WO2012049763A1 - ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 - Google Patents

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 Download PDF

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voltage command
voltage
inverter
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和徳 畠山
卓也 下麥
真也 松下
尚季 涌田
真作 楠部
牧野　勉
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • This invention relates to a method for heating a compressor used in a heat pump apparatus.
  • Patent Document 1 describes that when a liquid refrigerant amount staying in a compressor exceeds a predetermined value, a weak high-frequency phase loss current is applied to the motor winding to warm the motor winding. Thereby, the liquid compression by the operation start in the state in which the liquid refrigerant stagnated in the compressor is prevented, and the compressor is prevented from being damaged.
  • Patent Document 2 describes that the direction of the current flowing in the stator coil of the motor is periodically reversed by controlling the ON / OFF cycle of the switching element. As a result, heat is generated not only due to resistance loss but also due to hysteresis loss, so that sufficient preheating can be performed with low current consumption, thereby improving power efficiency.
  • JP-A-8-226714 Japanese Patent Laid-Open No. 11-159467
  • An object of the present invention is to efficiently heat the refrigerant staying in the compressor.
  • the heat pump device is A compressor having a compression mechanism for compressing the refrigerant; A motor for operating the compression mechanism of the compressor; An inverter for applying a predetermined voltage to the motor, and a three-phase inverter configured by connecting three serially connected portions of two switching elements in parallel; An inverter control unit that controls the three-phase inverter and generates a high-frequency AC voltage in the three-phase inverter; The inverter control unit A phase switching unit that switches and outputs a phase ⁇ p and a phase ⁇ n that is substantially 180 degrees different from the phase ⁇ p in synchronization with a reference signal having a predetermined frequency; A voltage command generation unit that generates and outputs three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * based on the phase output by the phase switching unit; The three-phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * output from the voltage command generator are corrected by a predetermined method to generate three-phase voltage command values Vu * ′, Vv
  • Voltage command correction unit that outputs Based on the three-phase voltage command values Vu * ′, Vv * ′, Vw * ′ output from the voltage command correction unit and the reference signal, six drive signals corresponding to the switching elements of the three-phase inverter are generated. And a drive signal generator that generates a high-frequency AC voltage in the three-phase inverter by outputting each generated drive signal to a corresponding switching element of the three-phase inverter.
  • the heat pump device generates a drive signal based on the phase ⁇ p and the phase ⁇ n that are switched and output in synchronization with the reference signal. Therefore, a high-frequency voltage with high waveform output accuracy can be generated, and the refrigerant staying in the compressor can be efficiently heated while suppressing the generation of noise. Further, the heat pump device according to the present invention corrects Vu *, Vv *, Vw * output from the voltage command generation unit based on the reference signal to generate voltage command values Vu * ′, Vv * ′, Vw * ′. To do. Therefore, shaft vibration due to DC excitation can be prevented.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a heat pump device 100 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3 shows a configuration of an inverter 9 in the first embodiment.
  • FIG. 3 shows a configuration of an inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing input / output waveforms of a PWM signal generation unit according to the first embodiment.
  • FIG. 8 shows eight switching patterns in the first embodiment.
  • FIG. 3 shows a configuration of a heating determination unit 12 in the first embodiment.
  • 3 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 shows a configuration of a heat pump device 100 according to a second embodiment.
  • FIG. 9 shows line voltages and phase currents when the switching elements 17a to 17f of the inverter 9 are driven by the PWM signals UP, VP, and WP (UN, VN, and WN are opposite to UP, VP, and WP, respectively) shown in FIG. Figure.
  • the figure which shows the line voltage and phase current in case V4 is longer than V3.
  • the figure which shows the line voltage and phase current in case V0 is longer than V7. Explanatory drawing of the voltage V of a carrier signal.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a heat pump device 100 according to a third embodiment.
  • Embodiment 1 FIG. In the first embodiment, a basic configuration and operation of the heat pump apparatus 100 will be described.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a heat pump device 100 according to the first embodiment.
  • the heat pump device 100 according to the first embodiment includes a refrigeration cycle in which a compressor 1, a four-way valve 2, a heat exchanger 3, an expansion mechanism 4, and a heat exchanger 5 are sequentially connected via a refrigerant pipe 6. Inside the compressor 1, there are provided a compression mechanism 7 that compresses the refrigerant and a motor 8 that operates the compression mechanism 7.
  • the motor 8 is a three-phase motor having three-phase windings of U phase, V phase, and W phase.
  • An inverter 9 that applies a voltage to the motor 8 to drive it is electrically connected to the motor 8.
  • the inverter 9 applies voltages Vu, Vv, and Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, respectively.
  • An inverter control unit 10 including a high-frequency voltage generation unit 11 and a heating determination unit 12 is electrically connected to the inverter 9.
  • the inverter control unit 10 determines whether it is necessary to heat the motor 8 based on the value of the bus voltage Vdc that is the power supply voltage of the inverter 9 sent from the inverter 9 and the value of the current I flowing through the motor 8.
  • a PWM (Pulse Width Modulation) signal (drive signal) is output to the inverter 9.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the inverter 9 in the first embodiment.
  • the inverter 9 includes an AC power supply 13, a rectifier 14 that rectifies the voltage supplied from the AC power supply 13, a smoothing capacitor 15 that smoothes the voltage rectified by the rectifier 14 and generates a DC voltage (bus voltage Vdc), A bus voltage detection unit 16 that detects the bus voltage Vdc generated by the smoothing capacitor 15 and outputs the same to the inverter control unit 10 is provided.
  • the inverter 9 includes a voltage application unit 19 that uses the bus voltage Vdc as a power source.
  • the voltage application unit 19 includes three switching elements (17a and 17d, 17b and 17e, 17c and 17f) connected in parallel, and a freewheeling diode connected in parallel with each of the switching elements 17a to 17f. This is a circuit comprising 18a to 18f.
  • the voltage application unit 19 responds to the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN sent from the inverter control unit 10 in accordance with switching elements (UP is 17a, VP is 17b, WP is 17c, UN 17d, VN 17e, and WN 17f).
  • the voltage application unit 19 applies voltages Vu, Vv, and Vw corresponding to the driven switching element 17 to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, respectively. Further, the inverter 9 detects the current I flowing from the inverter 9 to the motor 8 by applying the voltages Vu, Vv, and Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor 8, and the inverter control unit 10. A current detection unit 20 for outputting to is provided.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the inverter control unit 10 according to the first embodiment.
  • the inverter control unit 10 includes the high-frequency voltage generation unit 11 and the heating determination unit 12.
  • the heating determination unit 12 will be described later, and here, the high-frequency voltage generation unit 11 will be described.
  • the high-frequency voltage generation unit 11 includes table data 21, an external input unit 22, a selection unit 23, an integrator 24, a voltage command generation unit 25, and a PWM signal generation unit 26.
  • the selection unit 23 is any one of the voltage command value Vc output from the heating determination unit 12, the voltage command value Vt recorded in the table data 21, and the voltage command value Va input from the external input unit 22. Is selected as the voltage command value V * and output.
  • the selection unit 23 selects either the rotation speed command value ⁇ t recorded in the table data 21 or the rotation speed command value ⁇ a input from the external input unit 22 as the rotation speed command value ⁇ *. Output.
  • the integrator 24 obtains the voltage phase ⁇ from the rotation speed command value ⁇ * output from the selection unit 23.
  • the voltage command generation unit 25 receives the voltage command value V * output from the selection unit 23 and the voltage phase ⁇ obtained by the integrator 24, and generates and outputs voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. To do.
  • the PWM signal generator 26 generates PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) based on the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * output from the voltage command generator 25 and the bus voltage Vdc. ) And output to the inverter 9.
  • FIG. 4 is a diagram showing input / output waveforms of the PWM signal generation unit 26 according to the first embodiment.
  • the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are defined as cosine waves (sine waves) whose phases are different by 2 ⁇ / 3 as shown in equations (1) to (3).
  • V * is the amplitude of the voltage command value
  • ⁇ is the phase of the voltage command value.
  • Vu * V * cos ⁇
  • Vv * V * cos ( ⁇ (2/3) ⁇ )
  • Vw * V * cos ( ⁇ + (2/3) ⁇ )
  • the voltage command generation unit 25 uses the voltage command values Vu * and Vv according to equations (1) to (3). * And Vw * are calculated, and the calculated voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * are output to the PWM signal generator 26.
  • the PWM signal generation unit 26 compares the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * with a carrier signal (reference signal) having a predetermined frequency and an amplitude Vdc / 2, and determines the PWM signal UP, VP, WP, UN, VN, WN are generated. For example, when the voltage command value Vu * is larger than the carrier signal, UP is a voltage for turning on the switching element 17a, and UN is a voltage for turning off the switching element 17d. When the voltage command value Vu * is smaller than the carrier signal, on the contrary, UP is a voltage that turns off the switching element 17a, and UN is a voltage that turns on the switching element 17d.
