂进行加热使其气化，从而能够排出到压缩机1的外部。

如上所述，在本实施方式涉及的热泵装置100中，在处于液态制冷剂滞留在压缩机1内的状态的情况下，通过直流通电或高频通电使可听声频率(20～20kHz)之外的频率的电流流过电动机8，来抑制噪音，并且根据需要切换通电、即在需要加热量较大的情况下切换为直流通电、在需要加热量较小的情况下切换为高效率的高频通电，由此能够高效地加热电动机8。由此，能够高效地加热滞留在压缩机1内的制冷剂，能够将滞留的制冷剂排出到压缩机1的外部。

在直流通电的情况下，通过使直流电流流过电动机，能够利用直流励磁将电动机8的转子固定在规定位置，所以电动机不会产生旋转或振动。

此外，如果在高频通电时对电动机8施加压缩运作时的运转频率以上的高频电压，则电动机8内的转子无法跟随频率，这样就不会产生旋转或振动。因此，优选逆变器9输出的电压的频率为压缩运作时的运转频率以上。

一般而言，压缩运作时的运转频率最高为1kHz。因此，只要对电动机8施加1kHz以上的高频电压即可。此外，如果对电动机8施加14kHz以上的高频电压，则电动机8的铁芯的振动声大致接近可听声频率的上限，因此在降低噪音方面也具有效果。因此，例如输出可听声频率范围之外的20kHz左右的高频电压。

然而，如果高频电压的频率超过开关元件91a～91f的最大额定频率，则存在由于开关元件91a～91f损坏而导致发生负载或电源短路，以至于冒烟或起火的可能性。因此，为了确保可靠性，优选高频电压的频率为最大额定频率以下。

此外，近年来热泵装置使用的压缩机1的电动机8，为了高效率化，广泛采用IPM构造的电动机、线圈端小且绕组电阻低的集中绕组电动机。集中绕组电动机由于绕组电阻小且铜损引起的发热量少，所以需要绕组中流通大量的电流。如果绕组中流通大量的电流，则逆变器9中流过的电流也增加，逆变器损耗增加。

因此，通常在加热运转模式下如果通过高频通电进行加热，则高频引起的电感分量变大，绕组阻抗变高。因此，虽然绕组中流过的电流减小且铜损减少，但是相应地会因施加高频电压产生铁损，因而能够有效地进行加热。进而，由于绕组中流过的电流减小，所以逆变器中流过的电流也减小，逆变器9的损耗能够降低，因而能够更高效地进行加热。

此外，如果通过上述的高频通电进行加热，则在压缩机1为IPM构造的电动机的情况下，高频磁通交链的转子表面也成为发热部。因此，能够实现制冷剂接触面增加、对压缩机构的快速的加热，所以能够高效地对制冷剂进行加热。但是，在高频通电的情况下，如果阻抗变得过高，则难以得到所需要的加热量，所以在需要较大的加热量的情况下，通过切换成直流通电，能够可靠地使滞留在压缩机1内的液态制冷剂气化，排出到压缩机1的外部。

除了切换成直流通电或高频通电之外，也可以使逆变器控制部10以同时流过直流和高频电流的方式运作，在这种情况下，能够实现兼具上述的直流通电的优点即加热量大、以及高频通电的优点即损耗小的通电。此外，在加热运转模式下不进行直流通电而是进行高频通电的情况下，也可以使用本实施方式的绕组切换。

此外，构成逆变器9的开关元件91a～91f和与其并联连接的回流二极管91a～91f，现在一般而言使用以硅(Si)为材料的半导体是主流。不过取而代之，也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽禁带半导体。

由上述的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件，耐电压性高，且容许电流密度也高。因此，能够实现开关元件和二极管元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件和二极管元件，能够使组装了这些元件的半导体模块小型化。

此外，由上述的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件，耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化，能够进行水冷部的气冷化，所以能够使半导体模块进一步小型化。

进而，由上述的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件的电力损耗低。因此，能够实现开关元件和二极管元件的高效率化，进而能够实现半导体模块的高效率化。

此外，由于能够实现高频率的开关，而能够使频率更高的电流流过电动机8，且由于电动机8的绕组阻抗增加使绕组电流降低，而流入逆变器9的电流减小，因此能够获得更高效率的热泵装置。进而，由于高频化变得较为容易，所以还具有易于设定超过可听声频率的频率、易于采取噪音对策的优点。

此外，还具有下述优点：在直流通电期间，由于电力损耗减小，所以不仅发热减少，而且即使在较大电流流过的情况下，也由于较高的高耐热性能，而难以产生因发热导致的损坏等。

此外，虽然优选开关元件和二极管元件双方都由宽禁带半导体形成，但是也可以使任一方的元件由宽禁带半导体形成，也能够得到该实施例中记载的效果。

除此以外，使用作为高效率的开关元件而公知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也能够得到同样的效果。

此外，涡旋机构的压缩机中，压缩室的高压释放难以进行。因此，与其他方式的压缩机相比，在液体压缩的情况下对压缩机构施加过大的压力而发生破损的可能性较高。然而，在本实施方式的热泵装置100中，能够高效率地对压缩机1进行加热，而能够抑制压缩机1内的液态制冷剂的滞留。因此，能够防止液体压缩，所以在使用涡旋压缩机作为压缩机1的情况下也是有效的。

进而，在实施高频通电的情况下，如果是频率超过10kHz、输出超过50W的加热设备的情况下，则有可能受到法律限制。因此，可事先以不超过50W的方式调整电压指令V*，或者检测流过的电流或电压，以成为50W以下的方式进行反馈控制。

此外，在本实施方式中是切换成高频通电或直流通电，不过也可以是仅实施其中任一种方法的方式。

此外，逆变器控制部10可以由CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、微处理器(microcomputer)等离散系统构成。除此以外也可以由模拟电路或数字电路等的电路元件等构成。

实施方式2

图20是表示本发明涉及的热泵装置的实施方式2的绕组切换部33a的结构示例的图。本实施方式的热泵装置，除了将绕组切换部33替换为绕组切换部33a以外，与实施方式1的热泵装置是相同的。对具有与实施方式1同样功能的结构要素标注与实施方式1相同的符号，并省略重复的说明。

图21是表示基于高频通电的加热运转模式下的阻抗的主要因素即电感L与最大电力Pmax的关系的一个示例的图。在图21中，假设母线电压Vdc一定。图22是表示电压指令Vk(调制度)相对于电感L的一个示例的图。在图22中，假设电力P一定。图23-1、图23-2是表示计算误差对线间电压的影响的示意图。

如图21、22所示，由于电感L越大电力的输入量(加热量)越小，所以与Y形连接(低阻抗)相比三角形连接(高阻抗)输入的电力较大，用于获得相同电力的电压指令Vk较小。因此，在阻抗较小(输出较高)的电动机中，由于电力输入量较大，所以在以低电力实施加热时需要减小电压指令来运转。此时，如果电压指令低于图22的Lim，则如图23-1所示那样，线间电压的脉冲宽度变窄，容易较大地受到由于离散地进行运算的微处理器(安装有逆变器控制部10)等的运算时机产生的影响。因此，正负输出电压变得不平衡，导致流过电动机绕组的电流不平衡从而因直流电流的叠加等使损耗增加。

在电压指令低于Lim的情况下，通过图20的绕组切换部33a将逆变器的U相、V相、W相与电动机绕组的连接从a’、b’、c’切换成a”、b”、c”以使得绕组阻抗变大，由此能够如图23-2所示那样提高为了获得相同的电力所需要的电压指令。即，各相绕组的一端与各相绕组的中间点分别与绕组切换部33a连接，绕组切换部33a构成为将连接切换成各相的一端或中间点，在通常运转模式下，绕组切换部33a将连接切换成各相的一端。而在加热运转模式下电压指令为Lim以上的情况下，将连接对象切换为各相的中间点。进而，在加热运转模式下电压指令低于Lim的情况下，逆变器控制部10控制绕组切换部33a，将绕组切换部33a的连接切换成各相的一端。由此，能够提高为了获得相同的电力所需要的电压指令，而能够相对难以受到由于微处理器等离散运算系统产生的误差的影响，从而能够使用廉价的微处理器且有助于削减成本。此外，同样地，在实施方式1中对Y形连接或三角形连接进行切换的情况下，在加热控制模式下电压指令低于Lim时可以进行控制以成为Y形连接。