  • VP and VN are determined by comparing the voltage command value Vv * and the carrier signal
  • WP and WN are determined by comparing the voltage command value Vw * and the carrier signal.
  • UP and UN, VP and VN, and WP and WN are in opposite relations. Therefore, there are eight switching patterns in total.
  • FIG. 5 is a diagram showing eight switching patterns in the first embodiment.
  • reference symbols V0 to V7 are attached to voltage vectors generated in each switching pattern.
  • the voltage direction of each voltage vector is represented by ⁇ U, ⁇ V, ⁇ W (0 when no voltage is generated).
  • + U is a voltage that generates a current in the U-phase direction that flows into the motor 8 via the U-phase and flows out of the motor 8 via the V-phase and the W-phase
  • ⁇ U is the V-phase.
  • the same interpretation is applied to ⁇ V and ⁇ W.
  • the inverter 9 can output a desired voltage by outputting a voltage vector by combining the switching patterns shown in FIG. At this time, it is possible to output a high-frequency voltage by changing the phase ⁇ at high speed.
  • the voltage command signals Vu *, Vv *, Vw * may be obtained by two-phase modulation, third harmonic superposition modulation, space vector modulation, or the like.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of the heating determination unit 12 in the first embodiment.
  • the heating determination unit 12 Based on the bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 16 of the inverter 9 and the current I detected by the current detection unit 20 of the inverter 9, the heating determination unit 12 operates the ON / OFF state of the high-frequency voltage generation unit 11. ) To control.
  • the heating determination unit 12 includes a current comparison unit 27, a voltage comparison unit 28, a temperature detection unit 29, a temperature comparison unit 30, a first AND calculation unit 31, a stagnation determination unit 32, an elapsed time measurement unit 33, a time comparison unit 34, A reset unit 35, a logical sum calculation unit 36, a second logical product calculation unit 37, and a heating amount determination unit 38 are provided.
  • the current comparator 27 determines that the current I detected and output by the current detector 20 is in a normal state when Imin ⁇ I ⁇ Imax, and outputs 0 in other cases.
  • Imax is a current upper limit value
  • Imin is a current lower limit value.
  • the voltage comparison unit 28 determines that the bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 16 is in the normal state when Vdc_min ⁇ Vdc ⁇ Vdc_max, and outputs 1 in other cases.
  • Vdc_max is a bus voltage upper limit value
  • Vdc_min is a bus voltage lower limit value.
  • the voltage comparison unit 28 operates to stop heating by determining 0 as an abnormal state and outputting 0.
  • the temperature detector 29 detects the inverter temperature Tinv, which is the temperature of the voltage application unit 19, the temperature Tc of the compressor 1, and the outside air temperature To.
  • the temperature comparison unit 30 compares the preset protection temperature Tp_inv of the inverter with the inverter temperature Tinv, and compares the preset protection temperature Tp_c of the compressor 1 with the compressor temperature Tc. Then, the temperature comparison unit 30 determines that the operation is normal in the state of Tp_inv> Tinv and the state of Tp_c> Tc, and outputs 1 in other cases.
  • the temperature comparison unit 30 operates to determine that it is dangerous and output 0 to stop heating.
  • Tp_c it is necessary to set Tp_c in consideration of the point that the compressor 1 has a larger heat capacity than the winding of the motor 8 and the temperature rise rate is slower than that of the winding.
  • the first logical product calculation unit 31 outputs a logical product of the output values of the current comparison unit 27, the voltage comparison unit 28, and the temperature comparison unit 30 described above. If any one of the output values of the current comparison unit 27, voltage comparison unit 28, and temperature comparison unit 30 becomes 0 in the abnormal state, the first AND calculation unit 31 outputs 0 and stops heating. To work. Although a method for stopping heating using the current I, the bus voltage Vdc, and the temperatures Tinv and Tc has been described here, it is not necessary to use all of them. Moreover, you may comprise so that a heating may be stopped using parameters other than having described here.
  • the stagnation determination unit 32 retains the liquid refrigerant in the compressor 1 in the compressor 1 (the refrigerant has fallen). Status).
  • the compressor 1 has the largest heat capacity in the refrigeration cycle, and the compressor temperature Tc rises with a delay with respect to the rise in the outside air temperature To. Therefore, the temperature becomes the lowest. Since the refrigerant stays in the place where the temperature is lowest in the refrigeration cycle and accumulates as a liquid refrigerant, the refrigerant accumulates in the compressor 1 when the temperature rises.
  • the stagnation determination unit 32 determines that the refrigerant is staying in the compressor 1 when To> Tc, outputs 1 and starts heating, and when To ⁇ Tc Stop heating.
  • Control may be performed by controlling heating to start when To is increasing or when Tc is increasing, and control can be performed using either one when detection of Tc or To becomes difficult. Therefore, highly reliable control can be realized.
  • the elapsed time measuring unit 33 measures the time (Elapse_Time) when the compressor 1 is not heated, and outputs 1 when the time limit unit Limit_Time preset by the time comparing unit 34 is exceeded. Start heating.
  • Limit_Time may be set to about 12 hours. Note that when the compressor 1 is heated, the Elapse_Time is set to 0 in the reset unit 35.
  • the logical sum calculation unit 36 outputs the logical sum of the output values of the stagnation determination unit 32 and the time comparison unit 34 described above. When either one of the output values of the stagnation determination unit 32 and the time comparison unit 34 becomes 1 indicating the start of heating, the OR calculation unit 36 outputs 1 to start heating the compressor 1. .
  • the second logical product calculation unit 37 outputs the logical product of the output values of the first logical product calculation unit 31 and the logical sum calculation unit 36 as the output value of the heating determination unit 12.
  • the output value is 1
  • the high-frequency voltage generator 11 is operated and the compressor 1 is heated.
  • the high-frequency voltage generator 11 is not operated and the compressor 1 is not heated, or the high-frequency voltage generator 11 is stopped and the compressor 1 is heated. stop.
  • the second logical product calculation unit 37 outputs a logical product
  • the first logical product calculation unit 31 outputs a heating stop signal 0 to the compressor 1
  • the logical sum calculation unit 36 performs heating. Even if the start signal 1 is output, the heating can be stopped. Therefore, it is possible to obtain a heat pump device capable of minimizing standby power consumption while ensuring reliability.
  • the stagnation determination unit 32 detects a state in which the liquid refrigerant has accumulated in the compressor 1 based on the compressor temperature Tc and the outside air temperature To. Furthermore, the heating amount determination unit 38 specifies the amount of liquid refrigerant that has accumulated in the compressor 1 from the compressor temperature Tc and the outside air temperature To. Then, the heating amount determination unit 38 calculates and outputs a voltage command value Vc necessary for driving the refrigerant out of the compressor 1 in accordance with the specified amount of liquid refrigerant. As a result, it is possible to eliminate the state in which the liquid refrigerant has accumulated in the compressor 1 with the minimum necessary electric power, and it is possible to reduce the influence on global warming due to power consumption reduction.
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the inverter control unit 10 in the first embodiment.
  • S1 heating judgment step
  • the heating determination unit 12 determines whether to operate the high-frequency voltage generation unit 11 by the above-described operation while the compressor 1 is stopped.
  • the heating determination unit 12 determines that the high-frequency voltage generation unit 11 is to be operated, that is, when the output value of the heating determination unit 12 is 1 (ON) (YES in S1), the process proceeds to S2, and a PWM signal for preheating Is generated.
  • the heating determination unit 12 determines that the high-frequency voltage generation unit 11 is not operated, that is, when the output value of the heating determination unit 12 is 0 (OFF) (NO in S1), the high-frequency voltage generation is performed again after a predetermined time has elapsed. It is determined whether to operate the unit 11. (S2: Voltage command value generation step)
  • the selector 23 selects the voltage command value V * and the rotational speed command value ⁇ *, and the integrator 24 obtains the voltage phase ⁇ from the rotational speed command value ⁇ * selected by the selector 23.
  • the voltage command generation unit 25 based on the voltage command value V * selected by the selection unit 23 and the voltage phase ⁇ obtained by the integrator 24, the voltage command value Vu * according to the equations (1) to (3). , Vv *, Vw * are calculated, and the calculated voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are output to the PWM signal generator 26.
  • S3 PWM signal generation step
  • the PWM signal generation unit 26 compares the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * output from the voltage command generation unit 25 with the carrier signal to obtain the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN. And output to the inverter 9.
  • the switching elements 17 a to 17 f of the inverter 9 are driven to apply a high frequency voltage to the motor 8.