这里，虽然使绕组切换部33a的连接点在各相为一端或中间点这2个点，不过也可以使连接点为3个点以上，通过对3个以上的连接点进行切换，能够更细致地实施阻抗切换。

这样，根据本实施方式的加热方法，由于难以受到微处理器等产生的误差的影响，所以能够提高电压输出精度，抑制电流的不平衡来减少逆变器的损耗。

此外，根据本实施方式的加热方法，能够抑制在电压指令值较低的情况下由于恢复而产生的脉冲狭窄的电流，并减少逆变器的损耗。

此外，在输入较低的加热量的情况下，被输入到保护电路中的电压的时间缩短，因此在使用去除噪音用的例如作为由电容器C和电阻R构成的LPF(low pass filter，低通滤波器)的CR滤波器的情况下，通过CR滤波器之后的输出波形有时会钝化，使得原本应检测出的电压变得无法检测出。图24是表示使用CR滤波器的情况下的检测电流的一个示例的图。如图24所示，如果电压输出时间短(脉冲宽度狭窄)则波形钝化，而无法检测出原本应该检测出的电压，而相对于此在本实施方式中，如图24的右侧所示，由于能够延长电压输出时间，所以能够可靠地检测电压，从而能够提高可靠性。

此外，在输入较高的加热量的情况下，虽然通过加热指令部将通电方法切换成直流通电来实施加热，但是在阻抗较低的电动机中，电流相对于电压的变动较大，难以控制电流而难以调整加热量。因此，通过用绕组切换部33a切换电动机绕组，能够提高绕组电阻值，抑制电流的变动，因而能够提高加热量的控制性能，高精度地输入过热所需要的电力，因此能够可靠地排出液态制冷剂，从而能够防止压缩机的破损并提高可靠性。

此外，在本实施方式中，绕组切换判断部34根据运转模式来切换绕组切换部33，不过也可以基于电压指令值、电流、相位等至少一种以上的信息，来判断是否实施绕组切换。例如在判断为电流较小且输入的电力较小的情况下，进行控制使阻抗变小以增大流过的电流，由此能够可靠地确保排出液态制冷剂所需要的电力，而能够提高可靠性。

此外，设计成能够根据电动机8的阻抗通过绕组切换来改变阻抗，从而在通常运转模式时和在加热运转模式时都能够调整为适合的阻抗。此外，实施方式的绕组切换部33的抽头数为2个，不过通过采用3个以上或者使阻抗连续变化的结构，能够进一步根据各状况选定最优的阻抗。此外，绕组切换部33的结构不限定于本实施方式中所述的结构。

实施方式3

图25是表示本发明涉及的热泵装置的实施方式3的结构示例的图。在本实施方式中，对将实施方式1、2中说明的热泵装置搭载于空调机、热泵式热水器、冰箱、制冷机等时的具体结构和动作的一个示例进行说明。

图26是关于图25所示的热泵装置100的制冷剂的状态的莫里尔(Mollier)图。在图26中，横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

本实施方式的热泵装置100具备通过配管将压缩机51、热交换器52、膨胀机构53、接收器54、内部热交换器55、膨胀机构56和热交换器57依序连接而成的、使制冷剂循环的主制冷剂回路58。此外，在主制冷剂回路58中，在压缩机51的排出侧设置有四通阀59，能够切换制冷剂的循环方向。此外，在热交换器57的附近，设置有风扇60。此外，压缩机51是上述实施方式中进行了说明的压缩机1，是具有由逆变器9驱动的电动机8和压缩机构7的压缩机。

进而，热泵装置100具备通过配管从接收器54和内部热交换器55之间连接到压缩机51的喷射管而成的喷射回路62。在喷射回路62中，膨胀机构61、内部热交换器55依序连接。水在其中循环的水回路63与热交换器52连接。此外，热水器、暖气片和地板供暖等散热器等利用水的装置与水回路63连接。

首先，对本实施方式的热泵装置100的制热运转时的动作进行说明。在制热运转时，四通阀59沿实线方向设定。此外，该制热运转不仅是指用于空调的制热，而且还包含对水供应热量来生成热水的供给热水。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂(图26的点1)，从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器52进行热交换而液化(图26的点2)。此时，利用从制冷剂散发的热，将在水回路63中循环的水加热，用于制热和供给热水。

在热交换器52液化的液相制冷剂，在膨胀机构53被减压，成为气液两相状态(图26的点3)。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，在接收器54与被吸入压缩机51的制冷剂进行热交换，被冷却后液化(图26的点4)。在接收器54液化的液相制冷剂，分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂，在内部热交换器55与在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的在喷射回路62中流动的制冷剂进行热交换，进一步被冷却(图26的点5)。在内部热交换器55冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压而成为气液两相状态(图26的点6)。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在作为蒸发器的热交换器57与外部空气进行热交换，被加热(图26的点7)。然后，在热交换器57被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热后(图26的点8)，被压缩机51吸入。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压后(图26的点9)，在内部热交换器55进行热交换(图26的点10)。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂(喷射制冷剂)，维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管流入压缩机51内。

在压缩机51，从主制冷剂回路58吸入的制冷剂(图26的点8)，被压缩至中间压力并被加热(图26的点11)。喷射制冷剂(图26的点10)与被压缩至中间压力并被加热的制冷剂(图26的点11)合流，温度降低(图26的点12)。然后，温度降低后的制冷剂(图26的点12)进一步被压缩、加热，成为高温高压而被排出(图26的点1)。

此外，在不进行喷射运转的情况下，使膨胀机构61的开度为全闭。也就是说，在进行喷射运转的情况下，膨胀机构61的开度比规定开度大，但是在不进行喷射运转时，使膨胀机构61的开度比规定开度小。由此，制冷剂不流入压缩机51的喷射管。

这里，膨胀机构61的开度由微处理器等的控制部通过电子控制来进行控制。

接着，对热泵装置100的制冷运转时的动作进行说明。在制冷运转时，四通阀59沿虚线方向设定。此外，该制冷运转不仅是指用于空调的制冷，而且还包含从水中吸取热量来生成冷水或进行冷冻等。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂(图26的点1)，从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器57进行热交换而液化(图26的点2)。在热交换器57液化后的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压，成为气液两相状态(图26的点3)。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在内部热交换器55进行热交换，被冷却后液化(图26的点4)。在内部热交换器55中，在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂与使在内部热交换器55液化的液相制冷剂在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的制冷剂(图26的点9)进行热交换。在内部热交换器55进行了热交换的液相制冷剂(图26的点4)，分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂，在接收器54与被吸入压缩机51的制冷剂进行热交换，进一步被冷却(图26的点5)。在接收器54冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构53被减压而成为气液两相状态(图26的点6)。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，通过作为蒸发器的热交换器52进行热交换而被加热(图26的点7)。此时，通过制冷剂吸收热，将在水回路63中循环的水冷却，用于制冷和冷冻。这样，本实施方式的热泵装置100与利用水回路63中循环的水(流体)的流体利用装置一起，构成热泵系统，该热泵系统能够应用于空调机、热泵式热水器、冰箱、制冷机等。

然后，在热交换器52被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热后(图26的点8)，被压缩机51吸入。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压后(图26的点9)，在内部热交换器55进行热交换(图26的点10)。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂(喷射制冷剂)，维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管流入。在压缩机51内的压缩动作与制热运转时同样。

此外，在不进行喷射运转时，与制热运转时同样，使膨胀机构61的开度为全闭，使得制冷剂不流入压缩机51的喷射管。

此外，在上述说明中，将热交换器52作为使制冷剂与在水回路63中循环的水进行热交换的板式热交换器这样的热交换器并进行了说明。热交换器52不限定于此，也可以是使制冷剂与空气进行热交换的热交换器。此外，水回路63也可以并非是使水循环的回路，而是使其他流体循环的回路。