  • the motor 8 is efficiently heated by the iron loss of the motor 8 and the copper loss generated by the current flowing through the winding.
  • the liquid refrigerant staying in the compressor 1 is heated and vaporized, and leaks to the outside of the compressor 1. After a predetermined time has elapsed, the process returns to S1 again to determine whether further heating is necessary.
  • the heat pump device 100 when the liquid refrigerant is in the compressor 1, the high-frequency voltage is applied to the motor 8.
  • the motor 8 can be heated. Thereby, the refrigerant staying in the compressor 1 can be efficiently heated, and the staying refrigerant can be leaked to the outside of the compressor 1.
  • the selection unit 23 may output a rotation speed command ⁇ * that is equal to or higher than the operation frequency during the compression operation.
  • the operating frequency during the compression operation is at most 1 kHz. Therefore, a high frequency voltage of 1 kHz or higher may be applied to the motor 8.
  • the vibration sound of the iron core of the motor 8 approaches the upper limit of the audible frequency, which is effective in reducing noise. Therefore, for example, the selection unit 23 outputs a rotation speed command ⁇ * that provides a high frequency voltage of about 20 kHz.
  • the frequency of the high-frequency voltage exceeds the maximum rated frequency of the switching elements 17a to 17f, a load or a power supply short circuit due to the destruction of the switching elements 17a to 17f may occur, resulting in smoke or fire. Therefore, in order to ensure reliability, it is desirable that the frequency of the high frequency voltage be not more than the maximum rated frequency.
  • a compressor motor for a heat pump apparatus is widely used in order to increase efficiency, such as an IPM (Interior Permanent Magnet) structure motor or a concentrated winding motor having a small coil end and a low winding resistance. Since the concentrated winding motor has a small winding resistance and a small amount of heat generated by copper loss, a large amount of current needs to flow through the winding. When a large amount of current is passed through the windings, the current flowing through the inverter 9 also increases and the inverter loss increases. Therefore, when heating is performed by applying the above-described high frequency voltage, an inductance component due to a high frequency is increased, and the winding impedance is increased.
  • IPM Interior Permanent Magnet
  • the current flowing through the winding is reduced and the copper loss is reduced, the iron loss due to the application of the high frequency voltage is generated and heating can be performed effectively. Furthermore, since the current flowing through the winding is reduced, the current flowing through the inverter is also reduced, the loss of the inverter 9 can be reduced, and more efficient heating is possible. Further, when heating is performed by applying the high-frequency voltage described above, when the compressor is an IPM motor, the rotor surface where the high-frequency magnetic flux is linked also becomes a heat generating portion. For this reason, an increase in the refrigerant contact surface and rapid heating of the compression mechanism are realized, so that the refrigerant can be efficiently heated.
  • the switching elements 17a to 17f constituting the inverter 9 and the free-wheeling diodes 18a to 18f connected in parallel to the switching elements 17a to 17f are generally mainly made of a semiconductor made of silicon (Si). .
  • a wide gap semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used.
  • a switching element or a diode element formed of such a wide band gap semiconductor has a high withstand voltage and a high allowable current density. Therefore, the switching element and the diode element can be reduced in size, and by using these reduced switching element and diode element, the semiconductor module incorporating these elements can be reduced in size.
  • the switching element and the diode element formed by such a wide band gap semiconductor have high heat resistance.
  • the heat sink fins of the heat sink can be miniaturized and the water cooling part can be air cooled, so that the semiconductor module can be further miniaturized.
  • switching elements and diode elements formed of such a wide band gap semiconductor have low power loss. For this reason, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the diode element, and to increase the efficiency of the semiconductor module.
  • both the switching element and the diode element are preferably formed of a wide band gap semiconductor, either one of the elements may be formed of a wide band gap semiconductor, and the effects described in this embodiment are achieved. Obtainable.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the compressor 1 can be efficiently heated, and the liquid refrigerant in the compressor 1 can be prevented from staying. Therefore, since liquid compression can be prevented, it is effective even when a scroll compressor is used as the compressor 1.
  • the amplitude of the voltage command value may be adjusted in advance so as not to exceed 50 W, or the feedback control may be performed so that the flowing current or voltage is detected to be 50 W or less.
  • the inverter control unit 10 includes a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), a microcomputer (microcomputer), an electronic circuit, and the like.
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • Embodiment 2 a method for generating a high-frequency voltage will be described.
  • the upper limit of the carrier frequency that is the frequency of the carrier signal is determined by the switching speed of the switching element of the inverter. For this reason, it is difficult to output a high-frequency voltage equal to or higher than the carrier frequency that is a carrier wave.
  • the upper limit of the switching speed is about 20 kHz. Further, when the frequency of the high frequency voltage is about 1/10 of the carrier frequency, the waveform output accuracy of the high frequency voltage is deteriorated, and there is a risk that a direct current component is superimposed.
  • the carrier frequency is set to 20 kHz
  • the frequency of the high frequency voltage is set to 2 kHz, which is 1/10 of the carrier frequency
  • the frequency of the high frequency voltage becomes an audible frequency region, and there is a concern about noise deterioration.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of the heat pump apparatus 100 according to the second embodiment.
  • the heat pump apparatus 100 according to the second embodiment adds the phase ⁇ p and the phase ⁇ n switched by the selection unit 23 to the reference phase ⁇ f instead of the integrator 24 (see FIG. 3) to obtain the voltage phase ⁇ .
  • the heat pump apparatus 100 is the same as that of the first embodiment shown in FIG. For this reason, the same reference numerals are used and description thereof is omitted, and only the changes are described.
  • the rotational speed command ⁇ * is integrated by the integrator 24 to obtain the voltage phase ⁇ .
  • the selection unit 23 (phase switching unit) alternately switches between two types of voltage phases of the phase ⁇ p and the phase ⁇ n that is approximately 180 degrees different from the phase ⁇ p.
  • the adding unit 39 adds the phase ⁇ p or the phase ⁇ n selected by the selecting unit 23 to the reference phase ⁇ f to obtain the voltage phase ⁇ .
  • the selection unit 23 alternately switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top (peak) or bottom (valley) of the carrier signal, or at the timing of the top and bottom.
  • the adder 39 adds the phase ⁇ p or the phase ⁇ n selected by the selector 23 to the reference phase ⁇ f, and outputs the result to the voltage command generator 25 as the voltage phase ⁇ .
  • the voltage command generator 25 uses the voltage phase ⁇ and the voltage command value V * to obtain voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * using Equations (1) to (3), and generates a PWM signal.
  • the selector 23 switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the timing of the top or bottom of the carrier signal, the top and the bottom, so that a PWM signal synchronized with the carrier signal can be output.
  • FIG. 9 is a timing chart when the selection unit 23 alternately switches between the phase ⁇ p and the phase ⁇ n at the top and bottom timings of the carrier signal.
  • UP and UN, VP and VN, and WP and WN are on / off states opposite to each other, and if one is known, the other is also known, so only UP, VP, and WP are shown here.
  • ⁇ f 0 [degrees].
  • the PWM signal changes as shown in FIG.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram of changes in the voltage vector shown in FIG.
  • the switching element 17 surrounded by a broken line is turned on, and the switching element 17 not surrounded by a broken line is turned off.
  • the lines of the motor 8 are short-circuited and no voltage is output. In this case, the energy stored in the inductance of the motor 8 becomes a current and flows in the short circuit.
  • a current in the U-phase direction (current of + Iu) flows into the motor 8 via the U phase and flows out of the motor 8 via the V phase and the W phase.
  • V4 vector (+ Iu current) and the V3 vector ( ⁇ Iu current) are alternately output, the forward and reverse torques are instantaneously switched. Therefore, it is possible to apply a voltage that suppresses the vibration of the rotor by canceling the torque.
  • FIG. 11 is a timing chart when the selection unit 23 switches the phase ⁇ p and the phase ⁇ n alternately at the bottom timing of the carrier signal.
  • the PWM signal changes as shown in FIG.
  • the voltage vector changes in the order of V0, V4, V7, V7, V3, V0, V0, V3, V7, V7, V4, V0,. Since the V4 vector and the V3 vector appear during a two-carrier cycle, an AC voltage having a 1 ⁇ 2 carrier frequency can be applied to the winding of the motor 8.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of the rotor position (rotor stop position) of the IPM motor.
  • the rotor position ⁇ of the IPM motor is represented by the magnitude of the angle at which the direction of the N pole of the rotor deviates from the U-phase direction.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a change in current depending on the rotor position.
  • the winding inductance depends on the rotor position. Therefore, the winding impedance represented by the product of the electrical angular frequency ⁇ and the inductance value varies according to the rotor position. Therefore, even when the same voltage is applied, the current flowing through the winding of the motor 8 varies depending on the rotor position, and the amount of heating changes. As a result, depending on the rotor position, a large amount of electric power may be consumed in order to obtain a necessary heating amount.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an applied voltage when ⁇ f is changed over time.