如上所述，热泵装置100能够作为空调机、热泵式热水器、冰箱、制冷机等的采用了逆变器压缩机的热泵装置使用。

如上所述，本发明涉及的热泵装置，对空调机、热泵式热水器、冰箱、制冷机等是有效的，特别适合于通过高频通电对压缩机进行加热的热泵装置。

Claims (14)

1. 一种热泵装置，其特征在于，包括：

压缩机，其对制冷剂进行压缩；

电动机，其驱动所述压缩机；

绕组切换部，其切换所述电动机的绕组结构；

逆变器，其对所述电动机施加期望的电压；以及

逆变器控制部，其生成用于驱动所述逆变器的PWM信号，作为运转模式其具有使所述压缩机进行加热运转的加热运转模式和使所述压缩机进行通常运转来压缩制冷剂的通常运转模式，并且根据运转模式来控制绕组切换部的切换动作。

2. 根据权利要求1所述的热泵装置，其特征在于：

所述电动机根据与所述绕组切换部的连接状态，形成阻抗较大的第一绕组结构和阻抗比第一绕组结构小的第二绕组结构中的任一种绕组结构，

所述逆变器控制部在所述通常运转模式下控制所述绕组切换部使所述电动机形成所述第一绕组结构，而在所述加热运转模式下控制所述绕组切换部使所述电动机形成所述第二绕组结构。

3. 根据权利要求2所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部在所述加热运转模式期间输出电压指令为规定值以下的情况下，控制所述绕组切换部使所述电动机形成所述第一绕组结构。

4. 根据权利要求2所述的热泵装置，其特征在于：

设所述电动机为三相电动机，所述电动机的各相绕组的两个端子与所述绕组切换部连接，所述绕组切换部通过切换所述端子的连接，来切换成作为所述第一绕组结构的Y形连接或作为所述第二绕组结构的三角形连接。

5. 根据权利要求2所述的热泵装置，其特征在于：

设所述电动机为三相电动机，各相绕组的一端和各相绕组的中间点与所述绕组切换部连接，所述绕组切换部通过切换所述端子的连接，来切换成所述第一绕组结构或所述第二绕组结构。

6. 根据权利要求1至5中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部在所述加热运转模式下，通过比较电压指令值和三角波载波信号来生成PWM信号，以对所述电动机绕组中的两相或三相施加频率高于所述通常运转模式下的运转频率的高频交流电压，所述电压指令值在载波信号的顶点和底点的时刻，交替地切换成相对于施加在所述电动机的电压的基准相位具有大致0°或大致180°的相位差的电压相位。

7. 根据权利要求6所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部在所述加热运转模式下，根据需要加热量切换成是对所述电动机绕组施加高频交流电压的高频通电，或是对所述电动机绕组施加直流电流的直流通电。

8. 根据权利要求1至7中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的开关元件是宽禁带半导体。

9. 根据权利要求1至8中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的二极管是宽禁带半导体。

10. 根据权利要求8或9所述的热泵装置，其特征在于：

所述宽禁带半导体是碳化硅、氮化镓类材料和金刚石中的任一种。

11. 根据权利要求1至7中任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的开关元件是超级结构造的MOSFET。

12. 一种热泵系统，其包括：热泵装置，其具备通过配管将具有对制冷剂进行压缩的压缩机构的压缩机、第一热交换器、膨胀机构和第二热交换器依序连接而成的制冷剂回路；以及流体利用装置，其利用在与所述制冷剂回路连接的所述第一热交换器与制冷剂进行了热交换的流体，所述热泵系统的特征在于：

所述热泵装置包括：

压缩机，其对制冷剂进行压缩；

电动机，其驱动所述压缩机；

绕组切换部，其切换所述电动机的绕组结构；

逆变器，其对所述电动机施加期望的电压；以及

逆变器控制部，其生成用于驱动所述逆变器的PWM信号，作为运转模式其具有使所述压缩机进行加热运转的加热运转模式和使所述压缩机进行通常运转来压缩制冷剂的通常运转模式，并且根据运转模式来控制绕组切换部的切换动作。

13. 一种空调机，其特征在于：

具有权利要求1～11中任一项所述的热泵装置。

14. 一种制冷机，其特征在于：

具有权利要求1～11中任一项所述的热泵装置。