  • ⁇ f is changed by 45 degrees over time, 0 degrees, 45 degrees, 90 degrees, 135 degrees,. If ⁇ f is 0 degree, the phase ⁇ of the voltage command value is 0 degrees and 180 degrees, and if ⁇ f is 45 degrees, the phase ⁇ of the voltage command value is 45 degrees and 225 degrees, and ⁇ f is 90 degrees.
  • the phase ⁇ of the voltage command value is 90 degrees and 270 degrees, and if ⁇ f is 135 degrees, the phase ⁇ of the voltage command value is 135 degrees and 315 degrees.
  • ⁇ f is set to 0 degrees, and the phase ⁇ of the voltage command value is switched between 0 degrees and 180 degrees in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. Thereafter, ⁇ f is switched to 45 degrees, and the phase ⁇ of the voltage command value is switched between 45 degrees and 225 degrees in synchronization with the carrier signal for a predetermined time. Then, ⁇ f is switched to 90 degrees, and so on at predetermined time intervals, such as 0 degrees and 180 degrees, 45 degrees and 225 degrees, 90 degrees and 270 degrees, 135 degrees and 315 degrees,. And the phase ⁇ of the voltage command value are switched.
  • FIG. 15 is a diagram showing the current flowing in each phase of the UVW of the motor 8 when ⁇ f is 0 degrees (the U phase (V4) direction is 0 degrees), 30 degrees, and 60 degrees.
  • ⁇ f is 0 degree
  • another voltage vector one positive voltage side and two negative voltage sides or two positive voltage sides of switching elements 17a to 17f
  • the current waveform has a trapezoidal shape and has a low harmonic component.
  • ⁇ f is 30 degrees
  • two different voltage vectors are generated between V0 and V7. In this case, the current waveform is distorted, resulting in a current with many harmonic components.
  • This distortion of the current waveform may cause adverse effects such as motor noise and motor shaft vibration.
  • ⁇ f 60 degrees
  • only one other voltage vector is generated between V0 and V7, as in the case where ⁇ f is 0 degrees.
  • the current waveform is trapezoidal, and the current has less harmonic components.
  • the reference phase ⁇ f is n times 60 degrees (n is an integer of 0 or more)
  • the reference phase ⁇ f when the reference phase ⁇ f is other than n times 60 degrees, the voltage phase ⁇ does not become a multiple of 60 degrees, so two other voltage vectors are generated between V0 and V7. If two other voltage vectors are generated between V0 and V7, the current waveform is distorted and the current has a large number of harmonic components, which may adversely affect motor noise and motor shaft vibration. Therefore, it is desirable to change the reference phase ⁇ f in increments of 60 degrees such as 0 degrees, 60 degrees,.
  • FIG. 16 shows line voltages and phases when the switching elements 17a to 17f of the inverter 9 are driven by the PWM signals UP, VP, and WP (UN, VN, and WN are opposite to UP, VP, and WP, respectively) shown in FIG. It is a figure which shows an electric current.
  • the switching elements 17a to 17f of the inverter 9 are driven by the PWM signals UP, VP, and WP (UN, VN, and WN are the reverse of UP, VP, and WP, respectively) shown in FIG.
  • line voltages Vuv, Vvw, Vwu are output during the output of the V4 and V3 vectors as shown in FIG.
  • phase currents Iu, Iv, Iw change as shown in FIG.
  • the phase currents Iu, Iv, and Iw are attenuated by the resistance and inductance of the motor 8.
  • a high-frequency AC voltage is applied to the motor 8.
  • V4 and V3 in one carrier cycle are used to eliminate the current offset.
  • the lengths of the zero vectors V0 and V7 may be matched.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram of the voltage V of the carrier signal.
  • Vdc the bus voltage
  • fc the carrier frequency
  • t time. 4
  • equation (6) is solved for time t, the following equation (7) is obtained.
  • the length is V7 ′ + V3 ′.
  • the real vectors V4 and V3 coincide with each other, and the voltage command values Vu *, Vu *, V0 ′, V7 ′, and V7 and V7 ′ coincide with each other. If Vv * and Vw * are corrected, the occurrence of current offset can be suppressed. Then, vibration of the shaft of the motor 8 can be suppressed.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration of the PWM signal generation unit 26 according to the second embodiment.
  • the PWM signal generation unit 26 according to the second embodiment includes a voltage command correction unit 40 and a carrier comparison unit 41 (drive signal generation unit).
  • the voltage command correction unit 40 uses the obtained V0 length, V4 length, and V7 length to calculate the voltage command values Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ using Equation (4).
  • the voltage command value Vu * is obtained by calculating by inputting the length of V0 to t in the equation (4).
  • the voltage command correction unit 40 obtains the voltage command values Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ by using the length of V0 ′, the length of V3, and the length of V7 ′ using Equation (6). calculate.
  • the voltage command value Vu * is obtained by calculating by inputting the length of V7 ′ to t in the equation (6).
  • the voltage command values Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ that can eliminate the current offset can be obtained.
  • the carrier comparison unit 41 compares the voltage command values Vu * ′, Vv * ′, Vw * ′ obtained by the voltage command correction unit 40 with the carrier signal and outputs the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN. Is generated and output. Then, the switching elements 17a to 17f are driven by the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN. As a result, it is possible to flow a current in which the current offset is eliminated to the motor 8 and to prevent shaft vibration due to direct current excitation.
  • the two phases of the phase ⁇ p and the phase ⁇ n that is approximately 180 degrees different from the phase ⁇ p are alternately switched in synchronization with the carrier signal, and the voltage phase ⁇ It was.
  • a high frequency voltage synchronized with the carrier frequency can be applied to the winding of the motor 8.
  • reference phase ⁇ f is changed over time. For this reason, since the energization phase of the high-frequency AC voltage changes with time, the compressor 1 can be heated uniformly without depending on the rotor position.
  • the voltage command values Vu * ′, Vv * ′, and Vw * ′ are generated by correcting the Vu *, Vv *, and Vw * output from the voltage command generation unit 25. . For this reason, it is possible to flow a current from which the current offset is eliminated to the motor 8, and it is possible to prevent shaft vibration due to direct current excitation.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the heat pump device 100 in which the compressor 1, the four-way valve 2, the heat exchanger 3, the expansion mechanism 4, and the heat exchanger 5 are sequentially connected by piping is illustrated.
  • a heat pump device 100 having a more specific configuration will be described.
  • FIG. 21 is a circuit configuration diagram of the heat pump device 100 according to the third embodiment.
  • FIG. 22 is a Mollier diagram of the refrigerant state of the heat pump apparatus 100 shown in FIG.
  • the horizontal axis represents specific enthalpy and the vertical axis represents refrigerant pressure.
  • a compressor 51, a heat exchanger 52, an expansion mechanism 53, a receiver 54, an internal heat exchanger 55, an expansion mechanism 56, and a heat exchanger 57 are sequentially connected by piping, Is provided with a main refrigerant circuit 58 that circulates.
  • a four-way valve 59 is provided on the discharge side of the compressor 51 so that the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 60 is provided in the vicinity of the heat exchanger 57.
  • the compressor 51 is the compressor 1 described in the above embodiment, and includes the motor 8 driven by the inverter 9 and the compression mechanism 7.
  • the heat pump device 100 includes an injection circuit 62 that connects between the receiver 54 and the internal heat exchanger 55 to the injection pipe of the compressor 51 by piping.
  • An expansion mechanism 61 and an internal heat exchanger 55 are sequentially connected to the injection circuit 62.
  • a water circuit 63 through which water circulates is connected to the heat exchanger 52.
  • the water circuit 63 is connected to a device that uses water such as a water heater, a radiator, a radiator such as floor heating, and the like.
  • the heating operation includes not only heating used for air conditioning, but also hot water supply that heats water to make hot water.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 22) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is heat-exchanged and liquefied in a heat exchanger 52 that is a condenser and a radiator. Point 2). At this time, the water circulating in the water circuit 63 is warmed by the heat radiated from the refrigerant and used for heating and hot water supply. The liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 52 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54, cooled, and liquefied (point 4 in FIG. 22).
  • the liquid phase refrigerant liquefied by the receiver 54 branches and flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 with the refrigerant flowing through the injection circuit 62 that has been decompressed by the expansion mechanism 61 into a gas-liquid two-phase state, and further cooled (FIG. 22). Point 5).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the internal heat exchanger 55 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 22).
  • the refrigerant that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heated and exchanged with the outside air by the heat exchanger 57 that is an evaporator (point 7 in FIG. 22).
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 57 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is decompressed by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG.
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the compressor 51 from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant sucked from the main refrigerant circuit 58 (point 8 in FIG. 22) is compressed and heated to an intermediate pressure (point 11 in FIG. 22).
  • the refrigerant that has been compressed and heated to the intermediate pressure (point 11 in FIG. 22) joins the injection refrigerant (point 10 in FIG. 22), and the temperature drops (point 12 in FIG. 22).
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is fully closed. That is, when the injection operation is performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is larger than the predetermined opening degree. However, when the injection operation is not performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is more than the predetermined opening degree. Make it smaller. Thereby, the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51.
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is controlled electronically by a control unit such as a microcomputer.
  • the cooling operation includes not only cooling used for air conditioning but also making cold water by taking heat from water, freezing and the like.
  • the gas-phase refrigerant (point 1 in FIG. 22) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is heat-exchanged and liquefied by a heat exchanger 57 that is a condenser and a radiator. Point 2).
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 57 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 3 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55, cooled and liquefied (point 4 in FIG. 22).
  • the refrigerant that has become a gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 and the liquid-phase refrigerant that has been liquefied by the internal heat exchanger 55 have been decompressed by the expansion mechanism 61, and have become a gas-liquid two-phase state.
  • Heat is exchanged with the refrigerant (point 9 in FIG. 22).
  • the liquid-phase refrigerant (point 4 in FIG. 22) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 branches and flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54 and further cooled (point 5 in FIG. 22).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the receiver 54 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point 6 in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged and heated by the heat exchanger 52 serving as an evaporator (point 7 in FIG. 22).
  • the heat exchanger 52 serving as an evaporator
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 52 is further heated by the receiver 54 (point 8 in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is decompressed by the expansion mechanism 61 (point 9 in FIG. 22) and heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 (point 10 in FIG. 22).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the compression operation in the compressor 51 is the same as in the heating operation.
  • the opening of the expansion mechanism 61 is fully closed so that the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51, as in the heating operation.
  • the heat exchanger 52 has been described as a heat exchanger such as a plate heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the water circulating in the water circuit 63.
  • the heat exchanger 52 is not limited to this and may exchange heat between the refrigerant and the air.
  • the water circuit 63 may be a circuit in which other fluid circulates instead of a circuit in which water circulates.
  • the heat pump device 100 can be used for a heat pump device using an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator.
  • an inverter compressor such as an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, or a refrigerator.

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Abstract

　この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。選択部２３は、キャリア信号に同期して、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとを切り替えて出力する。電圧指令生成部２５は、選択部２３が出力した位相に基づき、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する。ＰＷＭ生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、所定の方法により補正して三相の電圧指令値Ｖｕ＊'，Ｖｖ＊'，Ｖｗ＊'を生成するとともに、三相の電圧指令値Ｖｕ＊'，Ｖｖ＊'，Ｖｗ＊'とキャリア信号とに基づき、インバータ９の各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する。そして、ＰＷＭ生成部２６は、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、インバータに高周波交流電圧を発生させる。

Description

ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法
　この発明は、ヒートポンプ装置に使用される圧縮機の加熱方法に関する。
　特許文献１には、圧縮機内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると、モータの巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモータの巻線を暖めることについての記載がある。これにより、圧縮機内に液冷媒が滞留した状態での運転開始による液圧縮を防止して圧縮機の破損を防止している。
　特許文献２には、スイッチング素子のオン／オフ周期を制御することにより、モータのステータコイルに流れる電流の向きを周期的に逆方向にすることについての記載がある。これにより、抵抗損による発熱だけでなく、ヒステリシス損による発熱を行い、少ない消費電流で十分な予熱を行えるようにし、電力効率の向上を図っている。
特開平８－２２６７１４号公報 特開平１１－１５９４６７号公報
　特許文献１に記載された技術では、欠相電流を流すため電流が流れない巻線が発生してしまい、均一に圧縮機の加熱ができない。また、突極比を持つ永久磁石同期形モータにインバータを用いて欠相電流を流そうとする場合、巻線インダクタンスがロータ位置に依存する。そのため、ロータ位置によっては全相に電流が流れることがあるため、欠相電流を流すことが困難である。
　特許文献２に記載された技術では、一端が電源側に接続されたスイッチング素子のいずれか１つを所定時間の間に所定の回数オン／オフを繰り返させる。また、これと同時に、一端がアース側に接続されたスイッチング素子のいずれか２つを当該所定時間の間オン状態した後、ステータコイルに流れる電流が逆方向となるようにする。そのため、巻線に流す電流の周波数を高周波化できず、高周波化による鉄損発生に限界があり効率向上が図れない。また、騒音が発生してしまう。
　この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。
　この発明に係るヒートポンプ装置は、
　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
　前記三相インバータを制御して、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と
を備え、
　前記インバータ制御部は、
　所定の周波数の基準信号に同期して、位相θｐと、前記位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとを切り替えて出力する位相切替部と、
　前記位相切替部が出力した位相に基づき、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する電圧指令生成部と、
　前記電圧指令生成部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、所定の方法により補正して三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成して出力する電圧指令補正部と、
　前記電圧指令補正部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と前記基準信号とに基づき、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させる駆動信号生成部と
を備えることを特徴とする。
　この発明に係るヒートポンプ装置は、基準信号に同期して切り替えて出力された位相θｐと位相θｎとに基づき駆動信号を生成する。そのため、波形出力精度の高い高周波電圧を生成することができ、騒音の発生を抑えつつ、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。
　また、この発明に係るヒートポンプ装置は、電圧指令生成部が出力したＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を、基準信号に基づき補正して電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を生成する。そのため、直流励磁による軸振動を防止することが可能となる。
実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図。 実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図。 実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図。 実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図。 実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャート。 実施の形態２におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図。 選択部２３がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャート。 図９に示す電圧ベクトルの変化の説明図。 選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャート。 ＩＰＭモータのロータ位置の説明図。 ロータ位置による電流変化を示す図。 θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図。 θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を表した図。 図９に示すＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮはそれぞれＵＰ、ＶＰ、ＷＰの逆）でインバータ９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆを駆動した場合における線間電圧と相電流とを示す図。 Ｖ３よりもＶ４の方が長い場合における線間電圧と相電流とを示す図。 Ｖ７よりもＶ０の方が長い場合における線間電圧と相電流とを示す図。 キャリア信号の電圧Ｖの説明図。 実施の形態２に係るＰＷＭ信号生成部２６の構成を示す図。 実施の形態３に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図。 図２１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図。
　実施の形態１．
　実施の形態１では、ヒートポンプ装置１００の基本的な構成及び動作について説明する。
　図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。
　実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。
　モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。
　インバータ９には、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備えるインバータ制御部１０が電気的に接続されている。インバータ制御部１０は、インバータ９から送られるインバータ９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃの値と、モータ８に流れる電流Ｉの値とに基づいて、モータ８を加熱する必要があるか判断するとともに、モータ８を加熱する必要がある場合に、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）をインバータ９へ出力する。
　図２は、実施の形態１におけるインバータ９の構成を示す図である。
　インバータ９は、交流電源１３と、交流電源１３から供給される電圧を整流する整流器１４と、整流器１４で整流された電圧を平滑して直流電圧（母線電圧Ｖｄｃ）を生成する平滑コンデンサ１５と、平滑コンデンサ１５で生成された母線電圧Ｖｄｃを検出してインバータ制御部１０へ出力する母線電圧検出部１６とを備える。
　また、インバータ９は、母線電圧Ｖｄｃを電源とする電圧印加部１９を備える。電圧印加部１９は、２つのスイッチング素子（１７ａと１７ｄ、１７ｂと１７ｅ、１７ｃと１７ｆ）の直列接続部が３個並列に接続され、各スイッチング素子１７ａ～１７ｆそれぞれと並列に接続された環流ダイオード１８ａ～１８ｆを備える回路である。電圧印加部１９は、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに応じて、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１７ａ、ＶＰは１７ｂ、ＷＰは１７ｃ、ＵＮは１７ｄ、ＶＮは１７ｅ、ＷＮは１７ｆ）を駆動する。そして、電圧印加部１９は、駆動したスイッチング素子１７に応じた電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線それぞれに印加する。
　さらに、インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加することにより、インバータ９からモータ８へ流れる電流Ｉを検出してインバータ制御部１０へ出力する電流検出部２０を備える。
　図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を示す図である。
　上述したように、インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については後述し、ここでは高周波電圧発生部１１について説明する。
　高周波電圧発生部１１は、テーブルデータ２１、外部入力部２２、選択部２３、積分器２４、電圧指令生成部２５、ＰＷＭ信号生成部２６を備える。
　選択部２３は、加熱判定部１２から出力された電圧指令値Ｖｃと、テーブルデータ２１に記録された電圧指令値Ｖｔと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちいずれか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択して出力する。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された回転数指令値ωｔと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちいずれかを回転数指令値ω＊として選択して出力する。
　積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧位相θを求める。
　電圧指令生成部２５は、選択部２３が出力した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成して出力する。
　ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ，ＷＮ）を生成し、インバータ９へ出力する。
　電圧指令生成部２５の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成方法と、ＰＷＭ信号生成部２６のＰＷＭ信号の生成方法とについて説明する。
　図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形を示す図である。
　例えば、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を式（１）～式（３）のように位相が２π／３づつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。但し、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値の位相である。
　（１）Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ
　（２）Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ－（２／３）π）
　（３）Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）
　電圧指令生成部２５は、選択部２３が出力した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとに基づき、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。
　例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子１７ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１７ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子１７ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１７ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。
　一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。
　図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図５では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０～Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、－Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。
　図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を出力させることができる。このときに位相θを高速で変化させることにより、高周波の電圧を出力することが可能となる。
　なお、式（１）～式（３）以外にも二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても構わない。
　図６は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。
　加熱判定部１２は、インバータ９の母線電圧検出部１６が検出した母線電圧Ｖｄｃや、インバータ９の電流検出部２０が検出した電流Ｉ等に基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御する。
　加熱判定部１２は、電流比較部２７、電圧比較部２８、温度検出部２９、温度比較部３０、第１論理積計算部３１、寝込み判定部３２、経過時間計測部３３、時間比較部３４、リセット部３５、論理和計算部３６、第２論理積計算部３７、加熱量判断部３８を備える。
　電流比較部２７は、電流検出部２０により検出され出力された電流Ｉが、Ｉｍｉｎ＜Ｉ＜Ｉｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
　ここで、Ｉｍａｘは電流上限値、Ｉｍｉｎは電流下限値である。Ｉｍａｘ以上の過大な正の電流、又は、Ｉｍｉｎ以下の過大な負の電流が流れる場合、電流比較部２７は異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。
　電圧比較部２８は、母線電圧検出部１６により検出した母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘの状態の時に正常状態と判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
　ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合や、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。
　温度検出部２９は、電圧印加部１９の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃ、外気温度Ｔｏを検出する。
　温度比較部３０は、予め設定したインバータの保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｎｖとを比較するとともに、予め設定した圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと圧縮機温度Ｔｃとを比較する。そして、温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖの状態、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの状態では正常に動作していると判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。
　ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度が高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となり、絶縁不良等の恐れがある。そのため、温度比較部３０は、危険と判断して０を出力して加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。
　第１論理積計算部３１は、以上の電流比較部２７、電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の論理積を出力する。電流比較部２７、電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値のいずれか１つでも異常状態の０となった場合には、第１論理積計算部３１が０を出力して加熱を停止するよう動作させる。
　なお、ここでは、電流Ｉ、母線電圧Ｖｄｃ、温度Ｔｉｎｖ、Ｔｃを用いて加熱を停止する方法について述べたが、全てを用いなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよい。
　続いて、温度検出部２９により検出した圧縮機１の温度Ｔｃと外気温度Ｔｏに基づいて、寝込み判定部３２により圧縮機１内の圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態（冷媒が寝込んだ状態）か否かを判断する。
　圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温Ｔｏの上昇に対して、圧縮機温度Ｔｃは遅れて上昇するため、最も温度が低くなる。冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるため温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まる。そこで、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に滞留していると判断して１を出力して加熱を開始し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合に加熱を停止する。
　なお、Ｔｏが上昇傾向の時や、Ｔｃが上昇傾向の時に加熱を開始するよう制御しても制御としてよく、ＴｃもしくはＴｏの検出が困難になった場合にいずれか１つを用いて制御ができるため信頼性の高い制御が実現できる。
　ここで、圧縮機温度Ｔｃ及び外気温度Ｔｏの両方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなる恐れがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間（Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅ）を計測し、時間比較部３４にて予め設定した制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に１を出力して圧縮機１の加熱を開始する。ここで、一日の温度変化は太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、おおよそ１２時間周期で温度の上昇低下が繰り返される。そのため、例えばＬｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを１２時間程度に設定しておけばよい。
　なお、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅは圧縮機１への加熱を行った場合にリセット部３５にてＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを０に設定する。
　論理和計算部３６は、以上の寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値の論理和を出力する。寝込み判定部３２と時間比較部３４との出力値のいずれか一方でも加熱開始を表す１となった場合には、論理和計算部３６が１を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。
　第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１と論理和計算部３６との出力値の論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。出力値が１の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させ、圧縮機１の加熱動作を行う。一方、出力値が０の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させず、圧縮機１の加熱動作をしない、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作を停止させ、圧縮機１の加熱動作を止める。
　第２論理積計算部３７で論理積を出力するため、第１論理積計算部３１にて圧縮機１への加熱停止の信号０が出力されている場合には、論理和計算部３６が加熱開始の信号１が出力されていても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることが可能なヒートポンプ装置を得ることができる。
　なお、寝込み判定部３２は、圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態を検出するとした。さらに、加熱量判断部３８は、圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとから圧縮機１内に滞留した液冷媒の量を特定する。そして加熱量判断部３８は、特定した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な電圧指令値Ｖｃを計算して出力する。これにより、必要最小限の電力で圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態を解消することが可能となり、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。
　次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。
　図７は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。
　（Ｓ１：加熱判断ステップ）
　加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。
　高周波電圧発生部１１を動作させると加熱判定部１２が判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が１（ＯＮ）の場合（Ｓ１でＹＥＳ）、処理をＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる。一方、高周波電圧発生部１１を動作させないと加熱判定部１２が判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が０（ＯＦＦ）の場合（Ｓ１でＮＯ）、所定時間経過後に、再び高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。
　（Ｓ２：電圧指令値生成ステップ）
　選択部２３は、電圧指令値Ｖ＊と回転数指令値ω＊とを選択し、積分器２４は、選択部２３が選択した回転数指令値ω＊から電圧位相θを求める。そして、電圧指令生成部２５は、選択部２３が選択した電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとに基づき、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
　（Ｓ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
　ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。
　モータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。
　所定の時間経過後、再びＳ１へ戻りさらに加熱が必要かを判定する。
　以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、高周波電圧をモータ８へ印加するため、騒音を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。
　なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そこで、Ｓ２において、選択部２３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる回転数指令ω＊を出力するのがよい。
　一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、選択部２３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような回転数指令ω＊を出力する。
　但し、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１７ａ～１７ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１７ａ～１７ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、発煙や発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は最大定格周波数以下にすることが望ましい。
　また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。
　そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。
　また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
　また、インバータ９を構成するスイッチング素子１７ａ～１７ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１８ａ～１８ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いても良い。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、この実施例に記載の効果を得ることができる。
　その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。
　また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。
　さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。
　なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）、電子回路などで構成される。
　実施の形態２．
　実施の形態２では、高周波電圧の生成方法について説明する。
　一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
　また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
　図８は、実施の形態２におけるヒートポンプ装置１００の構成を示す図である。
　実施の形態２におけるヒートポンプ装置１００は、積分器２４（図３参照）に代えて、基準位相θｆに、選択部２３にて切り換えられた位相θｐと位相θｎを加算して電圧位相θとする加算部３９を備えることを除き、図１に示す実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００と同じである。そのため、同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
　実施の形態１では、回転数指令ω＊を積分器２４にて積分して電圧位相θを求めていた。これに対し、実施の形態２では、選択部２３（位相切替部）が、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の電圧位相を交互に切り換える。そして、加算部３９が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐ又は位相θｎを加算して電圧位相θとする。
　なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。
　次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。
　なお、図７に示すＳ２の動作以外は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０と同じであるため、説明を省略する。
　Ｓ２では、選択部２３が、キャリア信号の頂（山）又は底（谷）のタイミングで、あるいは、頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。そして、加算部３９が、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐ又は位相θｎを加算して電圧位相θとして電圧指令生成部２５へ出力する。電圧指令生成部２５は、電圧位相θと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて式（１）～式（３）にて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得て、ＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。
　選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂もしくは底、頂及び底のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。
　図９は、選択部２３がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮはそれぞれオン／オフ状態が逆であり、一方がわかれば他方もわかるため、ここではＵＰ、ＶＰ、ＷＰのみを示している。また、ここでは、θｆ＝０［度］としている。
　この場合、図９に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。
　図１０は、図９に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図１０では、破線で囲まれたスイッチング素子１７がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１７がオフの状態であることを表している。
　図１０に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図５に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（－Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
　図１１は、選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。
　この場合、図１１に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、Ｖ０、Ｖ３、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ４、Ｖ０、・・・の順で変化する。Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。
　図１２は、ＩＰＭモータのロータ位置（ロータの停止位置）の説明図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。
　図１３は、ロータ位置による電流変化を示す図である。ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費される虞がある。
　そこで、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。
　図１４は、θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。
　ここでは、θｆを時間の経過とともに、０度、４５度、９０度、１３５度、・・・と４５度づつ変化させている。θｆが０度であれば、電圧指令値の位相θは０度、１８０度となり、θｆが４５度であれば、電圧指令値の位相θは４５度、２２５度となり、θｆが９０度であれば、電圧指令値の位相θは９０度、２７０度となり、θｆが１３５度であれば、電圧指令値の位相θは１３５度、３１５度となる。
　つまり、初めに、θｆが０度に設定され、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。その後、θｆが４５度に切り替えられ、所定の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。その後、θｆが９０度に切り替えられ、・・・というように、所定の時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、・・・と電圧指令値の位相θが切り替えられる。
　これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。
　図１５は、θｆが０度（Ｕ相（Ｖ４）方向が０度）、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を表した図である。
　θｆが０度の場合には、図９に示すようにＶ０とＶ７との間に他の電圧ベクトル（スイッチング素子１７ａ～１７ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、又は、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。
　しかし、θｆが３０度の場合には、Ｖ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。
　また、θｆが６０度の場合も、θｆが０度の場合と同様に、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。
　このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧位相θが６０度の倍数とならないため、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまう。Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音やモータ軸振動などの悪影響を与える虞がある。したがって、基準位相θｆは、０度、６０度、・・・のように６０度刻みで変化させることが望ましい。
　図１６は、図９に示すＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮはそれぞれＵＰ、ＶＰ、ＷＰの逆）でインバータ９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆを駆動した場合における線間電圧と相電流とを示す図である。
　図９に示すＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮはそれぞれＵＰ、ＶＰ、ＷＰの逆）でインバータ９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆを駆動する。すると、図１６に示すようにＶ４及びＶ３ベクトルの出力中に線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕが出力され、図１６に示すように相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの極性が変化する。また、ゼロベクトルＶ０及びＶ７では、モータ８の抵抗とインダクタンスにより相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが減衰する。これにより、高周波の交流電圧がモータ８に印加される。
　しかし、演算などの誤差によってＶ４とＶ３との発生時間の長さに差異が発生する虞がある。例えば、Ｖ３よりもＶ４の方が長い場合、図１７に示すようにＵ相電流Ｉｕは正方向にオフセットが発生し、Ｖ相、Ｗ相電流Ｉｖ、Ｉｗは負方向にオフセットが発生する。その結果、電流に直流成分が重畳してしまい、直流成分による直流励磁によりモータ８のロータが引き寄せられる事による振動が発生する。
　また、Ｖ４とＶ３だけでなく、ゼロベクトルＶ０とＶ７との発生時間の長さに差異が発生する虞がある。ゼロベクトル区間中のモータ８の抵抗とインダクタンスから決定される時定数により電流が減衰する時間が変化するため、例えば、Ｖ７よりもＶ０の方が長い場合、図１８に示すようにＵ相電流Ｉｕが正方向、Ｖ相、Ｗ相電流Ｉｖ、Ｉｗが負方向にオフセットしてしまう。その結果、電流に直流成分が重畳してしまい、直流励磁によりモータ８のロータが引き寄せられることによる振動が発生する。
　ここで電圧位相θｐ＝０度及びθｎ＝１８０度を、キャリア信号の頂と底とで切り換えて高周波電圧を印加させる場合を考える。この場合、図９に示すように実ベクトルＶ４とＶ３、ゼロベクトルＶ０とＶ７が１キャリア周期（１／ｆｃ）で発生する。電流オフセットの発生原因は、前述の通り１キャリア中における実ベクトルＶ４とＶ３の発生時間の長さの差、もしくはゼロベクトルＶ０とＶ７の発生時間の長さの差によって発生する。
　そのため、例えば電圧位相θｐ＝０度及びθｎ＝１８０度を、キャリア信号の頂と底とで切り換えて高周波電圧を発生させる場合において、電流オフセットを解消するためには、１キャリア周期におけるＶ４とＶ３の長さ、及び、ゼロベクトルＶ０とＶ７の長さを一致させればよい。
　図１９は、キャリア信号の電圧Ｖの説明図である。
　図１９に示すようにθ＝０度の区間、すなわちキャリア信号が頂から底へと向かう区間におけるキャリア信号の電圧Ｖは母線電圧をＶｄｃ、キャリア周波数をｆｃ、時間をｔとすると、次式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　式（４）を時間ｔについて解くと、次式（５）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｖ＝Ｖｕ＊として求めたｔがＶ０の長さとなり、Ｖ＝Ｖｖ＊（もしくはＶｗ＊）として求めたｔがＶ０＋Ｖ４の長さとなる。そのため式（５）のｔを電圧Ｖの関数と見なすと、Ｖ０の長さ＝ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ４の長さ＝ｔ（Ｖｖ＊）－ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ７の長さ＝１／（２・ｆｃ）－ｔ（Ｖｖ＊）となる。
　続いて、図１９に示すようにθ＝１８０度の区間、すなわちキャリアが底から頂へと向かう区間におけるキャリア信号の電圧Ｖは母線電圧をＶｄｃ、キャリア周波数をｆｃ、時間をｔとすると、次式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　式（６）を時間ｔについて解くと、次式（７）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、Ｖ＝Ｖｕ＊として求めたｔがＶ７’（頂から底への区間と区別するため「’」を付記）の長さとなり、Ｖ＝Ｖｖ＊（もしくはＶｗ＊）として求めたｔがＶ７’＋Ｖ３’の長さとなる。そのため式（７）のｔを電圧Ｖの関数と見なすと、Ｖ７’の長さ＝ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ３’の長さ＝ｔ（Ｖｖ＊）－ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ０’の長さ＝１／（２・ｆｃ）－ｔ（Ｖｖ＊）となる。
　よって、１キャリア周期で見た場合に実ベクトルであるＶ４とＶ３が一致しており、またＶ０及びＶ０’の和と、Ｖ７及びＶ７’の和とが一致するように電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補正すれば、電流のオフセットの発生を抑制できる。そして、モータ８の軸の振動抑制することが可能となる。
　図２０は、実施の形態２に係るＰＷＭ信号生成部２６の構成を示す図である。
　実施の形態２に係るＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令補正部４０と、キャリア比較部４１（駆動信号生成部）とを備える。
　電圧指令補正部４０は、電圧指令生成部２５が出力したＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力とし、キャリアの頂から底の区間では、式（５）を用いて、Ｖ０の長さ＝ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ４の長さ＝ｔ（Ｖｖ＊）－ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ７の長さ＝１／（２・ｆｃ）－ｔ（Ｖｖ＊）として実ベクトル及びゼロベクトルを求める。また、電圧指令補正部４０は、底から頂の区間では、式（７）を用いて、Ｖ７’の長さ＝ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ３’の長さ＝ｔ（Ｖｖ＊）－ｔ（Ｖｕ＊）、Ｖ０’の長さ＝１／（２・ｆｃ）－ｔ（Ｖｖ＊）として実ベクトル及びゼロベクトルを求める。
　そして、電圧指令補正部４０は、まず、電圧の印加に必要な実ベクトルが「Ｖ４の長さ＝Ｖ３の長さ」となるように値の大きい方に合わせて補正する。これにより、加熱量の低下を抑制するとともに電流のオフセット抑制を図ることが可能となる。さらに、電圧指令補正部４０は、「Ｖ０の長さ＋Ｖ０’の長さ＝Ｖ７の長さ＋Ｖ７’の長さ」かつ、「Ｖ０の長さ＋Ｖ４の長さ＋Ｖ７の長さ＝Ｖ０’の長さ＋Ｖ３’の長さ＋Ｖ７’の長さ」＝１／（２・ｆｃ）となるようにゼロベクトル量を調整する。
　そして、電圧指令補正部４０は、得られたＶ０の長さ、Ｖ４の長さ、Ｖ７の長さを用いて式（４）にて、電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を計算する。例えば、式（４）のｔにＶ０の長さを入力して演算すると電圧指令値Ｖｕ＊が得られる。あるいは、電圧指令補正部４０は、Ｖ０’の長さ、Ｖ３の長さ、Ｖ７’の長さを用いて式（６）にて、電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を計算する。例えば、式（６）のｔにＶ７’の長さを入力して演算すると電圧指令値Ｖｕ＊が得られる。これにより、電流オフセットを解消可能な電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を得ることができる。
　キャリア比較部４１は、電圧指令補正部４０にて得られた電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’をキャリア信号と比較してＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成して出力する。そして、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮによりスイッチング素子１７ａ～１７ｆが駆動される。これにより、電流オフセットを解消した電流をモータ８に流すことが可能となり、直流励磁による軸振動を防止することが可能となる。
　以上のように、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００では、位相θｐと、位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の位相をキャリア信号に同期させて交互に切り換えて、電圧位相θとした。これにより、キャリア周波数に同期した高周波電圧をモータ８の巻線へ印加することができる。
　また、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００では、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させる。そのため、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。
　さらに、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００では、電圧指令生成部２５が出力したＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を補正して電圧指令値Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を生成する。そのため、電流オフセットを解消した電流をモータ８に流すことが可能となり、直流励磁による軸振動を防止することが可能となる。
　実施の形態３．
　実施の形態３では、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。
　なお、例えば、図１等では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態３では、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。
　図２１は、実施の形態３に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図である。
　図２２は、図２１に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２２において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。
　ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、上記実施の形態で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。
　さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。
　熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。
　まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２２の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。
　熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２２の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２２の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２２の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２２の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２２の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
　圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２２の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２２の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２２の点１１）に、インジェクション冷媒（図２２の点１０）が合流して、温度が低下する（図２２の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２２の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２２の点１）。
　なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。
　ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。
　次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２２の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２２の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２２の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２２の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２２の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２２の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２２の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２２の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。
　そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２の点８）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。
　圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。
　なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
　また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。
　また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
　以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。
　１　圧縮機、２　四方弁、３　熱交換器、４　膨張機構、５　熱交換器、６　冷媒配管、７　圧縮機構、８　モータ、９　インバータ、１０　インバータ制御部、１１　高周波電圧発生部、１２　加熱判定部、１３　交流電源、１４　整流器、１５　平滑コンデンサ、１６　母線電圧検出部、１７　スイッチング素子、１８　環流ダイオード、１９　電圧印加部、２０　電流検出部、２１　テーブルデータ、２２　外部入力部、２３　選択部、２４　積分器、２５　電圧指令生成部、２６　ＰＷＭ信号生成部、２７　電流比較部、２８　電圧比較部、２９　温度検出部、３０　温度比較部、３１　第１論理積計算部、３２　寝込み判定部、３３　経過時間計測部、３４　時間比較部、３５　リセット部、３６　論理和計算部、３７　第２論理積計算部、３８　加熱量判断部、３９　加算部、４０　電圧指令補正部、４１　キャリア比較部、５１　圧縮機、５２，５７　熱交換器、５３，５６，６１　膨張機構、５４　レシーバ、５５　内部熱交換器、５８　主冷媒回路、５９　四方弁、６０　ファン、６２　インジェクション回路、６３　水回路、１００　ヒートポンプ装置。

Claims (15)

  1. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
    　前記三相インバータを制御して、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と
    を備え、
    　前記インバータ制御部は、
    　所定の周波数の基準信号に同期して、位相θｐと、前記位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとを切り替えて出力する位相切替部と、
    　前記位相切替部が出力した位相に基づき、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する電圧指令生成部と、
    　前記電圧指令生成部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、所定の方法により補正して三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成して出力する電圧指令補正部と、
    　前記電圧指令補正部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と前記基準信号とに基づき、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させる駆動信号生成部と
    を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
  2. 　前記駆動信号生成部は、前記三相インバータの各直列接続部における２つのスイッチング素子の一方がオン、他方がオフとなる駆動信号を出力し、
    　前記電圧指令補正部は、前記駆動信号生成部が出力する駆動信号が、前記三相インバータの正電圧側のスイッチング素子のうち１つをオン状態とし２つをオフ状態とする時間と、前記正電圧側のスイッチング素子のうち２つをオン状態とし１つをオフ状態とする時間とが、前記基準信号の１周期において同じになるように、前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正して前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する
    ことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記駆動信号生成部は、前記三相インバータの各直列接続部における２つのスイッチング素子の一方がオン、他方がオフとなる駆動信号を出力し、
    　前記電圧指令補正部は、前記駆動信号生成部が出力する駆動信号が、前記三相インバータの正電圧側のスイッチング素子全てをオン状態とする時間と、前記正電圧側のスイッチング素子全てをオフ状態とする時間とが、前記基準信号の１周期において同じになるように、前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正して前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記基準信号は、頂と谷とが特定可能な信号であり、
    　前記位相切替部は、前記基準信号の頂と底とのタイミングで前記位相θｐと前記位相θｎとを切り替え、
    　前記電圧指令補正部は、前記基準信号の頂から底までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子のうち１つをオン状態とし２つをオフ状態とする時間と、前記基準信号の底から頂までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子のうち２つをオン状態とし１つをオフ状態とする時間とが同じになるように、又は、前記基準信号の頂から底までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子のうち２つをオン状態１つをオフ状態とする時間と、前記基準信号の底から頂までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子のうち１つをオン状態２つをオフ状態とする時間とが同じになるように前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正して前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する
    ことを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記基準信号は、頂と谷とが特定可能な信号であり、
    　前記位相切替部は、前記基準信号の頂と底とのタイミングで前記位相θｐと前記位相θｎとを切り替え、
    　前記電圧指令補正部は、前記基準信号の頂から底までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子全てをオン状態とする時間と、前記基準信号の底から頂までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子全てをオフ状態とする時間とが同じになるように、又は、前記基準信号の頂から底までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子全てをオフ状態とする時間と、前記基準信号の底から頂までの区間における前記正電圧側のスイッチング素子全てをオン状態とする時間とが同じになるように、前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正して前記三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成する
    ことを特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記位相切替部は、所定の時間毎に前記位相θｐを変更するとともに、前記位相θｐの変更に合わせて前記位相θｎを前記位相θｐとほぼ１８０度異なる位相に変更しつつ、前記基準信号に同期して、前記位相θｐと前記位相θｎとを切り替えて出力する
    ことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記駆動信号生成部は、
    　前記三相インバータの各直列接続部における２つのスイッチング素子の一方がオン、他方がオフとなる駆動信号を出力するとともに、
    　前記三相インバータの正電圧側のスイッチング素子のうち、いずれか１つ又は２つのスイッチング素子をオン状態とするスイッチングパターンの駆動信号を、前記基準信号の半周期に１パターンのみ出力する
    ことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  8. 　前記インバータ制御部は、さらに、
    　所定の時間前に比べて、外気温度が所定の温度以上上昇した状態を検出する検出部
    を備え、
    　前記電圧指令生成部は、前記検出部が前記状態を検出した場合に、電圧指令値を出力する
    ことを特徴とする請求項１から７までのいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  9. 　前記インバータ制御部は、さらに、
    　外気温度に比べて、前記圧縮機の温度が低い状態が所定の時間経過したことを検出する検出部を備え、
    　前記電圧指令生成部は、前記検出部が前記状態を検出した場合に、電圧指令値を出力する
    ことを特徴とする請求項１から７までのいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  10. 　前記電圧指令生成部は、圧縮機の運転を停止してから所定時間経過する毎に、電圧指令値を出力する
    ことを特徴とする請求項１から９までのいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  11. 　前記インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体である
    ことを特徴とする請求項１から１０までのいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  12. 　前記ワイドギャップ半導体は、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドのいずれかである
    ことを特徴とする請求項１１に記載のヒートポンプ装置。
  13. 　前記インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とする請求項１から１０までのいずれかに記載のヒートポンプ装置。
  14. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第１熱交換器と、膨張機構と、第２熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第１熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであり、
    　前記ヒートポンプ装置は、さらに、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと、
    　前記三相インバータを制御して、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部と
    を備え、
    　前記インバータ制御部は、
    　所定の周波数の基準信号に同期して、位相θｐと、前記位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとを切り替えて出力する位相切替部と、
    　前記位相切替部が出力した位相に基づき、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する電圧指令生成部と、
    　前記電圧指令生成部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、所定の方法により補正して三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成して出力する電圧指令補正部と、
    　前記電圧指令補正部が出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と前記基準信号とに基づき、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させる駆動信号生成部と
    を備えることを特徴とするヒートポンプシステム。
  15. 　冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、
    　前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、
    　前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、２つのスイッチング素子の直列接続部を３個並列に接続して構成された三相インバータと
    を備えるヒートポンプ装置における前記三相インバータの制御方法であり、
    　所定の周波数の基準信号に同期して、位相θｐと、前記位相θｐとほぼ１８０度異なる位相θｎとを切り替えて出力する位相切替工程と、
    　前記位相切替工程で出力した位相に基づき、三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する電圧発生工程と、
    　前記電圧発生工程で出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、所定の方法により補正して三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’を生成して出力する電圧指令補正工程と、
    　前記電圧指令補正工程で出力した三相の電圧指令値Ｖｕ＊’，Ｖｖ＊’，Ｖｗ＊’と前記基準信号とに基づき、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させる駆動信号生成工程と
    を備えることを特徴とする三相インバータの制御方法。
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